CN117614505B - 基于两路cma均衡的极化分集合成方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法及装置，包括对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；分别输入至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；基于初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至均衡滤波器系数收敛后对右旋插值相位和左旋插值相位进行反馈调节，更新初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号，既提升了信噪比增益，又克服了噪声、相位差、频率差、时延和多径衰落的影响。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法及装置。
背景技术
遥测技术被广泛应用在导弹、卫星、核工业等技术领域并取得了巨大成功，因此越来越受到重视。现行的遥测系统主要采用脉冲编码调制/调频（PCM/FM）体制，其具有遥测精度高、数据格式灵活、抗噪性能强、发射效率高、硬件实现简单、解调数据易处理等特点，因此作为一种标准体制广泛应用于遥测系统。为了改善接收信噪比、克服多径衰落影响，常常将极化分集接收应用于PCM/FM遥测领域。
极化分集的基本原理是使用天线同时接收相互独立的两个极化方向的右旋信号和左旋信号，然后对右旋信号和左旋信号进行特定的处理并加以合并。合并的时候通常对两路信号进行加权，权重由各自的信噪比决定，这种方式称为最大比合并。最大比合并的输出信噪比等于两路信噪比之和；因此，在两路信号都较差的情况下，合成的增强信号仍有可能满足信噪比要求。
目前，常用的极化分集接收方法在极化合成时要求两路信号同频、同相后加权合并才能取得增益，因此对环路的要求很高，导致合成之后的信号不但无法获得增益，反而损失了信噪比。
发明内容
本发明提供一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法及装置，用以解决现有技术中无法获取信噪比增益，且存在噪声、相位差、频率差、时延和多径衰落影响的缺陷。
一方面，本发明提供一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，包括：
对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；
分别输入所述右旋基带信号和所述左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对所述右旋基带信号和所述左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；
输入所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；
基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至所述均衡滤波器系数收敛；
利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，更新所述初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，包括：
分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差；
基于所述右旋定时误差、所述左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差；
利用所述总定时误差，反馈调节所述右旋插值相位；
利用所述收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，利用所述时延估计结果反馈调节所述左旋插值相位。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差，包括：
分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号均进行叉积鉴频和自动增益控制，得到增益信号；
基于第一数字控制振荡器的使能信号，均生成右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟和左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟；
将所述增益信号与所述右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到右旋定时误差；
将所述增益信号与所述左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到左旋定时误差。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述滤波器系数包括右旋滤波器系数和左旋滤波器系数；
所述基于所述右旋定时误差、所述左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差，包括：
基于所述右旋滤波器系数和所述左旋滤波器系数，确定右旋滤波权重和左旋滤波权重；
输入所述右旋定时误差、所述左旋定时误差、所述右旋滤波权重和所述左旋滤波权重至总定时误差计算公式，确定总定时误差。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述利用所述总定时误差，反馈调节所述右旋插值相位，包括：
输入所述总定时误差至二阶环，利用所述二阶环的输出信号控制第一数字控制振荡器反馈调节定时同步所需的右旋插值相位。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述利用所述收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，包括：
确定所述右旋滤波器系数对应的右旋群时延和所述左旋滤波器系数对应的左旋群时延；
输入所述右旋群时延和所述左旋群时延至时延估计公式，输出时延估计结果。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述利用所述时延估计结果反馈调节所述左旋插值相位，包括：
输入所述时延估计结果至一阶环，利用所述一阶环的输出信号控制第二数字振荡器生成右旋左旋相位差；
基于所述反馈调节后的右旋插值相位和所述右旋左旋相位差，反馈调节所述左旋插值相位。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述输入所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号，包括：
确定均衡模块的右旋滤波器系数和左旋滤波器系数；
输入所述右旋重采样信号、所述左旋重采样信号、所述右旋滤波器系数和左旋滤波器系数至预设公式，输出初始极化分集合成信号。
根据本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，所述基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，包括：
；
其中，表示右旋滤波器系数，/>表示左旋滤波器系数，/>表示右旋信号的共轭，/>表示左旋信号的共轭，/>表示更新步长，/>表示初始极化分集合成信号，/>，初始化时抽头系数/>为0向量；/>的中间值为1，其余为0。
另一方面，本发明还提供一种基于两路CMA均衡的极化分集合成装置，包括：
增益控制模块，用于对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；
位同步模块，用于分别输入所述右旋基带信号和所述左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对所述右旋基带信号和所述左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；
均衡模块，用于输入所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；
更新模块，用于基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至所述均衡滤波器系数收敛；
反馈模块，用于利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，更新所述初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号。
另一方面，本发明还提供一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如上述任一种所述基于两路CMA均衡的极化分集合成方法。
另一方面，本发明还提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现如上述任一种所述基于两路CMA均衡的极化分集合成方法。
本发明提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法及装置，方法包括对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；分别输入右旋基带信号和左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对右旋基带信号和左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；输入右旋重采样信号和左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；基于初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至均衡滤波器系数收敛；利用收敛后的均衡滤波器系数对右旋插值相位和左旋插值相位进行反馈调节，更新初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号，通过分别对右旋基带信号和左旋基带信号的多相插值滤波，且右旋插值相位和左旋插值相位是实时进行反馈调节得到的，能够有效地避免时延差对位同步的影响，再结合CMA均衡，能够同时满足极化合成和自适应均衡的优点，既提升了信噪比增益，又克服了噪声、相位差、频率差、时延和多径衰落的影响。
附图说明
为了更清楚地说明本发明或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法的流程示意图之一；
图2是本发明实施例提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法的流程示意图之二；
图3是本发明实施例提供的定时误差提取模块的工作原理图；
图4是本发明实施例提供的均衡滤波器系数进行迭代更新的流程示意图；
图5为采用本发明的方法进行的权重计算结果示意图；
图6为采用本发明的方法进行的插值相位差计算结果示意图；
图7为采用本发明的方法进行的两路联合均衡合成信号的结果示意图；
图8是本发明实施例提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成装置的结构示意图；
图9是本发明实施例提供的电子设备的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合图1-图9描述本发明的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法及装置。
图1是本发明实施例提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法的流程示意图之一。
如图1所示，本发明实施例提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，主要包括以下步骤：
101、对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号。
在一个具体的实现过程中，定义接收端的右旋信号为，左旋信号为/>。然后分别对右旋信号和左旋信号进行自动增益控制（Automatic Gain Control，AGC）和正交下变频得到右旋基带信号/>和左旋基带信号/>，其中，正交下变频使用的相位/>根据“共模环”的结果生成的。
102、分别输入右旋基带信号和左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对右旋基带信号和左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号。
然后将右旋基带信号和左旋基带信号/>分别输入位同步模块，位同步模块按照数字锁相环的方式进行处理。首先，对右旋基带信号/>和左旋基带信号/>，分别按照独立的插值相位和一致的使能信号进行多相插值滤波，即基于右旋插值相位/>和使能信号对右旋基带信号/>进行多相插值滤波，得到右旋重采样信号/>，基于左旋插值相位/>和使能信号，对左旋基带信号进行多相插值滤波，得到左旋重采样信号/>。
103、输入右旋重采样信号和左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号。
再得到右旋重采样信号和左旋重采样信号/>之后，输入/>和/>至均衡模块，均衡模块可以采用两路联合均衡。
具体可以是，首先确定均衡模块的右旋滤波器系数和左旋滤波器系数/>；然后输入右旋重采样信号/>、左旋重采样信号/>、右旋滤波器系数/>和左旋滤波器系数/>至预设公式，输出初始极化分集合成信号y。
而预设公式则如公式（1）：
（1）
其中，y表示初始极化分集合成信号，表示右旋滤波器系数的转置，/>表示左旋滤波器系数的转置，/>表示右旋重采样信号，/>表示左旋重采样信号。
因此，在即使是在受到噪声、相位差、频率差、时延干扰时也能稳定的获得增益。
104、基于初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至均衡滤波器系数收敛。
在得到初始极化分集合成信号之后，便可以利用恒模盲均衡算法(ConstantModulus Algorithm，CMA)对联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，均衡滤波器系数包括右旋滤波器系数和左旋滤波器系数，迭代更新的具体方式则如公式（2）：
（2）
其中，表示右旋滤波器系数，/>表示左旋滤波器系数，/>表示右旋信号的共轭，/>表示左旋信号的共轭，/>表示更新步长，/>表示初始极化分集合成信号，/>，初始化时抽头系数/>为0向量；/>的中间值为1，其余为0，/>可理解为中间计算值。
通过CMA均衡算法对右旋滤波器系数和左旋滤波器系数进行迭代更新，不仅实现简单，而且对相差和频偏均不敏感，从而有助于高效地完成对右旋滤波器系数和左旋滤波器系数的迭代更新。
105、利用收敛后的均衡滤波器系数对右旋插值相位和左旋插值相位进行反馈调节，更新初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号。
对右旋滤波器系数和左旋滤波器系数进行迭代更新，且右旋滤波器系数和左旋滤波器系数收敛之后，便需要对右旋插值相位和左旋插值相位进行反馈调节，更新右旋插值相位和左旋插值相位，从而更新多相插值滤波的结果，最终实现对初始极化分集合成信号的更新，得到目标极化分集合成信号。
而利用收敛后的均衡滤波器系数对右旋插值相位和左旋插值相位进行反馈调节，具体可以是，分别对右旋重采样信号和左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差/>；再基于右旋定时误差、左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差e；利用总定时误差，反馈调节右旋插值相位；利用收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，利用时延估计结果反馈调节左旋插值相位。
其中，分别对右旋重采样信号和左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差，包括：分别对右旋重采样信号和左旋重采样信号均进行叉积鉴频和自动增益控制AGC，得到增益信号；基于第一数字控制振荡器NCO1的使能信号，均生成右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟和左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟；将增益信号与右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到右旋定时误差；将增益信号与左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到左旋定时误差/>。
进一步的，在上述实施例的基础上，本实施例中的滤波器系数包括右旋滤波器系数和左旋滤波器系数。对应的，基于右旋定时误差、左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差，包括：基于右旋滤波器系数和左旋滤波器系数，确定右旋滤波权重和左旋滤波权重/>；输入右旋定时误差、左旋定时误差、右旋滤波权重和左旋滤波权重至总定时误差计算公式，确定总定时误差。其中，/>根据均衡模块的右旋滤波器系数和左旋滤波器系数生成的，在/>和/>收敛之后，根据/>和/>计算位同步模块需要的/>，其目的是减少噪声对定时误差提取的影响，增加位同步的稳定性。
其中，基于右旋滤波器系数和左旋滤波器系数，确定右旋滤波权重和左旋滤波权重/>，如公式（3）：
（3）
其中，表示对滤波器系数求和，/>表示求复数的模，/>表示右旋滤波权重，表示左旋滤波权重，/>表示右旋滤波器系数，/>表示左旋滤波器系数。
通过对右旋滤波权重和左旋滤波权重的计算，能够有效地减少噪声对定时误差提取的影响，并且还能够增加位同步模块的稳定性。
其中，总定时误差计算公式如公式（4）：
（4）
其中，e表示总定时误差，表示右旋滤波权重，/>表示左旋滤波权重；/>表示右旋定时误差，/>表示右旋定时误差。
进一步的，在上述实施例的基础上，本实施例中的利用总定时误差，反馈调节右旋插值相位，包括：输入总定时误差至二阶环，利用二阶环的输出信号控制第一数字控制振荡器生成定时同步所需的插值相位，即右旋插值相位，进而反馈调节多相插值滤波时的右旋插值相位/>，也就是/>。
进一步的，在上述实施例的基础上，本实施例中的利用收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，包括：确定右旋滤波器系数对应的右旋群时延和左旋滤波器系数对应的左旋群时延/>；输入右旋群时延和左旋群时延至时延估计公式，输出时延估计结果。
其中，时延估计公式如公式（5）：
（5）
其中，表示时延估计结果，/>表示左旋群时延，/>表示右旋群时延。
将时延估计结果输入位同步模块进行补偿，其目的是使得位同步的结果不受时延的影响，由于整数采样周期部分的时延不影响位同步的结果，因此，只估计小数采样周期部分的时延即可。
进一步的，在上述实施例的基础上，本实施例中的利用时延估计结果反馈调节左旋插值相位，包括：输入时延估计结果至一阶环，利用一阶环的输出信号控制第二数字振荡器NCO2生成右旋左旋相位差；再基于反馈调节后的右旋插值相位和右旋左旋相位差，反馈调节左旋插值相位。即，/>。
然后，在对左旋插值相位和右旋插值相位之后，分别送入各自对应的多相插值滤波模块，从而完成对重采样信号的更新，进而完成对极化分集合成信号的更新，最终得到目标极化分集合成信号。
图2是本发明实施例提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法的流程示意图之二。
如图2所示，位同步模块与均衡模块，两者相互调节，位同步模块信号输入至均衡模块，均衡模块的结果又同时反馈至位同步模块进行反馈调节。
从整体上进行详细描述则为：右旋信号经过AGC之后进入正交下变频处理，然后输入至位同步模块，进行多相插值滤波处理，左旋信号经过AGC之后进入正交下变频处理，然后输入至位同步模块，进行多相插值滤波处理。然后分别输出定时误差提取模块和均衡模块，均衡模块则是通过两路联合均衡调整滤波器系数，进行权重估计之后，确定右旋定时误差权重和左旋定时误差权重，右旋定时误差权重和左旋定时误差权重再结合定时误差模块输出的右旋定时误差和左旋定时误差，最终得到总定时误差，总定时误差再经过二阶环之后控制NCO1，从而实现对右旋信号对应的多相插值滤波时的右旋插值相位的反馈调节。同时，通过两路联合均衡并进行滤波器系数迭代更新之后，进行滤波器群延时，再输入时延估计模块，得到时延估计结果，经过一阶环之后，输入至NCO2，再结合NCO1，对左旋信号对应的多相插值滤波时的左旋插值相位进行反馈调节，从而实现对两路联合均衡输出的极化分集合成信号的更新，再输入至共模环和MSD，同时共模环的结果也对正交下变频使用的相位进行反馈调节。
图3是本发明实施例提供的定时误差提取模块的工作原理图。
如图3所示，虚线框内的处理流程为针对右旋重采样信号和左旋重采样信号的详细流程，且在上述实施例中已经进行了解释说明，因此，在本实施例中不再进行具体阐述。其中，图3为图2中的部门详细示意图，因此，关于定时误差计算之后的结果，再如何进行作用对右旋插值相位和左旋插值相位进行的反馈调节，可参照上述实施例进行理解。
图4是本发明实施例提供的均衡滤波器系数进行迭代更新的流程示意图。
如图4所示，右旋重采样信号和左旋重采样信号/>输入均衡模块之后，均衡模块经过运算处理，反馈对均衡滤波器系数即右旋滤波器系数和左旋滤波器系数进行调节，从而实现右旋滤波器系数/>和左旋滤波器系数/>的迭代更新，直至收敛。同时，收敛之后的滤波器系数还能够对右旋滤波权重/>和左旋滤波权重/>进行反馈调节，还对时延估计结果/>进行反馈调节，最终输出极化分集合成信号y(t)。
采用本发明的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，具有以下优势：
（1）使用两路信号进行联合定时误差估计，对按照基于均衡滤波器系数计算的不同权重/>进行相加，将最大比合并的思路引入定时误差提取模块，减少了噪声对定时误差提取的影响，并且计算的/>满足/>的条件。其中，/>表示左旋基带信号的信噪比，/>表示右旋基带信号的信噪比。
（2）两路信号独立进行多相插值滤波，基于联合定时误差，通过二阶环路得到基础的插值相位，基于均衡滤波器的群延时计算时延估计，并通过一阶环路得到插值的相位差/>补偿时延差，然后右旋插值相位/>，左旋插值相位/>，两者使用相同的使能信号；通过这样的处理，在保证两路信号同步性的同时，又将原本存在时延差的两路信号的最佳采样点调整对齐，避免了时延差对位同步结果的影响。
（3）使用两路联合均衡替换常规的基于AGC增益的最大比合并，将两组均衡滤波器的输出相加作为合成信号，并利用CMA算法同时迭代更新两组滤波器系数；通过这样的处理，得到的合成信号结合了极化合成和自适应均衡的优点，既增强信噪比，又对频移、相差、时延等干扰有很好的抗性。
为了评估本发明主要创新点的性能，进行了仿真分析，信号采用PCM/FM调制，符号率10MHz，采样率96MHz，中频70MHz，调制度0.7；左旋信号和右旋信号之间存在0.8个采样周期的时延；左旋信号EbN0为14.2dB，右旋信号EbN0为11.2dB，两路信号EbN0相差3dB，即，则期望的满足最大比合并的合成信号的EbN0为。通过大量符号数据的仿真，验证了本发明的性能。
图5为采用本发明的方法进行的权重计算结果示意图。
如图5所示，仿真对右旋信号权重的计算值收敛到0.33，对左旋信号权重/>的计算值收敛到0.66，满足/>。可以看出：（1）本方法对/>和/>的计算十分理想，没有受到噪声的影响；（2）由于/>和/>是根据两个均衡滤波器的系数计算，上述结果也侧面反映了两路联合均衡的方法可以达到最大比合并的效果。
图6为采用本发明的方法进行的插值相位差计算结果示意图。
如图6所示，位同步模块的NCO2子模块生成的两路信号插值的相位差收敛到0.8采样周期，与左旋信号和右旋信号之间的时延大小是一致的。可以看出，本发明对插值的相位差的计算是符合预期的。
图7为采用本发明的方法进行的两路联合均衡合成信号的结果示意图。
如图7所示，(a)-(d)依次为右旋信号（EbN0=14.2dB）、左旋信号（EbN0=11.2dB）、本方法合成的信号、EbN0为16dB的信号的星座图；显然，(c)的星座图优于(a)和(b)，和(d)十分接近。可以看出，本发明利用两路联合均衡合成的信号基本达到了最大比合并（EbN0约等于16dB）的效果。
采用本发明的方法，优点如下：
性能好。本发明创新地通过两个均衡滤波器的系数计算左旋、右旋两路信号的权重（参阅图5），借鉴最大比合并的思路抑制噪声对位同步模块的影响；本发明创新地通过两个均衡滤波器的群延时计算左旋、右旋两路信号的时延差，并输入位同步模块进行补偿（参阅图6），避免了时延差的影响，使得位同步的结果稳定可靠；本发明创新地通过两路联合均衡进行极化合成，仿真验证其输出的合成信号达到了最大比合并的效果（参阅图7）。
实用性强。本发明使用的数字锁相环、自适应均衡等关键模块，保留了PCM/FM解调系统中常用的数字AGC、正交下变频、“叉积鉴频”、超前滞后门、“共模环”、MSD等模块，非常具有实用性。
时效性强。本发明对左旋、右旋两路时延的估计是实时的，可以自适应地跟踪时延的变化；同时，本发明使用的自适应均衡可以实时跟踪多径衰落的变化，始终抑制码间串扰，获得信噪比增益。
适用性广。本技术方法不仅适用于调频信号的应用场景；且本方法可以推广到其他使用极化分集接收的应用场景。
抗干扰强。本发明使用的两路联合均衡方法在噪声环境下比常用的基于AGC增益系数的极化合成更加接近最大比合并的效果；而且由于CMA自适应均衡对频移、相差、时延、多径衰落都有很好抗性的特点，克服了上述干扰对传统极化合成的限制。
基于同一总的发明构思，本发明还保护一种基于两路CMA均衡的极化分集合成装置，下面对本发明提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成装置进行描述，下文描述的基于两路CMA均衡的极化分集合成装置与上文描述的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法可相互对应参照。
图8是本发明实施例提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成装置的结构示意图。
如图8所示，本发明实施例提供的一种基于两路CMA均衡的极化分集合成装置，包括：
增益控制模块801，用于对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；
位同步模块802，用于分别输入右旋基带信号和左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对右旋基带信号和左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；
均衡模块803，用于输入右旋重采样信号和左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；
更新模块804，用于基于初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至均衡滤波器系数收敛；
反馈模块805，用于利用收敛后的均衡滤波器系数对右旋插值相位和左旋插值相位进行反馈调节，更新初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号。
进一步的，本实施例中的反馈模块805，具体用于：
分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差；
基于所述右旋定时误差、所述左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差；
利用所述总定时误差，反馈调节所述右旋插值相位；
利用所述收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，利用所述时延估计结果反馈调节所述左旋插值相位。
进一步的，本实施例中的反馈模块805，具体还用于：
分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号均进行叉积鉴频和自动增益控制，得到增益信号；
基于第一数字控制振荡器的使能信号，均生成右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟和左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟；
将所述增益信号与所述右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到右旋定时误差；
将所述增益信号与所述左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到左旋定时误差。
进一步的，本实施例中的所述滤波器系数包括右旋滤波器系数和左旋滤波器系数；
所述反馈模块805，具体还用于：
基于所述右旋滤波器系数和所述左旋滤波器系数，确定右旋滤波权重和左旋滤波权重；
输入所述右旋定时误差、所述左旋定时误差、所述右旋滤波权重和所述左旋滤波权重至总定时误差计算公式，确定总定时误差。
进一步的，本实施例中的反馈模块805，具体用于：
输入所述总定时误差至二阶环，利用所述二阶环的输出信号控制第一数字控制振荡器反馈调节定时同步所需的右旋插值相位。
进一步的，本实施例中的反馈模块805，具体用于：
确定所述右旋滤波器系数对应的右旋群时延和所述左旋滤波器系数对应的左旋群时延；
输入所述右旋群时延和所述左旋群时延至时延估计公式，输出时延估计结果。
进一步的，本实施例中的反馈模块805，具体用于：
输入所述时延估计结果至一阶环，利用所述一阶环的输出信号控制第二数字振荡器生成右旋左旋相位差；
基于所述反馈调节后的右旋插值相位和所述右旋左旋相位差，反馈调节所述左旋插值相位。
进一步的，本实施例中的均衡模块803，具体用于：
确定均衡模块的右旋滤波器系数和左旋滤波器系数；
输入所述右旋重采样信号、所述左旋重采样信号、所述右旋滤波器系数和左旋滤波器系数至预设公式，输出初始极化分集合成信号。
进一步的，本实施例中的更新模块804，具体用于：
；
其中，表示右旋滤波器系数，/>表示左旋滤波器系数，/>表示右旋信号的共轭，/>表示左旋信号的共轭，/>表示更新步长，/>表示初始极化分集合成信号，/>，初始化时抽头系数/>为0向量；/>的中间值为1，其余为0。
图9是本发明实施例提供的电子设备的结构示意图。
如图9所示，该电子设备可以包括：处理器(processor)910、通信接口(Communications Interface)920、存储器(memory)930和通信总线940，其中，处理器910，通信接口920，存储器930通过通信总线940完成相互间的通信。处理器910可以调用存储器930中的逻辑指令，以执行基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，该方法包括：对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；分别输入所述右旋基带信号和所述左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对所述右旋基带信号和所述左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；输入所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至所述均衡滤波器系数收敛；利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，更新所述初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号。
此外，上述的存储器930中的逻辑指令可以通过软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（ROM，Read-Only Memory）、随机存取存储器（RAM，Random Access Memory）、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
又一方面，本发明还提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现以执行上述各方法提供的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，该方法包括：对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；分别输入所述右旋基带信号和所述左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对所述右旋基带信号和所述左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；输入所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至所述均衡滤波器系数收敛；利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，更新所述初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号。
以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (7)
1.一种基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，其特征在于，包括：
对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；
分别输入所述右旋基带信号和所述左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对所述右旋基带信号和所述左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；
输入所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号，包括：确定均衡模块的右旋滤波器系数和左旋滤波器系数；输入所述右旋重采样信号、所述左旋重采样信号、所述右旋滤波器系数和左旋滤波器系数至预设公式，输出初始极化分集合成信号；
基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至所述均衡滤波器系数收敛；
所述基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，包括：
；
其中，表示右旋滤波器系数，/>表示左旋滤波器系数，/>表示右旋信号向量的共轭，/>表示左旋信号向量的共轭，/>表示更新步长，/>表示初始极化分集合成信号，，初始化时抽头系数/>为0向量；/>的中间值为1，其余为0；
利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，更新所述初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号；
所述利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，包括：分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差；基于所述右旋定时误差、所述左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差；利用所述总定时误差，反馈调节所述右旋插值相位；利用所述收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，利用所述时延估计结果反馈调节所述左旋插值相位。
2.根据权利要求1所述的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，其特征在于，所述分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差，包括：
分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号均进行叉积鉴频和自动增益控制，得到增益信号；
基于第一数字控制振荡器的使能信号，均生成右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟和左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟；
将所述增益信号与所述右旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到右旋定时误差；
将所述增益信号与所述左旋重采样信号对应的超前位钟、滞后位钟进行累加之后，进行定时误差计算，得到左旋定时误差。
3.根据权利要求1所述的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，其特征在于，所述滤波器系数包括右旋滤波器系数和左旋滤波器系数；
所述基于所述右旋定时误差、所述左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差，包括：
基于所述右旋滤波器系数和所述左旋滤波器系数，确定右旋滤波权重和左旋滤波权重；
输入所述右旋定时误差、所述左旋定时误差、所述右旋滤波权重和所述左旋滤波权重至总定时误差计算公式，确定总定时误差。
4.根据权利要求1所述的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，其特征在于，所述利用所述总定时误差，反馈调节所述右旋插值相位，包括：
输入所述总定时误差至二阶环，利用所述二阶环的输出信号控制第一数字控制振荡器反馈调节定时同步所需的右旋插值相位。
5.根据权利要求3所述的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，其特征在于，所述利用所述收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，包括：
确定所述右旋滤波器系数对应的右旋群时延和所述左旋滤波器系数对应的左旋群时延；
输入所述右旋群时延和所述左旋群时延至时延估计公式，输出时延估计结果。
6.根据权利要求5所述的基于两路CMA均衡的极化分集合成方法，其特征在于，所述利用所述时延估计结果反馈调节所述左旋插值相位，包括：
输入所述时延估计结果至一阶环，利用所述一阶环的输出信号控制第二数字振荡器生成右旋左旋相位差；
基于所述反馈调节后的右旋插值相位和所述右旋左旋相位差，反馈调节所述左旋插值相位。
7.一种基于两路CMA均衡的极化分集合成装置，其特征在于，包括：
增益控制模块，用于对右旋信号和左旋信号均进行自动增益控制与正交下变频处理，得到右旋基带信号和左旋基带信号；
位同步模块，用于分别输入所述右旋基带信号和所述左旋基带信号至位同步模块，基于右旋插值相位、左旋插值相位和使能信号，对所述右旋基带信号和所述左旋基带信号进行多相插值滤波，输出右旋重采样信号和左旋重采样信号；
均衡模块，用于输入所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号至均衡模块进行联合均衡，得到初始极化分集合成信号；具体用于，确定均衡模块的右旋滤波器系数和左旋滤波器系数；输入所述右旋重采样信号、所述左旋重采样信号、所述右旋滤波器系数和左旋滤波器系数至预设公式，输出初始极化分集合成信号；
更新模块，用于基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，直至所述均衡滤波器系数收敛；所述基于所述初始极化分集合成信号，利用CMA均衡对所述联合均衡时的均衡滤波器系数进行迭代更新，具体用于，；
其中，表示右旋滤波器系数，/>表示左旋滤波器系数，/>表示右旋信号向量的共轭，/>表示左旋信号向量的共轭，/>表示更新步长，/>表示初始极化分集合成信号，，初始化时抽头系数/>为0向量；/>的中间值为1，其余为0；
反馈模块，用于利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，更新所述初始极化分集合成信号为目标极化分集合成信号；所述利用所述收敛后的均衡滤波器系数对所述右旋插值相位和所述左旋插值相位进行反馈调节，具体用于，分别对所述右旋重采样信号和所述左旋重采样信号，进行定时误差提取，得到右旋定时误差和左旋定时误差；基于所述右旋定时误差、所述左旋定时误差和对应的权重，确定总定时误差；利用所述总定时误差，反馈调节所述右旋插值相位；利用所述收敛后的均衡滤波器系数，确定时延估计结果，利用所述时延估计结果反馈调节所述左旋插值相位。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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