JP2002525908A

JP2002525908A - 空間処理機能を有する通信ステーションでの周波数オフセットの存在下における基準信号発生方法

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Publication number: JP2002525908A
Application number: JP2000570918A
Authority: JP
Inventors: ペトラス，ポール; チオディニ，アラン・エム; トロット，ミッチェル・ディ; パーリッシュ，デイビッド・エム; ユーセフミアー，マイケル; ローゼンフェルド，ドーヴ
Original assignee: アレイコム・インコーポレーテッド
Priority date: 1998-09-15
Filing date: 1999-08-17
Publication date: 2002-08-13
Also published as: CN1326623A; US20010031022A1; US6275543B1; WO2000016500A1; CN1139200C; CA2343900A1; AU5573499A; EP1114529A1; US6690747B2

Abstract

(57)【要約】アンテナ素子アレイ及び空間処理手段を有する通信ステーションに送信された変調信号から基準信号を発生させる方法であって、該方法は：アンテナ素子で受信された信号から、特定の遠隔ステーションによって送信された信号に対応するコピー信号を該特定の遠隔ステーションに対応する初期空間重みベクトルを用いて分離し；その端末コピー信号から受信アンテナ信号と実質的に同じ周波数オフセット及び時間アラインメントを持つ基準信号を決定し；受信アンテナ信号及び基準信号を使用する費用関数を最適化することにより新しい空間重みベクトルを計算する；ことよりなる。復調について、本発明方法は、さらに、変調信号の符号を抽出するステップを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（他の特許または特許出願との関係）本願は、１９９６年１０月１１日出願の米国特許出願第０８／７２９，３９０
号（発明の名称：「アンテナアレイ及び空間処理機能を用いた決定指向型復調方
法及びそのための装置」、発明者：バラット（Ｂａｒｒａｔｔ）他、以下「親特
許」と称する）の一部継続出願である。この親特許は、参照によって本願に援用
される。（技術分野）本発明は、無線通信の技術に関し、特に周波数オフセットの存在下における空
間処理用の受信重みを決定するため、及び周波数オフセットの存在下で受信信号
を復調するために効果的に用いられる基準信号を得る技術に関する。

【０００２】（背景技術）地域をセルに分割し、その各セルに各々のセル内の加入者機器（ＳＵ）（遠隔
端末、移動機器、移動局、加入者ステーションあるいは遠隔ユーザとも呼ばれあ
る）と通信するための基地局（ＢＳ）が設けられるセルラー無線通信方式は周知
である。本願発明者等は、以前、アンテナ素子アレイ及び空間処理手段を設けた
ＢＳを有するセルラー方式を開示した。受信器として使用される場合、このアン
テナ素子アレイは、それぞれ全ての同一チャンネル信号と共に干渉信号やノイズ
を合成したものよりなる各信号の様々な変形を受信系統に導入する。多数のアン
テナがある場合、特定の遠隔ユーザからの関心対象信号とこれに干渉する同一チ
ャンネル信号（すなわち他の遠隔ユーザからの信号）との関係は、振幅及び位相
共、それらのアンテナは互いにある距離を隔てており、また場合によっては異な
る遠隔ユーザも互いにある距離を隔てているという両方の理由から、例えば考慮
すべき幾何学的要素によって各々のアンテナ信号で異なる。このようなアンテナ
アレイを使用して、受信信号の振幅及び位相に異なる重みを加えることによる空
間処理は、同一「慣用チャンネル」（すなわち周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ）
システムにおける同一周波数チャンネル、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）システム
における同一タイムスロット、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）システムにおける
同一コード、あるいはＴＤＭＡ／ＦＤＭＡシステムにおけるタイムスロット及び
周波数）を１つ以上の加入者機器に割り当てることが可能な空間分割多重接続（
ＳＤＭＡ）技術の可能性を含めて多くの長所が得られる。

【０００３】セルラー方式の例をいくつか挙げると、電波産業会（ＡＲＩＢ）の予備基準Ｒ
ＣＲＳＴＤ−２８（第２版）（１９９５年１２月）によって規定されたパーソ
ナル・ハンディホン・システム（ＰＨＳ）プロトコルの改訂規約を使用するディ
ジタルシステム、及びオリジナルバージョン、ＤＣＳ−１８００と呼ばれる１．
８ＧＨｚバージョン、ＰＣＳ−ｌ９００と呼ばれる北米の１．９ＧＨｚパーソナ
ル移動通信システム（ＰＣＳ）バージョンを含むグローバル移動体通信システム
（ＧＳＭ）プロトコルを使用するディジタルシステムがある。

【０００４】信号が遠隔機器から基地局へ送られる時（すなわち、通信がアップリンク方向
の時）（基地局は受信アンテナアレイを有し、受信アンテナアレイは、常にとは
限らないが、通常は送信用アンテナアレイと同じである）、受信アンテナアレイ
の各素子に受信される信号は、通常周波数逓減変換後（すなわちベースバンドで
）振幅及び位相共に受信重み（空間逆多重化重みとも呼ばれる）で加重されるよ
うになっており、この処理は空間逆多重化あるいは空間処理と呼ばれ、これらの
全ての受信重みは基地局へ送信する遠隔ユーザの受信空間シグネチャによって決
まる複素数の受信重みベクトルを決定する。受信空間シグネチャは、基地局アレ
イが全く干渉が存在しない状態でどのように特定の加入者機器から信号を受信す
るかを特徴付ける。本発明はセルラー方式におけるアップリンク通信の場合に関
連して説明するが、本発明の技術は周波数オフセットの影響を小さくすることが
望ましいディジタル変調信号用の全ての受信器の設計に適用可能なことは確かで
ある。

【０００５】本願では、アンテナアレイを使用するシステムにおいて、アンテナアレイ中の
各アンテナ素子からのアップリンクあるいは各アンテナ素子へのダウンリンクに
おけるベースバンド信号に加重することを空間処理と称する。いずれかの慣用チ
ャンネルに加入者機器が最大１しか割り当てられていない場合でも、空間処理は
効果的に用いられる。従って、本願でＳＤＭＡという用語は、１つの慣用チャン
ネル当たりのユーザが１より多い真の空間多重化と、１つの慣用チャンネル当た
り１ユーザのみによる空間処理の使用の両方の場合を含む意味で使用されるもの
とする。チャンネルという用語は、基地局と単一の遠隔ユーザとの間の通信リン
クを意味するものとし、従って、用語ＳＤＭＡは、１慣用チャンネル当たり１チ
ャンネルの場合と、１慣用チャンネル当たりのチャンネルが１より多い場合の両
方について言うものとする。慣用チャンネル内にある複数のチャンネルは空間チ
ャンネルと呼ばれる。１慣用チャンネル当たり１より多い空間チャンネルで動作
することができるＳＤＭＡシステムの説明については、例えば、本願と所有者を
同じくする米国特許第５，５１５，３７８号（１９９６年５月７日発行）及び第
５，６４２，３５３号（１９９７年６月２４日発行）、（発明者：ロイ．ＩＩＩ
（ＲｏｙＩＩＩ）他、発明の名称：空間分割多重接続無線通信システム、両特
許共参照によって本願に援用される）；及びやはり本願と所有者を同じくする米
国特許第５，５９２，４９０号（１９９７年１月７日発行、発明者：バラット（
Ｂａｒｒａｔｔ）、発明の名称：スペクトル効率に優れた高容量無線通信システ
ム）を参照のこと。親特許には、１慣用チャンネル当たり１空間チャンネルしか
ないＳＤＭＡシステムにおける復調について記載されている。

【０００６】ＳＤＭＡシステムは、システム容量及び信号品質を改善するための基礎技術と
して空間処理を用いる。親特許で、本願発明者等は受信アンテナ信号から基準信
号を得ること、及びその後その基準信号を用いてどのように空間逆多重化重みを
決定することができるかということを記載した。このようなシステムにおいては
、空間プロセッサの性能は下記を含む多くの要素によって決まる：・入力信号対雑音比（ＳＮＲ）；・干渉信号の数または搬送波対干渉信号比（ＣＩＲ）；・ユーザ間の空間相関；・基準信号品質。

【０００７】これらの各要素についてここで簡単に説明する。アンテナ素子の入力ＳＮＲは
、加入者機器の送信電力、アンテナ利得、経路損失及びその他のＲＦ（高周波）
効果によって決定される。

【０００８】入力ＣＩＲは、加入者機器の送信電力、及び同じ慣用チャンネル（例えば同じ
周波数帯）を使用するかまたはそのチャンネルにエネルギーを放出する他のユー
ザ及び干渉信号の電力によって決定される。

【０００９】基準信号は、アンテナアレイ素子によって受信される信号のための逆多重化重
みを連続して得るために受信器で作り出される送信信号とそっくり同じ信号であ
る。基準信号の質はアンテナアレイのゼロ化能力を決定する。アップリンクの場
合、アンテナアレイのゼロ化能力の改善によって出力ＳＩＮＲの増加がもたらさ
れる。従って、基準信号の品質が改善されると、アップリンクにおけるＢＥＲ性
能が改善される。基準信号の発生及び復調の質を改善することが本発明の課題で
ある。

【００１０】受信（コピー）重みは、入力信号のサンプル及び基準信号から求めすることが
できる。

【００１１】従って、アンテナアレイ及び空間処理機能を有する通信システム用の改善され
た復調及び基準信号発生方法並びにそのためのシステムが必要とされていること
は明白である。

【００１２】親特許には、変調方式から予測される位相を逆に入力信号の実際の位相に向け
て減少させることによって１サンプルずつ周波数オフセットを追跡するようにし
た復調器／基準信号ジェネレータの使用について説明されている。本発明はこれ
らの方法をさらに拡張した技術にある。

【００１３】（発明の開示）本発明の目的は、アンテナアレイ及び空間処理機能を有する通信システム用の
基準信号発生方法を提供することにある。

【００１４】本発明のもう一つの目的は、アンテナアレイ及び空間処理機能を有する通信シ
ステム用の復調方法を提供することにある。

【００１５】本発明さらにもう一つの目的は、アンテナアレイ及び空間処理を適用するため
の手段を有する通信ステーションにおける空間処理用の重みを決定するための交
代投影法用の基準信号生発生法を提供することにある。

【００１６】要約すると、遠隔ステーションから通信ステーションに送信される信号の場合
、本発明の方法は、通信ステーションのアンテナアレイのアンテナ素子で受信さ
れた信号に特定の遠隔ステーションに対応する空間重みベクトルを用いて加重す
ることにより該特定の遠隔ステーションからの信号に対応するコピー信号を形成
するステップと、各サンプルポイント毎に同じサンプルポイントのコピー信号か
ら、該サンプルポイントのコピー信号から求めた位相を持ちかつ初期符号ポイン
トの位相が初期理想信号位相となるように設定される理想信号サンプルを構成す
ると共に、該理想信号サンプルの位相を該コピー信号サンプル位相に向けて減じ
て基準信号の位相を得ることにより基準信号のサンプルを求めるステップと、を
有する。空間重みベクトルは、最初はある初期重みベクトルであって、受信アン
テナ信号と基準信号から決定される。理想信号サンプルの位相は、既に位相が求
められた前のサンプルポイントの基準信号の位相及びコピー信号に基づく判断か
ら決定される。一実施態様においては、基準信号は順時間方向に求められ、また
別の実施態様では、基準信号サンプルが逆時間方向に求められる。一つの態様に
おいては、理想信号サンプルの位相をコピー信号ｂ_N（ｎ）の位相にむけて減少
させる上記ステップは、コピー信号位相と理想信号位相との差のフィルタ形を加
えることに相当する。別の態様においては、理想信号サンプルの位相をコピー信
号の位相方向に減少させるステップは、理想信号サンプルにコピー信号と理想信
号との差のフィルタ形を加えることによって基準信号サンプルを形成することに
相当する。

【００１７】本発明のもう一つの態様では、遠隔ステーションからアンテナ素子アレイ及び
空間処理手段を有する通信ステーションへ送信される変調信号の基準信号を発生
させる方法が開示され、その方法は：アンテナ素子で受信された信号からその特
定の遠隔ステーションによって送信された信号に対応するコピー信号を該特定の
遠隔ステーションに対応する初期の空間重みベクトルを用いて分離するステップ
と；該遠隔ステーションの端末のコピー信号から受信アンテナ信号と実質的に同
じ周波数オフセット及び時間アラインメントを持つ基準信号を決定するステップ
と；受信アンテナ信号及び基準信号を用いた費用関数を最適化することによって
新しい空間重みベクトルを計算するステップと；を有する。復調に関しては、本
発明の方法は変調信号の符号を抽出するステップをさらに有する。上記コピー信
号を分離するステップ及び、多分に、基準信号発生ステップは、コピー信号を分
離するステップを繰り返す際に初期空間重みベクトルの代わりに以前に新しい重
みを計算するステップで求めた新しい空間重みベクトルを用いて少なくとも１回
以上繰り返し行うことができる。一実施態様においては、上記基準信号発生ステ
ップは、さらに、コピー信号の周波数オフセット及びタイミング・ミスアライン
メントを推定するステップと；コピー信号の周波数オフセット及びタイミング・
ミスアラインメントを補正して補正コピー信号を形成するステップと；を有する
。この態様では、上記基準信号決定ステップは実質的に補正コピー信号と同じ周
波数オフセット及びタイミング・アラインメントを持つ補正基準信号を合成する
ステップと；周波数オフセット及び時間ミスアラインメントを補正基準信号に適
用して受信アンテナ信号と同じ周波数オフセット及び時間ミスアラインメントを
持つ周波数オフセット・時間ミスアラインメント基準信号を形成するステップと
；を有する。

【００１８】一実施態様においては、上記基準信号を決定するステップは、一組の各サンプ
ルポイント毎に同じサンプルポイントのコピー信号から、該サンプルポイントの
コピー信号から求めた位相を持ちかつ初期符号ポイントの位相が初期理想信号位
相となるように設定される理想信号サンプルを構成するステップと；該理想信号
サンプルの位相を該コピー信号サンプル位相に向けて減じて基準信号の位相を得
るステップと；上記理想信号の位相を得るステップで決定された基準信号の位相
を持つ基準信号を発生させるステップと；を有する。

【００１９】もう一つの実施態様においては、上記補正信号合成ステップは、補正コピー信
号をコヒーレント復調して信号符号を形成するステップと；信号符号を再変調し
て補正コピー信号と実質的に同じタイミング・アラインメント及び周波数オフセ
ットを持つ補正基準信号を形成するステップと；を有する。本発明は、以下の実施形態の詳細な説明からより正確に理解することができる
が、これらの説明は本発明を特定の実施形態に限定するものではなく、もっぱら
説明及びより完全な理解を期すためのものであるということに留意するべきであ
る。以下、これらの実施形態を下記図面を参照して説明する。

【００２０】（好ましい実施形態の詳細な説明）基地局アーキテクチャ本発明は、周波数オフセットの影響を受け、空間処理手段を有するあらゆるデ
ィジタル無線受信器に適用可能である。本願で例示説明する実施形態は、対応す
るアンテナ信号の集合を受信するためのアンテナ素子アレイ、及びアンテナ信号
に振幅及び位相に加重するための空間処理手段を用いる無線受信器で使用される
ものである。特に、本願で説明する実施形態は、パーソナルハンディホン（ＰＨ
Ｓ）エアインターフェース標準規格を用いるセルラー方式の基地局で使用される
。ＰＨＳシステムは、個々のタイムスロットが慣用チャンネルに対応する時分割
多重接続（ＴＤＭＡ）方式を使用する。また、ＰＨＳは、ベースバンド信号用に
π／４差分４位相偏移（π／４ＤＱＰＳＫ）変調方式を使用する。ボーレート
は１９２キロボーである（１ボーは１符号／秒である）。この実施形態で使用さ
れる形態のＰＨＳにおいては、単一のタイムスロット内で空中を通して送信また
は受信される有限持続時間のＲＦ信号としてバーストという概念が定義される。
４つの送信（ＴＸ）スロットと４つの受信（ＲＸ）スロットからなる一組のスロ
ットとしてグループという概念が定義される。グループは常に第１のＴＸタイム
スロットから始まる。また、その持続時間は８×０．６２５＝５ミリ秒である。
ハーフレート通信及び４分の１レート通信をサポートするために、ＰＨＳ標準規
格はＰＨＳフレームを４グループ、すなわち１サイクル８タイムスロットの４フ
ルサイクルと定義している。本願で説明する基地局の実施形態においては、フル
レート通信のみがサポートされ、従って、本願明細書でフレームという用語はＰ
ＨＳ用語のグループと同義とする。すなわち、１フレームは４つのＴＸタイムス
ロットと４つのＲＸタイムスロットよりなり、長さは５ミリ秒である。任意の慣
用チャンネルにおいて、バーストは、互いに１フレーム期間だけ離間し、１２０
ボーの期間よりなり、実際の信号の１１０サンプルに加えて、如何なる場合もバ
ーストの衝突が起きないようにするための１０ボー期間の長さの「ガードタイム
」を形成する１０サンプルを有する。これに関して、ＧＳＭのような他のプロト
コルについては、異なるガードタイムを使用することが可能である。ＰＨＳバー
スト中の各符号は、２ビット（双ビット）の情報を含有する。双ビットは、符号
自体の位相ではなく、相続く２つの符号間の位相差上にマッピングされる。図３
には、相続く２つの符号の複素除算として定義される複素位相差平面３０１が差
分データ符号のベクトル３０９の形で表された複素位相平面と共に示されている
。さらに、位相平面３０１上には、位相（差）π／４、３π／４、５π／４及び
７π／４（すなわち±π／４及び±３π／４）における４つの決定ポイント３０
３、３０４、３０５及び３０６が示されている。これらは、決定の配座を構成す
る。存在する全ての周波数オフセットは受信差分信号３０９に対する配座ポイン
トの相対回転と見なすことができる。

【００２１】本発明の様々な態様は、単にセルラー方式の基地局だけではなく、何らかの遠
隔ステーションから信号を受信するための任意の通信ステーション上で実施する
ことが可能である。本願で説明する実施形態は基地局である。本発明を空間処理
機能を備えた任意の通信ステーション上で実行するのに必要な修正を行う方法は
、当業者には本発明を実施形態の基地局上で実施するために本願明細書に記載す
る詳細な説明から明らであろう。そのような一つの実施形態として、低移動型Ｐ
ＨＳシステム用基地局のための方法がある。そのような基地局が親特許に詳細に
記載され、４アンテナ素子アレイが用いられている。第２の基地局形の実施形態
は、位置固定の加入者機器を用いたＰＨＳセルラー方式用のものである。このよ
うなシステムは、電話回線網内の最終「加入者」回線の代わりに使用することが
できるため、当技術分においては無線加入者回線（ＷＬＬ）システムとして知ら
れている。この第２の実施形態の形の基地局（ＷＬＬ基地局）のアーキテクチャ
は、本願と所有者を同じくする米国特許出願第０９／０２０，０４９号（１９９
８年２月６日出願、発明の名称：スマートアンテナ通信システム用の信号品質推
定機能を備えた電源制御装置、発明者：ユン（Ｙｕｎ）、同出願は参照によって
本願に援用される、以下「本願発明者等の電源制御装置特許」とする）に詳細に
記載されている。このようなＷＬＬ基地局は任意の数のアンテナ素子を持つこと
が可能であり、本願明細書では、第２の実施形態の形の基地局について他のアン
テナ素子数が明示されない限り、１２素子アンテナアレイであると仮定する。

【００２２】図１は、親特許に記載された定移動型基地局と同様の基地局の受信部１０１の
アーキテクチャを簡単にまとめたブロック図で、この基地局は本発明の一態様に
よる復調及び基準信号発生機能を有する。ここでは、アンテナ素子（参照符号１
０３で示す）の数を一般化して整数ｍで表す。図示の基地局は、１アンテナ素子
当たり１つずつｍの一組の受信器１０５を有し、これによって、オーバーサンプ
リングされたｍの一組の複素ベースバンド受信信号１０７が求まる。送信／受信
切換器（図示実施形態の基地局は受信と送信に同じアンテナ素子を使用する）、
フィルタ等のような細部は図示省略されている。受信器１０５は、最終段にベー
スバンドのＡＤ変換器を備えたアナログ受信器でもよく、あるいはディジタル周
波数逓減変換段を１段以上設けたものを用いることもできる。ＰＨＳシステムは
、個々のタイムスロットが慣用チャンネルに対応したＴＤＭＡ方式を用いる。受
信信号１０７は、データフォーマッタ１０９によって個々のタイムスロット用の
信号にまとめられ、特定のタイムスロット用の各組１１１の受信信号は周波数オ
フセット／タイミングオフセット・エスティメータ１１５によって周波数オフセ
ット及びタイミング・アラインメントを決定するために用いられる。デシメータ
、周波数オフセット・エスティメータ／補正ユニット及びタイミングアライナ１
１３は、オーバーサンプリングされたシーケンスからボーポイントに最も近い受
信信号のオーバーサンプリングされていないサンプルを決定する。これらのボー
レートの受信信号１１６は、特定の加入者機器用の複素信号１１９（位相データ
I及び直交データQの形の）をその遠隔ユーザについての一組の受信重み１２２に
基づいて決定するために空間プロセッサ１１７に接続される。受信重み１２２は
ボーレート受信信号１１６を用いて重み形成プロセッサ１２１により決定される
。受信重みがどのようにして求められるかについては、以下の説明及び親特許を
参照すること。やはりＴＤＭＡを使用するもう一つの実施形態においては、空間
処理は全てのタイムスロットについて同じ空間プロセッサで実行することが可能
で、データフォーマッタ１０９が不必要になる一方、ＴＤＭＡを使用しないシス
テム用の他の実施形態では、これと異なる受信処理アーキテクチャを用いること
も考えられる。親特許、及び本願と所有社を同じくする米国特許出願第０８／７
２９，３８６号（１９９６年１０月１１日出願、発明の名称：アンテナアレイ及
び空間処理を用いた通信システムのパラメータを推定するための方法及び装置、
発明者：パリッシュ（Ｐａｒｉｓｈ）他、以下「本願発明者等の推定法特許」と
称する）に記載されているような移動ＰＨＳの実施形態の基地局においては、周
波数オフセット及びタイミング・アラインメントはブロック１１５中で決定され
る。

【００２３】空間プロセッサ１１７は、ベースバンド信号の複素サンプル１１９のボーレー
ト・シーケンスを生じさせ、これらのサンプルはボーポイントに近い。その後、
これらのサンプルは、トラッキング基準信号ジェネレータ／復調器１２３によっ
て復調されてデータ符号１２５及び基準信号１２７が発生する。基準信号は重み
決定ユニット１２１によって用いられ、この重みユニットは最適化方法を用いて
、ある意味では基準信号１２７に「最も近い」受信信号１１６からのコピー信号
を生じさせる重み１２２（重みベクトルを形成する一組の信号）を決定する。初
期の効果が達成されるためには、受信信号１１６と基準信号とが互いに時間アラ
インメント状態にありかつ同じ周波数オフセットを持つことが必要である。

【００２４】図２は、本発明の一態様による復調及び基準信号発生手段のもう一つの実施形
態を有するＷＬＬ基地局の受信部２０１のアーキテクチャを示すブロック図であ
る。参照符号２０３で示されているｍ個のアンテナ素子は、１アンテナ素子当た
り１つずつｍの一組の受信器２０５に接続され、これらの受信器によって、オー
バーサンプリングされたｍの一組の複素ベースバンド受信信号２０７が求まる。
この場合も、送信／受信切換器、フィルタ等は図示省略されている。受信信号２
０７はデータフォーマッタ２０９によって個々のタイムスロットの信号にまとめ
られる。この実施形態と図１の実施形態との相違は、図２の実施形態ではコピー
信号がオーバーサンプリングされたデータから周波数オフセット及び時間アライ
ンメントの補正前に得られるのに対して、図１の実施形態では、デシメーション
及びボーポイントの推定が主要なコピー信号操作の前に行われるということであ
る。従って、特定のタイムスロット用の受信信号の各セット２１１は空間プロセ
ッサ２１３によって加重されて、特定の加入者機器用の複素信号２１５（位相デ
ータＩ及び直交データＱの形の）がその遠隔ユーザについての一組の受信重み２
３９に基づいて決定される。受信重み２３９は受信信号２１１を用いて重み形成
プロセッサ２３７により決定される。この実施形態においては、信号プロセッサ
のデバイス処理サイクルを保存するために、空間処理ブロック２１３が最初に係
数でデシメートされた入力データ２１１に対して加重演算処理を実行する。すな
わち、３倍オーバーサンプリングされたデータ２１１にではなく、１．５倍オー
バーサンプリングされたデータに対して加重演算処理が行われる。次に、その処
理結果が補間されて再び３倍オーバーサンプリングされたデータ２１５になる。
もちろん、他の方法を使用することも可能である。また、信号２１５には周波数
オフセット及びタイミング・ミスアラインメントが含まれていることに留意する
べきである。図１の実施形態の場合同様に、重み形成プロセッサ２３７は基準信
号とコピー信号を比較する費用関数を最小にする。この費用関数最適化は、好ま
しくは基準信号とコピー信号を比較することによる最小２乗法を使用する。しか
しながら、受信信号２１１は恐らく全体的な周波数オフセット及び時間ミスアラ
インメントを持つので、ここで使用される基準信号には対応する周波数オフセッ
ト及び時間ミスアラインメントが含まれている。この実施形態では、基準信号は
ボーレートでサンプリングされる。信号２１１がオーバーサンプリングされるの
で、重み形成ユニット２３７はオーバーサンプリング係数（好ましくは３）だけ
入力データバースト２１１をデシメートする。タイミング調整フィルタ２４２に
よって、時間ミスアラインメントは位相調整された基準信号に加えられて、位相
及びタイミング調整された基準信号２４５が作り出され、タイミング調整にはタ
イミング情報２４１が使用される。このタイミング情報は、タイミング再生／補
間ユニット２１７で決定され、また、このユニットは信号２１５の時間アライン
メントを取ると共に補間して、受信信号のボーポイント・アラインメントされた
サンプルよりなるボーレート信号２１９を出力する。この信号２１９は、依然と
して周波数オフセットがあるので、周波数オフセット・エスティメータ／補正ユ
ニット２２１に入力される。ユニット２２１の一つの出力は周波数補正され、ボ
ーポイント・アラインメントされた受信信号２２３である。そのもう一つの出力
は周波数オフセットの推定値信号２３３であり、この出力は周波数オフセットを
基準信号２２９に適用してタイミング調整フィルタ２４２のための位相調整され
た基準信号２３５を発生させ、最終的には重み決定ユニット２３７のための基準
信号２４５を発生させるブロック２３１で使用される。周波数補正されボーポイ
ント・アラインメントされた受信信号２２３は、復調器／基準信号ジェネレータ
２２５によって復調されて、データシンボル２２７を発生させ、また基準信号２
２９を発生させる。このアーキテクチャでは復調器／基準信号ジェネレータ２２
５の２つの態様が本発明の色々な態様に応じて使用され、復調器／基準信号ジェ
ネレータ２２５の第１の態様はトラッキング基準信号ジェネレータ／復調器であ
り、第２の態様は同期（コヒーレント）復調器と共に再変調器を用いて基準信号
２２９を形成するものである。

【００２５】ここで注意しなければならないのは、本願で使用される復調という用語は、メ
ッセージのデータビットを決定するか、あるいはもっぱら基準信号を形成する目
的だけの符号を決定することを意味するということである。従って、本願で使用
されるところの復調という用語は、当技術分野で時として検波と呼ばれる意味を
も含む。また、例えばトラッキング基準信号ジェネレータまたはかトラッキング
復調器を用いることにより信号の位相を追跡する場合、その結果得られる信号は
そのトラッキング基準信号ジェネレータやトラッキング復調器の入力と同じ周波
数オフセットを有すると仮定することが可能であるということも留意するべきで
ある。さらに、用語、タイミング・アラインメントは、タイミング・ミスアライ
ンメントを補正するための任意のデシメーションまたはタイムシフト、あるいは
これらの両方の意味を含むということに留意するべきである。

【００２６】また、ここで注意しなければならないのは、この実施形態では、重み形成プロ
セッサ２３７は基準信号とコピー信号を比較する最小２乗費用関数を用いるが、
重み形成プロセッサ２３７は様々な費用関数を最適化するように設計することも
可能であり、なおかつバースト毎に異なる費用関数を使用することもできる。本
発明は、いずれか特定の形の費用関数を最適化することに限定されるものでもな
ければ、常に同じ費用関数を使用することに限定されるものでもない。

【００２７】図１に示す基地局でも図２に示す基地局でも、空間処理、周波数オフセット補
正、タイミング・アラインメント、ボーポイント・デシメーション、及び基準信
号発生／復調は、ＤＳＰメモリに接続された単一のデジタル信号処理（ＤＳＰ）
装置でプログラミング命令セットを実行することにより行われる。このようなＤ
ＳＰは、１タイムスロット当たり１つの受信ＤＳＰ（ＲＸＤＳＰ）と１つの付
随受信ＤＳＰメモリがある。これらのタイムスロットＲＸＤＳＰは汎用マイク
ロプロセッサ（実施形態のＷＬＬＰＨＳ基地局の場合）あるいは他のＤＳＰ（
実施形態の移動型ＰＨＳ基地局の場合）によって制御される。

【００２８】空間処理及び周波数オフセット／タイミング補正：第１の実施形態図５は、図１の実施形態のブロック１１３、１１７及び１２１の空間処理、周
波数オフセット補正、タイミング・アラインメント及びボーポイント・デシメー
ション、及びブロック１２３の基準信号発生／復調の機能をまとめて示したもの
である。特定の加入者機器からの信号を処理する場合について説明する。受信時
における２つの動作のモードは、受信重みの初期推定値（ｍの受信重みの複素列
ベクトルｗｒによって表される）とアラインメント及び周波数オフセットの初期
推定値が得られるＳＹＮＣモードである。ノーマルモードは、ＰＨＳデータ、例
えばトラフィックチャンネル・データのバーストの空間処理及び復調である。ノ
ーマルモード処理は１バーストずつ行われ、初めてループに入る時は、受信重み
ベクトルと時間アラインメント及び周波数オフセットの初期推定値によってＳＹ
ＮＣモードから入り、その後引き続いて、処理はそのタイムスロットにおける前
のバースト上の同じ信号の処理から得られた受信重み、アラインメント及び周波
数オフセットの推定から開始される。初期の重み（最後のバーストからあるいは
ＳＹＮＣモードからの）は重みベクトル５０２として示されている。処理される
データは、受信機１０５及びデータフォーマッタ１０９からの周波数逓減変換さ
れ、オーバーサンプリングされたベースバンド信号１１１からなる。重みベクト
ルの初期値５０２を用いて、関心対象のユーザからの信号の推定値５０５が初期
の信号コピー動作５０３によって得られる。周波数逓減変換された受信信号１１
１をｍ−ベクトルｚ（ｔ）、信号推定値を

【数１】で表すと、推定値５０５はベクトル記法で

【数２】のｍの個々の受信信号の加重和として表すことができる。式中上付文字Ｈは複素
共役転置行列であるエルミート転置行列を表し、ｔは（オーバーサンプリングさ
れた）信号サンプルの時間を示す記号である。ブロック５０７は、最後のバース
トから、あるいは最初のバーストの場合はＳＹＮＣモードからの周波数オフセッ
トを用いて初期コピー信号５０５の周波数オフセットを修正する。次に、ブロッ
ク５１１で周波数補正した初期コピー信号５０９を用いて新しい周波数のオフセ
ット推定値及びアラインメント推定値が計算される。その結果得られた周波数の
オフセット／アラインメント値は５１３は推定フィルタ５１７で前のフレームか
らの推定値５１５と、あるいは最初のフレームの場合はＳＹＮＣモードの推定値
と結合されて更新された周波数オフセット及びアラインメントの推定値１２９が
得られる。フィルタ処理５１７の目的は、フレーム間の周波数オフセット及びア
ラインメントの変化を抑制して、強い干渉信号の存在がこれらの量の推定をおか
しくすることがないようにすることである。ブロック１１３は、周波数オフセッ
ト及びアラインメント推定値を用いて入力信号データｚ（ｔ）を補正することに
より、ｚＮ（ｔ）で表され、移動型ＰＨＳ基地局の実施形態の場合について図１
、及び図５のフローチャートに参照符号１１６で示されているｚ（ｔ）の補正／
デシメーション形を得る。移動型ＰＨＳの実施形態の信号は８倍オーバーサンプ
リングされるので、デシメーションは係数８で行われ、１符号当たり１つのｚＮ
（ｔ）サンプルが得られ、これは１バースト当たり１２０サンプルである。ここ
で、時間ｔをインクリメントすると、信号１１６で１サンプル周期の移動が生じ
、信号１１１、５０５及び５０９では１サンプル期間の１／８の移動が生じるこ
とに留意するべきである。

【００２９】デシメーション／周波数補正ユニット１１３のデシメーション部は、アライン
メントが正確な符号タイミングに最も近いポイントだけを保存するよう構成され
ている。周波数補正は、時間的に適切な位相に合わせて乗法演算を行い残留周波
数オフセットを推定値の精度範囲内に調整することからなる。

【００３０】次に、これらのｚＮ（ｔ）サンプルを再帰ループ５１５で使用して、信号が復
調され、かつ他のバーストのために使用するためあるいは次のフレームのｗｒ０
として重みベクトルが推定される。

【００３１】ブロック１１７では、中間コピー信号１１９が、最初は初期のコピー操作５０
３で使用される値５０２であるｗｒの最良推定値１２２を用いてｚＮ（ｔ）から
作り出される。ｗｒの更新値１２２に得られるのに伴って、そのような更新値（
ｗｒＮで表される）はデシメートされ補正コピー信号１１９

【数３】で表される）を得るためにブロック１１７で使用される。ここで、信号１１９の
実部（すなわちＩデータ）及び虚部（すなわちＱデータ）は図１の空間プロセッ
サ１１７の出力１１９であることに注意する必要がある。従って、ブロック１１
７の演算式は次の通りである：

【数４】ただし、最初はｗｒＮ＝ｗｒである。この信号コピー動作１１７は、この場合は
デシメーションの後で、各バーストには元の９６０の信号サンプルの８分の１し
か含まれないので、初期コピー動作５０３より効率的に行うことができる。

【００３２】補正されたコピー信号１１９はブロック１２３で復調されて復調ビットストリ
ーム１２５及びｓＲ（ｔ）で表される基準信号１２７が得られる。ブロック１２
３は、補正コピー信号及び既知の変調フォーマットの有限アルファベット・プロ
パティを用いてｚＮ（ｔ）に周波数整合された基準信号ｓＲ（ｔ）を作り出す。
定義上、ｓＲ（ｔ）（基準信号１２７）は必要な有限アルファベット・プロパテ
ィを持っている。基準信号１２７は、残留周波数オフセット不明、アラインメン
ト不明というような問題に影響されないので、ｚＮ（ｔ）と共に用いてｗｒＮ（
ｗｒのよりよい推定値）を決定することができる。これはブロック１２１で行わ
れる。このようにｗｒ平面上に投影する方法については従来技術で多くの方法が
周知である。目標は、

【数５】が基準信号ｓＲ（ｔ）にできるだけ近くなるようにｗｒＮについて解くことであ
る。この実施形態は最小２乗最適化法を用い、またｗｒのノルム上の制約条件が
加えられる。

【００３３】ここでは、ループを反復実行することができ、この反復の結果、ｗｒＮの新し
い値１２２が得られ、これをブロック１１７で用いて新しい基準信号を決定する
ことができ、その後さらに新しいコピー信号を決定することができる。一般に、
このループはＮｕｍ回繰り返され、この実施形態ではＮｕｍ＝２である。Ｎｕｍ
回の反復後、復調された信号１２５はそのバーストにおける関心対象の特定信号
のための受信符号ストリームとして使用され、また重みベクトル１２２は次のフ
レームの初期値５０２用に使用され、時間／周波数オフセットは前の推定値でフ
ィルタされて次のフレームのためにブロック５０７及びフィルタ５１７に供給さ
れる。

【００３４】また、受信バーストから得られた重み推定値１２２は、アンテナアレイで同じ
加入者機器に送信するために使用される送信重みを決定するために用いることも
できる。

【００３５】ここで留意しなければならないのは、この実施形態及び以下に説明する実施形
態では、ループは１つのバーストに対して何回も繰り返されるが、この態様以外
の実施形態も本発明の範囲内において可能であるということである。例えば、復
調は繰り返さずに、初期重みを用いてコピー信号から重みを決定することも可能
である。また、初期重みを用いて最初にコピー信号から得られた基準信号を用い
て何らかの将来のバースト、例えば次のバーストのための重みを決定することも
できる。すなわち、反復操作は全く使用されない。また、本発明の範囲内でこれ
以外の操作の組合せを用いることも可能である。

【００３６】復調ステップ：第１の態様次に、図１の復調ステップ１２３について説明する。これは、図２に示すシス
テムの一態様でも使用される。本発明の一態様において使用される特定の方法は
、符号から符号へ位相を追跡するトラッキング復調器によるものである。ここで
説明する方法ではπ／４ＤＱＰＳＫ変調方式を使用するが、本発明は位相変調
を含めて任意の変調技術に適用可能である。例えば、非位相差分変調技術の場合
は、差分位相を決定する本発明の部分は使用されない。もっと正確に言えば、実
際の位相が使用される。

【００３７】ＤＱＰＳＫ復調に関する一つの従来技術は、後続サンプル間の差分位相信号あ
るいは比信号を作り出し、後続符号間の位相差の象限(quadrant)を識別するとい
うものである。これらの位相差の象限は送信符号を決定する。このような従来技
術には２つの主要な欠点がある。第１の欠点は、後続の符号間の比をとるかある
いは他の何らかの方法によって差分信号を形成する操作は実際にはノイズや歪み
を有する信号について行われ、従ってそれらの比には元の信号より多くの歪み及
びノイズが伴うということである。第２の欠点は、送信された符号について「固
い」（すなわち変更不可の）決定が行われるということである。そのような固い
決定に基づくπ／４ＤＱＰＳＫ基準信号の発生は、信号配座の回転（通常遅い
）として視角化することができる残留周波数オフセットが含まれない基準信号を
生じることになり、そのような基準信号は、例えばブロック１２１または２３７
のステップのような交代投影重みベクトル決定における重みベクトル空間への再
投影を含む多くの目的には使用できない場合がある。

【００３８】本発明の一態様は、これらの２つの問題を同時に解決する方法にある。この方
法は、必要な既知の変調特性（有限アルファベット・プロパティ）を持つととも
に残留周波数オフセットによる配座の回転（通常遅い）を追跡する基準信号（信
号１２７または２２９のような）を発生させる。次に、従来技術の場合に生じる
ノイズ増幅を小さくする実際の信号と基準信号の後続サンプル間の位相差を調べ
ることによって復調決定が行われる。この方法は、概念的には、π／４ＤＱＰ
ＳＫ信号について決定された理想位相偏移分だけ最初に進められた基準信号を得
ることであると説明することができる。その後、理想的に位相が進められたこの
理想信号は、有意の位相（すなわち周波数）オフセットが累積されることがない
ように実際の信号に向けてフィルタされる。

【００３９】ここで、

【数６】で表される複素信号列（例えば信号１１９あるいは２２３）を考え、複素シーケ
ンス｛ｂ_N（ｎ）｝を等間隔で並べられた符号ポイントの、あるいはこれに近い
点における

【数７】の複素数値とする。差分ストリーム｛ｄ（ｎ）｝をｂ_N（ｎ）を前のサンプルｂ_N （ｎ−１）で割ることにより、あるいはｂ_N（ｎ）に前のサンプルの複素共役形

【数８】を乗じることにより形成されるシーケンスと定義する。これによって、１つの信
号サンプルから次の信号サンプルまでの位相偏移と同じ位相を持つ信号シーケン
スが生られる。すなわち、 ∠ｄ（ｎ）＝∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_N（ｎ−ｌ）式中∠は位相である。ここで、位相だけが重要であるから、実際の差分シーケン
ス｛ｄ（ｎ）｝ではなく位相を表す数式が求められるということに留意する必要
がある。従来技術のπ／４ＤＱＰＳＫ復調方式では、理想的な差分配座ポイン
トにおける複素形ｄ（ｎ）の象限が復調決定象限である。複素平面の４つの象限
をそれぞれ第１象限、第２象限、第３象限の及び第４象限についてφ１、φ２、
φ３及びφ４で表すと、従来技術における固い決定の復調のは次式で特徴づける
ことができる：ｄ（ｎ）∈φｉ（ｎ）⇒∠ｄ（ｎ）＝（２ｉ−１）π／４, ｉ＝１，２，３または４その象限が復調に十分であるということがπ／４ＤＱＰＳＫ信号の有限アルフ
ァベット・プロパティの主要な結果であり、理想的な差分配座ポイントで、残留
周波数オフセットがない理想的な場合においては、簡単な従来技術によって得ら
れるように、∠ｄ（ｎ）は実際±π／４あるいは±３π／４に等しくなるはずで
ある。

【００４０】ステップ１２３あるいは２２５の主な目標は基準信号を得ることである。もう
一つの目標はデータビットを発生させることである。基準信号をボー（符号）ポ
イントｔ＝ｎＴでｂ_R（ｎ）で表される符号を持つものと仮定する。ただし、Ｔ
はボー期間（本願で説明するＰＨＳ実施形態の場合１／１９２ミリ秒）である。
そのような基準信号を得るためには、開始点の位相がある初期位相である基準信
号で操作が開始される。この場合、初期位相を開始点の信号１１９の符号ｂ_N（
ｎ）の位相と同じになるよう選択すると好都合である。開始時点を表す記号ｔは
便宜上０にセットされる。すなわち、 ∠ｂ_R（０）＝∠ｂ_N（０）ここで、本発明のこの実施形態においては、プロセッサ（ＤＳＰデバイス）には
全てのバーストデータが利用可能であり、復調及び基準信号発生はシーケンスの
最後のサンプルから始めて逆方向に行われる結果、最後の符号の位相が開始点と
して決定されるということに注意する必要がある。これは本発明を限定するもの
ではなく、本発明は、全バーストが利用可能ではない場合、１サンプルずつ適用
することが可能で。しかしながら、本発明の方法は順方向決定法を用いて説明す
る時最もよく理解されるので、以下の説明においては、別途明記する場合以外、
順方向決定を前提とする。当業者には、このを逆方向実行用に、またバースト全
体が利用可能なように、また全バーストが利用可能ではない場合についてこの説
明を修正することは至って簡単であろう。

【００４１】後続の各決定については、理想形の基準信号が定義される。そのような理想形
の信号では、π／４ＤＱＰＳＫ方式で要求されるところにより、位相が前の基
準信号の位相∠ｂ_R（ｎ）から±π／４あるいは±３π／４だけ正確に進められ
る。従来の方式はこの理想形の基準信号を基準信号

【数９】として使用する。これに関する問題は、ｄ（ｎ）が

【数１０】の如何なる小さい周波数オフセットによって引き起こされる遅い位相回転に対し
ても比較的不感であるということである。この簡単な方法でｂＲ（ｎ）（従って
ｓＲ（ｔ）、基準信号１２７あるいは２２９）を構成すると、ｓＲ（ｔ）の位相
が

【数１１】の位相と比較してゆっくり回転させられるようになり、ある数の符号の後にｓＲ
（ｔ）及び

【数１２】は完全に位相がずれる。従って、位相ワインドアップとして知られている累積誤
差の問題が生じることが考えられる。一般に、位相ワインドアップが起こりやす
い基準信号は望ましくなく、交代投影ループで重みベクトルを推定するのには適
していないことは確かである。

【００４２】本発明の方法及び装置は、上記の「従来の」復調方法を修正することによって
位相ワインドアップの問題を解消するものである。位相ワインドアップは緩慢で
あり、従って、システムがそれまで順調に復調機能を遂行してきたと仮定すると
、ｂ_R（ｎ）とｂ_N（ｎ）の間の位相差はどの特定の時点（すなわちｎの特定の値
）でも小さい。１つの発明性を有する本発明の態様は、任意の時点で、必要な基
準信号符号∠ｂ_R（ｎ）の位相を形成するために、理想形の基準信号の位相を少
しｂＮ（ｎ）の位相に向けて少し移動させるためのフィルタがかけられるという
ことである。ここで、ｂ_ideal（０）＝ｂ_R（０）＝ｂ_N（０）と置き、また∠ｄ_ideal（ｎ）を次式のように定義する： ∠ｄ_ideal（ｎ）＝∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_R（ｎ−１）＝∠ｂ_N（ｎ）ｂ_R（ｎ−１
）ｄ_ideal（ｎ）に基づく従来の復調決定が行われ、次にこの決定は下記のように
して∠ｂ_ideal（ｎ）の位相に適用される：∠ｄ_ideal（ｎ）Iφｉならば、次の
ように置く： ∠ｂ_ideal（ｎ）＝∠ｂ_R（ｎ−１）＋（２ｉ−１）π／４そして、量（∠ｂ_N（ｎ）―∠ｂ_ideal（ｎ））すなわち（ｂ_N（ｎ）とｂ_ideal（
ｎ）との間の位相誤差をフィルタし、そのフィルタされた量をｂ_ideal（ｎ）の
位相に加えることによってｂ_ideal（ｎ）の位相がｂＮ（ｎ）の位相に向けて減
じられる。別の実施形態では、位相誤差ではなく（ｂ_N（ｎ）−ｂ_ideal（ｎ））
がフィルタされるる。親特許では、フィルタが比例定数である。すなわち一実施
形態においては、 ∠ｂ_R（ｎ）＝∠ｂ_ideal（ｎ）＋filter｛∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_ideal（ｎ）｝ここで注意する必要があるのは、量∠ｂ_ideal（ｎ）は、−π〜＋π範囲内にあ
るべきであり、位相誤差∠ｂ_N（ｎ）−∠ｄ_ideal（ｎ）も−π〜＋πの範囲内と
するか、あるいは２πの突然の飛び越しが絶対に起きないようにアンラップべき
である。改良された実施形態では、このような飛び越しが絶対起きないようにす
るために、位相誤差はアンラップされるか、あるいは正しい範囲内に限定される
。

【００４３】フィルタがγの乗算からなる場合は、その演算式は次式で与えられる： ∠ｂ_R（ｎ）＝∠ｂ_ideal（ｎ）＋γ（∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_ideal（ｎ））ただし、γはパラメータである。改良された態様では、位相誤差はやはり−π〜
＋πの範囲内となるように限定されるか、さもなければアンラップされる。

【００４４】別の実施形態においては、次式が用いられる：ｂ_R（ｎ）＝ｂ_ideal（ｎ）＋filter｛ｂ_N（ｎ）−ｂ_ideal（ｎ）｝この式は、フィルタが定数の乗算である場合次のように書くことができる：ｂ_R（ｎ）＝ｂ_ideal（ｎ）＋γｂ_N（ｎ）−ｂ_ideal（ｎ）式中、γはパラメータである。この式は、若干操作して次のように書くことができる：ｂ_R（ｎ）＝αｂ_ideal（ｎ）＋（１−α）ｂ_N（ｎ）式中、α＝１−γは通常１に近いパラメータである。第１の実施形態の移動型Ｐ
ＨＳシステムでは、α＝０．８であるが、ＷＬＬシステムでは、αの好ましい値
は０．５である。

【００４５】本発明のもう一つの態様においては、より複雑な他のフィルタが使用される。
実際の信号と理想信号との間の位相差は０平均ノイズによって悪化し、また、周
波数オフセットによる部分はこのノイズを伴う差信号に対する直流オフセットを
表しており、望ましい差信号である。本発明を実施するに際しての一般的原理は
、この差信号ローパスフィルタにかけて直流オフセットを得ることである。

【００４６】図４は、本発明の一態様におけるトラッキング復調器及び基準信号ジェネレー
タ一つのアーキテクチャ図解したものである。位相検出器ユニット４０３は、信
号１１９（または２２３）と前の基準信号４１７との間の位相差４０５を検出す
る。位相差信号４０５はスライサ４０７に供給されて、決定位相差４１９が作り
出される。π／４ＤＱＰＳＫにおける正しい位相差は（２ｉ−１）π／４（ｉ
＝１，２，３または４）で、前の基準信号サンプルと理想信号の間の位相差であ
る。この位相差はブロック４０９で実際の位相差４０５から減算されて誤差信号
４１１が得られる。この誤差信号はフィルタ４１３でフィルタされて、フィルタ
された誤差信号４１５が生じる。実際の位相差４０５に近づけるよう位相差４１
９を調整するために使用されるのはこのフィルタされた誤差信号である。補正位
相差４２１は、次いで基準信号１２７（あるいは２２９）を作り出すために周波
数シンセサイザ／位相アキュムレータ４２３で使用される。位相検出器４０３に
よって使用されるのは基準信号１２７（あるいは２２９）の前のサンプル値４１
７であるため、これらの信号間にはユニット時間遅延４２５が示されている。符
号１２５（あるいは２２７）はブロック４２７によって決定される。

【００４７】数学的には、位相アキュムレータ４２３の入力∠ｂ_R（ｎ）−∠ｂ_R（ｎ−１）
は次のように表される： filter｛∠ｄ_ideal（ｎ）−decide｛∠ｄ_ideal（ｎ）｝｝＋decide｛∠ｄ_idea _l （ｎ）｝式中、decide｛∠ｄ_ideal（ｎ）｝はスライサ４０７の出力で、π／４ＤＱＰＳ
Ｋの場合（２ｉ−１）π／４，（ｉ＝１，２，３または４）に等しい。

【００４８】位相検出器４０３は∠ｄ（ｎ）＝∠［ｂ_N（ｎ）ｂ_N ^*（ｎ−１）］という関係
を使用する。ここで、ｎ＞０の場合、ｘ_Rｅ（ｎ）＝Real［ｂ_N（ｎ）ｂ_R ^*（ｎ−
１）］及びｘ_Im（ｎ）＝Ｉｍａｇ［ｂ_N（ｎ）ｂ_R ^*（ｎ−１）］と置く。すると
、信号｜ｘ_Re（ｎ）｜＋ｊ｜ｘ_Im（ｎ）｜Iφ１、第１象限、で、その場合、ｄ_N _ideal （ｎ）は正規化されると１／√２＋ｊ１／√２になる。

【００４９】図４のアーキテクチャは若干変更してｂ_R（ｎ）＝ｂ_ideal（ｎ）＋filter｛ｂ _N （ｎ）−ｂ_ideal（ｎ）｝を使用するようにすることも可能である。この実施形
態においては、そのようなトラッキング基準信号ジェネレータは信号プロセッサ
装置のための命令セットとして実施される。再度∠ｄ_ideal（ｎ）＝∠［ｂ_N（ｎ
）ｂ_R ^*（ｎ−１）］について考える。ｂ_R（０）＝ｂ_N（０）／｜ｂ_N（０）｜と
なるように正規化し、ｎ＞０に対してｘ_Re（ｎ）＝Real［ｂ_N（ｎ）ｂ_R ^*（ｎ−
１）］及びｘ_Im（ｎ）＝Ｉｍａｇ［ｂ_N（ｎ）ｂ_R ^*（ｎ−１）］と置く。親特許
に記載されている方法の場合に基準信号を発生するための実施態様は下記プログ
ラムの形に要約することができる（α＝０．８の場合）：

【数１３】

【００５０】上記プログラムで、Ｋ’はビットＫに相当する位相である。データストリーム
（復調）は、上式で計算されるｘ_Re（ｎ）及びｘ_Im（ｎ）から抽出することがで
きる。

【００５１】上記のコードで、複素指数項はルックアップテーブルを用いて実施される。別
の実施態様においては、周波数シンセサイザを実現する複素指数関数が低次テイ
ラー級数展開を用いて実施される。また、「ｂ_N（ｎ）／｜ｂ_N（ｎ）｜」の項は
、平方根演算を必要とし、この演算は移動型ＰＨＳの実施形態についてはニュー
トン−ラプソン法を使用し、またＷＬＬの実施形態の場合は９ビット精度を有す
るルックアップテーブルを使用して実施される。

【００５２】最も単純なフィルタは乗法フィルタγである。すなわち、下記の０次伝達関数
を有するフィルタである：Ｈ（ｚ）＝γ このような０次フィルタを有する復調器を本願では１次トラッキング復調器と称
する。より高次のフィルタを使用することによってより良い性能が期待される。
ｎ次のフィルタが使用される場合、復調器は（ｎ＋１）次トラッキング復調器と
呼ばれる。入力と前の基準信号との間の位相差（例えば図４の４０５）は、誤差
信号が−π／４〜＋π／４の範囲で変化するように、理論上−πと＋πの間で変
化するものと考えられる。１次復調器を実施する場合、上記範囲にわたる位相差
の分布は理論的には一様に近い。累積位相を用いて信号を構成する周波数シンセ
サイザを実施する場合、正弦／余弦（複素指数関数）を計算する必要があるので
計算集約的になる。計算の簡単さを達成するためには、好ましくは低次テイラー
級数展開が用いられる。１次トラッキング復調器では、このようなテイラー級数
展開はπ／４と０．５の間の大きさを持つ位相誤差値のために不正確になる場合
がある。また、符号誤りも、位相スキップを生じさせるため、入力と前の基準信
号との間の位相差（例えば図４の４０５）を−π〜＋πの範囲外にずれさせるこ
とが起こり得る。この理由の故に、他の態様では、２つの改良が加えられる。

【００５３】１つの改良態様では、高次フィルタが使用される。一実施態様においては、こ
れは下記の伝達関数によってＺ領域に定義された１次フィルタである：Ｈ（ｚ）＝（γ＋βｚ^-1）／（１−δｚ^-1）式中、γ、β及びδはパラメータである。ここで、β及びδが０の時これは０次
フィルタになるということに注意するべきである。シミュレーションで使用され
たパラメータはγ＝０．２５、β＝０．１２５及びδ＝０．１２５であった。

【００５４】ここで、高次項を有するトラッキング基準信号復調器を図４に示す以外のアー
キテクチャで構成することができるということに着目する。これを２つの例で説
明する。最初に、出発点として図４のアーキテクチャについて考える。例えば、
図４で基準信号を下記の通りとする： ∠ｂ_R（ｎ）＝∠ｂ_R（ｎ−ｌ）＋decide｛∠ｄ_ideal（ｎ）＋filter｛∠ｄ_ide _al（ｎ）−decide｛∠ｄ_ideal（ｎ）｝＝∠ｂ_ideal（ｎ）＋filter｛∠ｄ_ideal（ｎ）−decide｛∠ｄ_id _eal（ｎ）｝｝第１項は理想信号ｂ_ideal（ｎ）であり、第２項は∠ｂ_R（ｎ）を∠ｂ_N（ｎ）に
向けて減少させる位相補正である。このフィルタはγによる乗算からなる０次フ
ィルタであると仮定する。前の入力と前の基準信号との間の差の関数である第２
の補正項を加えることによりより高次のシステムを構築することができる。すな
わち、 ∠ｂ_R（ｎ）＝∠ｂ_ideal（ｎ）＋γ｛∠ｄ_ideal（ｎ）−decide｛∠ｄ_ideal （ｎ）｝｝＋γ｛∠ｂ_N（ｎ−１）−∠ｂ_R（ｎ−１）｝同様にしてさらに高次の項を加えることもできる。

【００５５】第２の例については既に述べた。２つの信号間の位相差をフィルタするのでは
なく、複素信号間の差がフィルタされる。すなわち、例えば、ｂ_R（ｎ）＝ｂ_ideal（ｎ）＋filter｛ｂ_N（ｎ）−ｂ_ideal（ｎ）｝。

【００５６】別の改良態様では、位相差４０５が−π〜＋πの範囲内に保たれるよう連続的
にチェックが行われ、ワインドアップが見つかった（位相誤差が期待範囲から飛
び出すことによって）場合、位相検出器出力４０５がそれに応じて２πの倍数だ
け変化する。

【００５７】バーストの始めに例えばハードウェア整定の影響によって歪みが伴うことはし
ばしば起こることである。その結果、バーストの始めに大きなシーケンスあるい
はエラーにが生じることも起こり得る。第２の問題は、正しいフレーミング情報
、すなわち、バースト中の全ての符号から実際のデータ符号を選択することであ
る。例えば、実施形態においては、各バーストを含む収集信号がバーストより大
きい場合、ＰＨＳプロトコルが使用される。特に、収集信号は１バースト当たり
１２０サンプル（ボーレートの）を有し、そのうちバースト自身は１１０符号（
すなわち１１０ボーレート・サンプル）からなる。当技術分野においては、例え
ば、ビットシーケンスを使用することを含めて、バーストの始め決定するための
多くの方法が知られている。実際のデータでは、実際のバーストの振幅形状は非
対称を呈するように見えるということが観察されている。バーストはランプアッ
プで始まり、認識可能なランプダウンを伴うことなく急峻に終わる。ＰＨＳ（ま
たＧＳＭ及び他の標準規格でも）、バーストの始めにはある程度電源ランプアッ
プが見られる場合がある（何らかの電源制御機構によって与えられる）があるか
もしれない。しかしながら、ＰＨＳでは、常にバーストの終わりに何らかの有効
なデータ（ＣＲＣデータ）がある。ＰＨＳバーストの終わりは、電源ランプダウ
ンのない急峻な振幅低下があるということが観察されている。従って、本願発明
者等は、バーストの終わりはバーストの始めより境界が明確であるという結論に
達した。

【００５８】本発明のもう一つの態様は、（バースト中の実際のデータを選択することにつ
いての）フレーミング問題、及びい歪みを持つバーストの始めに起因する問題を
復調／基準信号ジェネレータ（例えば図４のジェネレータ）を逆方向に動作させ
ることによって解決する。最後の符号は適応スレッショルド法を用いて検知され
る。スレッショルド処理法は以下のような順序で進行する。バーストの中心から
相続くいくつかのサンプルを選択することにより大まかなバーストエネルギー推
定が行われる。この実施形態では、６４サンプルが取り込まれる。次に、これら
のサンプルの平均振幅が計算される。スレッショルド平均振幅の大きさの何分の
１、好ましくは５０％に設定される。実施に際しては、６４サンプルの和を得、
これを１２８で割ってスレッショルド値を得る。バーストを終わりから始めに向
かって走査し、その際遭遇したスレッショルド値以上の最初のサンプル（逆方向
に向かって）をバースト中の最後のサンプルとして選択する。

【００５９】次に、その最後のサンプルの（絶対）位相が求められ、これがそのバーストの
基準シーケンスの復調及び発生のために基準位相を形成する。絶対位相は、前の
バーストからの周波数オフセットを知ることにより、例えば４乗エスティメータ
での推定から、あるいは図２のシステムの場合は周波数オフセット推定値２３３
から求めることができる。ここで、逆方向に操作を進行させる場合、正の周波数
オフセットが負のオフセットのように見えるということに注意する必要がある。

【００６０】ここで注意しなければならないのは、処理が逆方向に行われるので、正しい符
号を決定する際には復調はこのことを考慮に入れるべきであるということである
。すなわち、配座ポイントは同じ意味を持ってはいない。この場合、逆方向の−
π／４のポイントが順方向の＋π／４ポイントと同じに作用する。例えば、＋π
／４が双ビット００を表し、＋３π／４が０１を表し、−３π／４が１１を表し
、−π／４が１０を表すのが通常の差分配座ポイントである場合、その逆方向処
理実行では、＋π／４が双ビット１０を表し、＋３π／４が１１を表し、−３π
／４が０１を表し、π／４が００を表すように位相平面がＩ軸のまわりに裏返さ
れる。

【００６１】タイミング及び周波数オフセットの推定当業者には明らかなように、図２の実施形態では妥当なものであれば任意のタ
イミング／周波数オフセット推定方法を用いることが可能である。図２に示すよ
うに、復調器／基準信号ジェネレータ２２５から得られた基準信号は、ブロック
２１７におけるアラインメント後、ブロック２２１で推定されるオフセットと等
しい周波数オフセットをブロック２３１で与えられる。次に、周波数遷移した基
準信号２３５は、重み計算ユニット２３７で信号２１１と時間アラインメントさ
れる。

【００６２】第２の実施形態の改良態様図２のアーキテクチャを使用する改良態様では、基準信号の品質を改良するこ
とによって重み計算が改良される。重み計算の何らかの改良は、望ましくないユ
ーザを無効にする能力をより高くするので、システム性能を改善する効果がある
。この態様は、トラッキング復調器／基準信号ジェネレータに代えて、データ符
号を決定するためのコヒーレント復調器及び基準信号を決定するための再変調器
を使用するものである。従って、この場合、図２のブロック図は図８に示すよう
に修正される。コヒーレント復調器８２４を実装するためには、復調器８２４の
入力の周波数オフセットをほとんど除去するべきであり、また初期位相を十分正
確に推定するべきであり、これが達成されないとコヒーレント復調器８２４は性
能が劣ったものになる。トラッキング復調器／基準信号ジェネレータは、本質的
にかなり周波数オフセットに対して強い。従って、コヒーレント復調を用いるこ
の改良態様には良好な周波数オフセット推定方法が必要である。そのような周波
数オフセット推定／補正ユニットが図８に参照符号８２１で示されている。コヒ
ーレント復調器８２４はデータビット８２７を生じさせ、このデータビットは次
いで再変調器８２６で再変調されて基準信号８３５が得られる。基準信号８３５
には、アラインメント後の推定オフセットと等しい周波数オフセット８３３が与
えられる。その後、周波数遷移された基準信号８３５はタイミング調整フィルタ
８４２でタイミング情報８４１を用いてタイミング調整されて、受信信号２１１
のミスアラインメントに対応するタイミングを持つ基準信号８４５が作り出され
る。その後、このタイミング調整された基準信号８４５は、第２の実施形態の第
１の態様におけるのと同様の重み計算を実行する重み決定ブロック２３７で使用
される。

【００６３】タイミング推定図２及び８の実施形態の実施態様では、好ましくはブロックベースの非決定支
援型タイミング・エスティメータが使用される。この実施形態では、データ２１
５は３倍オーバーサンプリングされる。これには、多くの方法を利用することが
できる。一つの方法については、例えばダンドリア（Ｄ’Ａｎｄｒｅａ）、モレ
リ（Ｍｏｒｅｌｌｉ）及びメンガリ（Ｍｅｎｇａｌｉ）による論文「ＰＳＫ信号
によるフィードフォワードＭＬベースのタイミング推定」、ＩＥＥＥコミュニケ
ーションズ・レターズ、１巻、Ｎｏ．１、８０〜８２ページ（１９９７年５月）
を参照のこと。また、オーダー（Ｏｒｄｅｒ）及びマイヤー（Ｍｅｙｒ）による
「ディジタルフィルタとスクェア・タイミング再生」、通信に関するＩＥＥＥ会
報、３６巻Ｎｏ．５、６０５〜６１２ページ、（１９８８年５月９も参照のこと
本のこれらの実施形態では、時間アラインメント推定が２ステップで行われる。
第１のステップでは、ボーポイントに最も近いサンプルが選択される。次のステ
ップは微細タイミング・アラインメントである。実施態様の微細タイミング推定
方法は、入力信号に対する非線形操作を用いる古典的なクロック再生技術に基づ
くものである。タイミングの推定に使用される動作の流れが図６に図解されてい
る。ｓ（ｔ）で表されるオーバーサンプリングされたコピー信号２１５はステッ
プ６０７で非線形処理Ｆ｛｝にかけられ、ステップ６１１でボーレートＤＦＴの
第１の係数を取り込んで、ｘｍで表される出力６１３が形成される。これは、信
号ｘ（ｔ）を狭帯域フィルタに通して複素ボーレート・正弦を抽出することと等
価である。正弦との相関付け後、相関６１３の角度がタイミングオフセットを与
える。これはステップ６１５に対応する。

【００６４】使用することができる非線形演算Ｆ｛｝のための共通の形式は次式で表される
指数法則である：Ｆ｛ｓ（ｔ）｝＝｜ｓ（ｔ）｜^m 式中、ｍ＝１（絶対値）、２（２乗則）または４（４乗則）である。本発明のシ
ステムにおいては、２乗則非線形演算が好ましい。この処理は、絶対値非線形処
理より幾分劣るが、計算の著しい節減がもたらされる。

【００６５】タイミング推定値τは次式のようにして得られる：

【数１４】式中、Ｆ｛｝は非線形演算であり、ｘ（ｔ）（ｔ＝０，１，‥‥，ＮＬ−１）は
時刻ｔにおける入力信号、ａｒｇ（）は変関数、Ｔは符号持続期間、Ｌは１ボー
当たりサンプル数、Ｎは推定プロセスで用いられる符号の数である。

【００６６】補間部分は、オーバーサンプリングされたコピー信号からｔを用いてボーポイ
ントサンプルを決定する。任意の補間方法を用いることが可能である。この実施
形態においては、８つの有限インパルス応答（ＦＩＲ）ディジタル補間フィルタ
のバンクが用いられ、入力は３倍オーバーサンプリングされたデータである。こ
れによって、時間ずれが１ボーの１／２４の単位（フィルタ数×オーバーサンプ
リング係数）で得られる。ボー期間の何分の１の単位で表されるτの値が時間ア
ラインメントされた信号２１９用にどのフィルタ出力を用いるかを決定する。他
の実施態様が可能なことは明白である。

【００６７】周波数オフセット補償法判断指向型方法及び非判断指向型方法を含めて任意の正確なオフセット推定方
法を使用することが可能であるが、好ましい態様の周波数推定方法は指数法則非
線形演算の使用に基づく非判断指向型の方法である。Ｍ−ＰＳＫ信号（差分Ｍ−
ＰＳＫ信号を含む）用の信号の位相はＭ指数法則処理にかけられ、振幅は一般的
な（例えばｍ次の）指数法則処理にかけられる。従って、信号が任意の離散時刻
ｎで

【数１５】の形式を持っている場合、非線形変換は次のような形になる：

【数１６】式中、Ｍが１ボー当たり可能な符号数、Ｆ（）はＦ（ρ（ｎ））＝｜ρ（ｎ）｜
ｍの形式である。このように位相にＭを乗じることによって、γ（ｎ）の位相は
−π〜＋πの範囲内に入るよう減じられる。符号誤りをなくすために、π／４
ＤＱＰＳＫ変調信号を使用する実施形態では、１つ置きの符号毎にπ／４の位相
偏移がまず取り除かれ（例えば１＋ｊを乗じることにより達成される回転によっ
て）、次にその結果の信号に非線形処理がかけられる。存在する任意の周波数オ
フセットをｆ０で表すと、時間アラインメントされた信号２１９は次式によって
モデル化することができる：

【数１７】式中ｆｓはサンプリング周波数である。非線形演算後、次式が得られる：

【数１８】

【００６８】ヴィテルビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）及びヴィテルビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）による「Ｐ
ＳＫ変調搬送波位相の非線形の推定とバーストディジタル送信への応用」、情報
理論に関するＩＥＥＥ会報、（ＩＴ−２９巻）、Ｎｏ．４、５４３〜５５１ペー
ジ、（１９８３年７月）では、異なる非線形演算を用いた比較について記載され
ており、上記のような方法でｍ＝１、２及び４とされている。ここでの本願の実
施態様ではｍ＝２が使用される。非線形演算後、周波数推定あるいは位相トラッ
キングはいろいろな方法で行うことができる。その１つの方法が上記ヴィテルビ
及びヴィテルビ引例に提案されており、その方法では非線形演算の直後に位相軌
道が追跡される。この方法の一態様が図９のフローチャートに示されている。ボ
ーアラインメントされた信号２１９から始まって、ステップ９０３で各符号のπ
／４回転がで行なわれる（例えば１＋ｊを乗じることにより）。次に、ステップ
９０７で非線形関数が適用されてγ（ｎ）が得られる。この方法の基礎は、

【数１９】で表される搬送波位相推定値が次式のように決定されることである：

【数２０】ここで、加法演算は２Ｎ’＋１サンプルにわたり、カレントサンプル（例えばｎ
番目のサンプル）を中心として行われる。従って、この加法演算は２Ｎ’＋１サ
ンプルにわたっての平均演算である。従って、ステップ９１１で、ｙ（ｎ）で表
される移動平均９１３が得られる、この移動平均はサンプルｎを中心とする２Ｎ
’＋１サンプルのウィンドウ内の全ての複素サンプルについての移動平均である
。最後のステップ９１５では

【数２１】が求められ、これはアークタンジェント演算を行いかつ１／Ｍで割ることと等価
である。非差分コード化データについては、この方法は、理論上、位相推定に差
分コード化を用いる場合は避けられるＭ倍の曖昧さを持ち込む。

【００６９】好ましい実施態様の周波数オフセット推定方法は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ
）に基づく方法である。この方法は、追跡のために、周波数オフセットを推定し
、位相を構築する。この方法は、受信信号中の周波数オフセットが一つのバース
トにわたってほぼ一定の場合に最も効果的に機能する。この方法は図１０のフロ
ーチャートにまとめて示されている。ステップ１００５で、時間アラインメント
されたコピー信号２１９の１つ置きの符号の位相がまずπ／４だけ回転される（
例えば１＋ｊを乗じることにより）。その後、ステップ１００９で非線形演算が
適用される。その結果、得られる信号１０１１は、Ｍ−ＰＳＫ変調の周波数オフ
セットのＭ倍の周波数を持つ再生正弦信号を有する。従って、ＤＱＰＳＫを使用
する実施形態では、これは周波数オフセットの４倍の周波数になるはずである。
従って、ＮサンプルのブロックのＤＦＴは、ノイズがない状態で非線形演算後、
Ｍ−ＰＳＫの周波数オフセットのＭ倍の周波数を中心とするｓｉｎｃパルスを持
つことになる。このように、この実施形態においては、ＤＦＴ処理がステップ１
０１３で非線形変換された信号１０１１に対して実行され、ＤＦＴが１／Ｔｂｕ
ｒｓｔの周波数間隔で計算される（ただしＴｂｕｒｓｔはバースト持続期間であ
る。ＤＦＴ係数の数は、周波数のサーチ範囲によって決まる。＋２ｋＨｚ〜−２
ｋＨｚの周波数範囲（４次ドメインにはない）を走査するためには、この方法は
１２０の符号のバースト長に対して計算される６つのＤＦＴ係数を使用するべき
である。ＤＦＴ係数の数は、サーチ範囲及びバーストの長さに正比例する。ステ
ップ１０１７では、Ｔｂｕｒｓｔの周期を持つ細かくサンプリングされたｓｉｎ
ｃ関数がＤＦＴ係数１０１５に当てはめられる。この当てはめはいろいろな方法
で行うことができる。本願発明者等の実施態様では、種々の遷移を持つサンプリ
ングされたｓｉｎｃ関数がＤＦＴ係数と相関付けられる。最大相関ピークが得ら
れるｓｉｎｃ関数遷移がステップ１０２１で求められる。相関ピークを生じる遷
移は、周波数オフセットの４倍相当する。コヒーレント復調器では、初期位相を
決定する必要があり、そのために、推定周波数オフセットの周波数を持つ複素正
弦が作り出される。これを入力と相関付けて初期位相が抽出される。

【００７０】ＤＦＴベースの周波数エスティメータは、図７のシステムよりはるかに優れた
性能が達成されるということが明らかになった。信号対雑音比１５デシベルで、
ＤＦＴベースの周波数エスティメータの標準偏差は１６．７３ヘルツであるのに
対し、図７のエスティメータでは１３４．１６デシベルであった。

【００７１】コヒーレント復調差分コード化された（例えば、π／４ＤＱＰＳＫを用いて）信号の場合にお
ける上記の復調方法は、１つの符号から他の符号への位相の変化が決定のために
使用され、追跡のために補正値が加えられるので、差動復調方式を使用する。

【００７２】コヒーレント復調方式は、単に符号間の位相差を見るだけでなく、図１１に図
解するように、受信信号の絶対位相を学習し、追跡しようとする。ここで再び、
本願で使用される復調という用語は検波の意味をも含み、従って図１１のアーキ
テクチャは時としてコヒーレント検波と呼ばれる場合もあるということに留意す
るべきである。ここで、復調器の入力信号サンプルが次式であたえられると仮定
する：ｓ（ｎＴ）＝ｅｘｐ−ｊ［φ（ｎＴ）＋θ（ｎＴ）］＋ν（ｎＴ）式中、φ（ｎＴ）は時刻ｎＴにおける符号位相であり、ｎは時間の記号であり、
Ｔはサンプリング（及び好ましくは符号）周期であり、入（ｎＴ）は複素加法ノ
イズであり、θ（ｎＴ）はある未知の位相回転（あいまいさ）である。コヒーレ
ント復調器については、周波数推定は正確に追跡できるように正確であると考え
ることができ、従って理想的には位相回転あいまいさθ（ｎＴ_s）＝θと仮定す
ることができる。ここで、θはスライサが正しく機能できるようなある離散位相
（例えばπ／４ＤＱＰＳＫの場合、π／４の任意の倍数）を取る。図１１に示
すように、ｓ（ｎＴ_s）で表される入力１１０５は、φ（ｎＴ_s）の位相について
設計された従来のスライサ１１１５に与えられ、またスライサはφ（ｎＴ_s）＋
θを推定するものと仮定されている。スライサの後、ユニット遅延１１１９を有
する差演算１１２１が直接情報ビットを表す推定値１１２３Δφ（ｎＴ_s）（θ
（ｎＴ_s）に対して独立）を形成する。

【００７３】本願で説明するコヒーレント復調器は、入力が周波数オフセット補正されるよ
うにチャンネル位相を追跡する（これは高移動性システムでは困難である）必要
があるので、本願で説明するコヒーレント復調器は、好ましくは加入者機器が固
定される無線加入者回線システム用に使用される。移動型システムについては、
図４のトラッキング復調器が望ましい。

【００７４】本願発明者等は、加法性ガウス形ホワイトノイズ・チャンネルとしてモデル化
することができるチャンネルでは、１０−３のＢＥＲを維持するために、コヒー
レント復調器は、０．５の乗算からなる０次フィルタを用いて図４の復調器より
約１デシベル優れた性能を発揮するものと考える。

【００７５】他の実施形態例えば図２のアーキテクチャを参照して、ブロック２１７、２２１、２２５、
２３１及び２４１の中の１つ以上を組み合わせることも本発明の範囲に包括され
る。まず、これらのブロックを全て組み合わせる場合を考える。このような場合
では、本発明は、コピー信号２１５から送信信号と同じ変調方式を持ち、受信信
号２１１と実質的に同じ周波数オフセット及びタイミング・ミスアラインメント
を持つ基準信号２４５を推定するステップを有し、この推定ステップは送信信号
の周知の有限アルファベット変調方式を使用する。もう一つの態様は、周波数オ
フセット／タイミング・アラインメントを調整した基準信号２４５及び受信信号
２１１を用いて受信重み２３９を決定するものである。

【００７６】一例として、ブロック２１７、２２１及び２２５は、タイミング、周波数、オ
フセット及び符号について同時最適化を実行して変調信号の既知の有限符号アル
ファベットからの偏差を最小にする形で組み合わせることができる。この最適化
を効率的に実行するために当技術分野で周知の多くの方法を適切に改変して使用
することが可能である。例えば一つの方法がアシャイド（Ａｓｃｈｅｉｄ）、エ
ルダー（Ｏｅｒｄｅｒ）、シュタール（Ｓｔａｈｌ）及びマイヤー（Ｍｅｙｅｒ
）による「高データ転送速度での帯域幅効率の良い送信のための全ディジタル受
信機アーキテクチャ」、通信に関するＩＥＥＥ会報、３７巻、Ｎｏ．８、８０４
〜８１３、（１９８９年８月）に記載されており、この方法ではパラメータ空間
上のグリッド検索を降下法と組み合わせることが行われる。あるいは、拡張カル
マンフィルタを使用して送信中におけるタイミング、周波数及び位相の漸進的変
化を追跡するようにすることも可能である。本発明で使用するために補正するこ
とが可能な拡張カルマンフィルタについては、例えば、イットリス（Ｉｔｌｉｓ
）及びファクスジェーガー（Ｆｕｘｊａｅｇｅｒ）による「共同チャンネルを有
するディジタルＤＳスペクトラム拡散受信機とドップラー偏移推定」、通信に関
するＩＥＥＥ会報、３９巻、Ｎｏ．８、１２５５〜１２６７ページ、（１９９１
年８月）に記載されている。

【００７７】通信ステーションに送信されるシーケンスが例えばパリティ符号の形の誤り保
護機構を有する場合は、誤り訂正機能を基準信号発生部に組み込んで理想信号が
常に有効パリティを持持つようにすることもできる。

【００７８】当業者ならば、以上説明した形態の方法及び装置について本発明の精神及び範
囲を逸脱することなく多くの変更、修正態様をなし得ることは理解されよう。例
えば、本発明の方法が実施される通信ステーションは多くのプロトコルのうちの
１つを使用することができる。さらに、これらのステーションについていくつか
のアーキテクチャが可能である。また、本願で説明したアーキテクチャはオンボ
ー・サンプルからなる基準信号を発生する。当業者には、ボーポイントを外れた
基準信号サンプル、及びオンボー・サンプルとオンボー・サンプルを共に含む基
準信号サンプルを発生させるには本発明の実施形態をどのように代えればよいか
についても明白明白であろう。しかも、オンボー及びオフボーサンプルを含める
。また、これら以外に多くの変更態様が可能である。本発明の真の精神及び範囲
は特許請求の範囲の記載によってのみ限定されるべきものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のいくつかの態様による基準信号ジェネレータ及び復調器を有する空間
処理受信器システムの第１の実施形態のブロック図である。

【図２】本発明のいくつかの態様による基準信号ジェネレータ及び復調器を有する空間
処理受信器システムの第２の実施形態のブロック図である。

【図３】ＤＱＰＳＫ信号の配座構成を示す。

【図４】発明のいくつかの態様によるトラッキング基準信号ジェネレータ及び復調器の
構成を示すブロック図である。

【図５】図２のシステムの実施形態で使用されるタイミング・アラインメント推定方法
を図解したフローチャートである。

【図６】図２のシステムの第１の態様の実施形態で使用される周波数オフセット推定方
法を図解したフローチャートである。

【図７】図２のシステムの第１の態様の実施形態で使用される周波数オフセット推定方
法を図解したフローチャートである。

【図８】コヒーレント信号復調器ベースの基準信号ジェネレータを有する図２のシステ
ムの第２の態様を図解したブロック図である。

【図９】図２のシステムの第２の態様の一実施形態で使用されるヴィテルビ・アンド・
ヴィテルビ周波数オフセット補償法を図解したフローチャートである。

【図１０】図２のシステムの第２の態様のもう一つの実施形態で使用される
最尤度ＤＦＴベース周波数オフセット補償法を図解したフローチャートである。

【図１１】本発明の一実施形態で使用される形態のコヒーレント復調方式を図解したブロ
ック図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者トロット，ミッチェル・ディアメリカ合衆国・94043・カリフォルニア州・マウンテンビュー・セントラルアベニュ・318 (72)発明者パーリッシュ，デイビッド・エムアメリカ合衆国・94022・カリフォルニア州・ロスアルトス・トーウッドレーン・614 (72)発明者ユーセフミアー，マイケルアメリカ合衆国・94036・カリフォルニア州・パロアルト・スタンフォードアベニュ・679 (72)発明者ローゼンフェルド，ドーヴアメリカ合衆国・94618・カリフォルニア州・オークランド・ロートンアベニュ・ 5566 Ｆターム(参考） 5K022 FF00 5K059 CC03 CC04 DD37 DD39 EE02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アンテナアレイと、アンテナ信号の集合にこれに対応する受
信重みの集合で加重するための手段を有する空間処理手段とを有し、各個別のア
ンテナ信号が該アンテナアレイの対応するアンテナで受信された信号から得られ
る通信ステーション内で、特定の遠隔ステーションによって該通信ステーション
に送信された変調信号から基準信号を発生させる方法であって、該変調信号が異
なる位相を持つ符号を含む有限の符号アルファベットを有する変調方式によって
符号ポイントで変調される方法において：（ａ）該特定の遠隔ステーションに対応する空間重みベクトルを用いて受信アン
テナ信号に加重することによって該特定の遠隔ステーションに対応するコピー信
号を形成するステップで、該コピー信号がコピー信号サンプルの形であるステッ
プと；（ｂ）サンプルポイントの集合の各サンプルポイント毎に：（i）同じサンプルポイントのコピー信号から、該サンプルポイントのコピー
信号から求めた位相を持ちかつ初期符号ポイントの位相が初期理想信号位相とな
るように設定される理想信号サンプルを構成するステップと；（ii）該理想信号サンプルの位相を該コピー信号サンプル位相に向けて減じて
基準信号の位相を得るステップと；（iii）位相を減じるステップ（ｂ）（ii）で求められた基準信号の位相を持
つ基準信号を発生させるステップと；によって基準信号のサンプルを決定するステップと；を有し、該空間重みベクトルが受信アンテナ信号及び該基準信号から決定されることを
特徴とする方法。
【請求項２】上記理想信号の位相が上記理想信号構成ステップ（ｂ）（i
）で１サンプルずつ決定され、任意のサンプルポイントにおける理想信号サンプ
ルの位相が：該位相が決定された前のサンプルポイントの基準信号の位相と；上記コピー信号に基づく決定と；から決定されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】初期符号ポイントが受信アンテナ信号のサンプルのバースト
中の最初の有効な符号ポイントであり、上記基準信号サンプル決定ステップ（ｂ
）が順時間方向に基準信号のサンプルを決定することを特徴とする請求項１記載
の方法。
【請求項４】初期符号ポイントが受信アンテナ信号のサンプルのバースト
中の最後の有効な符号ポイントであり、上記基準信号サンプル決定ステップ（ｂ
）が逆時間方向に基準信号のサンプルを決定することを特徴とする請求項１記載
の方法。
【請求項５】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）をコ
ピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向けて減少させるステップがコピー信号
位相と理想信号位相との間の差のフィルタ形を加えることに相当する請求項１記
載の方法。
【請求項６】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）をコ
ピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向けて減少させるステップが理想信号サ
ンプルｂ_ideal（ｎ）にコピー信号と理想信号との間の差のフィルタ形を加える
ことによって基準信号サンプルｂ_R（ｎ）を形成することに相当することを特徴
とする請求項１記載の方法。
【請求項７】上記フィルタが定数の乗算からなる０次フィルタであり、基
準信号サンプルｂ_R（ｎ）の位相∠ｂ_R（ｎ）が次式に基づき計算されることを特
徴とする請求項５記載の方法： ∠ｂ_R（ｎ）＝∠ｂ_ideal（ｎ）＋γ｛∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_ideal（ｎ）｝式中、γは定数を表す。
【請求項８】上記フィルタがＺドメインでＨ（ｚ）で表される伝達関数を
持つ線形離散時間フィルタであり、該フィルタの入力がシーケンス｛∠ｂ_N（ｎ
）−∠ｂ_ideal（ｎ）｝であることを特徴とする請求項５記載の方法。
【請求項９】量∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_ideal（ｎ）がアンラップされた位相で
あることを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項１０】量∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_ideal（ｎ）が−π〜＋πの範囲に入
るように束縛されることを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項１１】量∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_ideal（ｎ）がアンラップされた位相
であることを特徴とする請求項８記載の方法。
【請求項１２】量∠ｂ_N（ｎ）−∠ｂ_ideal（ｎ）が−π〜＋πの範囲に入
るように束縛されることを特徴とする請求項８記載の方法。
【請求項１３】上記フィルタが、基準信号サンプルｂ_R（ｎ）が次式に基
づいて計算される定数による乗算からなる０次フィルタである請求項６記載の方
法：ｂ_R（ｎ）＝ｂ_ideal（ｎ）＋γ｛ｂ_N（ｎ）−ｂ_ideal（ｎ）｝式中、γは定数を表す。
【請求項１４】上記フィルタがＺドメインでＨ（ｚ）で表される伝達関数
を持つ線形離散時間フィルタであり、該フィルタの入力がシーケンス｛ｂ_N（ｎ）−ｂ_ideal（ｎ）｝であることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項１５】上記フィルタが下記の伝達関数を持つ１次フィルタである
ことを特徴とする請求項８記載の方法：Ｈ（ｚ）＝（γ＋βｚ^-1）／（１−δｚ^-1）式中、α、β及びδはパラメータである。
【請求項１６】上記フィルタが下記の伝達関数を持つ１次フィルタである
ことを特徴とする請求項１４記載の方法：Ｈ（ｚ）＝（γ＋βｚ^-1）／（１−δｚ^-1）式中、α、β及びδはパラメータである。
【請求項１７】上記基準信号決定ステップ（ｂ）が上記基準信号発生ステ
ップ（ｂ）（iii）の前に、さらに、基準信号サンプルの位相を前に求めた基準
信号サンプルと前に求めたコピー信号サンプルとの間の位相差に従属する量だけ
補正するステップを有することを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項１８】上記基準信号決定ステップ（ｂ）が上記基準信号発生ステ
ップ（ｂ）（iii）の前に、さらに、基準信号サンプルの位相を前に求めた基準
信号サンプルと前に求めたコピー信号サンプルとの間の差に従属する量だけ補正
するステップを有することを特徴とする請求項１３記載の方法。
【請求項１９】変調方式が位相偏移キーイング方式であることを特徴とす
る請求項１記載の方法。
【請求項２０】変調方式が差動位相偏移変調方式であることを特徴とする
請求項１９記載の方法。
【請求項２１】変調方式がＱＡＭ方式であることを特徴とする請求項１記
載の方法。
【請求項２２】アンテナアレイと、受信アンテナ信号の集合にこれに対応
する受信重みの集合で加重するための手段を有する空間処理手段とを有し、各個
別のアンテナ信号が該アンテナアレイの対応するアンテナで受信された信号から
得られる通信ステーション内で、特定の遠隔ステーションによって該通信ステー
ションに送信された変調信号から基準信号を発生させる方法であって、該変調信
号が異なる位相を持つ符号を含む有限の符号アルファベットを有する変調方式に
よって符号ポイントで変調される方法において：（ａ）該特定の遠隔ステーションに対応する初期空間重みベクトルを用いるこ
とによって、該受信アンテナ信号から該特定の遠隔ステーションに対応するコピ
ー信号を分離するステップと；（ｂ）端末コピー信号から該受信アンテナ信号とほぼ同じ周波数オフセット及
び時間アラインメントを持つ基準信号を決定するステップと；（ｃ）受信アンテナ信号及び基準信号を用いる費用関数を最適化することによ
って新しい空間重みベクトルを計算するステップと；を有することを特徴とする方法。
【請求項２３】さらに、変調信号の符号を抽出するステップを有すること
を特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項２４】さらに、受信アンテナ信号に対してタイミング・アライン
メントを実行するステップを有し、上記コピー信号分離ステップ（ａ）及び新し
い空間重みベクトル計算の上記ステップ（ｃ）が該時間アラインメントされた受
信アンテナ信号を使用することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項２５】さらに、受信アンテナ信号に対して周波数オフセット補正
を実行するステップを有し、上記コピー信号分離ステップ（ａ）及び新しい空間
重みベクトル計算の上記ステップ（ｃ）が該周波数オフセット補正された受信ア
ンテナ信号を使用することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項２６】さらに、受信アンテナ信号に対して周波数オフセット補正
を実行するステップを有し、上記コピー信号分離ステップ（ａ）及び新しい空間
重みベクトル計算の上記ステップ（ｃ）が該周波数オフセット補正された受信ア
ンテナ信号を使用することを特徴とする請求項２４記載の方法。
【請求項２７】さらに、上記分離ステップ（ａ）を少なくとも１回反復す
るステップを有し、該分離ステップ（ａ）を反復する際に、初期空間重みベクト
ルの代わりに上記新しい重み計算ステップ（ｃ）で既に決定された新しい空間重
みベクトルを使用することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項２８】上記基準信号決定ステップ（ｂ）をさらに少なくとも１回
反復するステップを有することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項２９】さらに：上記コピー信号の周波数オフセット及びタイミング・ミスアラインメントを推
定するステップと；該コピー信号の周波数オフセット及びタイミング・ミスアラインメントを補正
して補正コピー信号を形成するステップと；を有し、上記基準信号決定ステップ（ｂ）が、該補正コピー信号と実質的に同じ周波数オフセット及びタイミング・アライン
メントを持つ補正基準信号を合成するステップと；該補正基準信号に周波数オフセット及び時間ミスアラインメントを与えて上記
受信アンテナ信号と同じ周波数オフセット及び時間ミスアラインメントを持つ周
波数オフセット／時間ミスアラインメントされた基準信号を形成するステップと
；を有することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項３０】さらに：上記コピー信号のタイミング・ミスアラインメントを推定するステップと；該コピー信号のタイミング・ミスアラインメントを補正して時間アラインメン
トされたコピー信号を形成するステップと；を有し、上記基準信号決定ステップ（ｂ）が、該時間アラインメントされたコピー信号と実質的に同じタイミング・アライン
メントを持つ時間アラインメントされた基準信号を合成するステップと；補正基準信号に時間ミスアラインメントを与えて上記受信アンテナ信号と実質
的に同じ時間アラインメントを持つタイミング・ミスアラインメントされた基準
信号を形成するステップと；を有することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項３１】さらに：上記コピー信号の周波数オフセットを推定するステップと；該コピー信号の周波数オフセットを補正して周波数オフセット補正コピー信号
を形成するステップと；を有し、上記基準信号決定ステップ（ｂ）が、周波数オフセット補正コピー信号と実質的に同じ周波数オフセットを持つ周波
数オフセット補正基準信号を合成するステップと；該周波数オフセット補正基準信号に周波数オフセットを与えて上記受信アンテ
ナ信号と実質的に同じ周波数オフセットを持つ周波数オフセット基準信号を形成
するステップと；を有することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項３２】基準信号を決定する上記ステップ（ｂ）が、サンプルポイ
ントの集合の各サンプルポイント毎に：（i）同じサンプルポイントのコピー信号から、該サンプルポイントのコピー
信号から求めた位相を持ちかつ初期符号ポイントの位相が初期理想信号位相とな
るように設定される理想信号サンプルを構成するステップと；（iii）該理想信号サンプルの位相を該コピー信号サンプル位相に向けて減少
させて基準信号の位相を得るステップと；（i）位相を減じるステップ（ｂ）（ii）で求められた基準信号の位相を持
つ基準信号を発生させるステップと；を有することを特徴とする請求項２２記載の方法。
【請求項３３】上記理想信号の位相が上記理想信号構成ステップ（ｂ）（
i）で１サンプルずつ決定され、任意のサンプルポイントにおける理想信号サン
プルの位相が：該位相が決定された前のサンプルポイントの基準信号の位相と；上記コピー信号に基づく決定と；から決定されることを特徴とする請求項３２記載の方法。
【請求項３４】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）を
コピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向けて減少させるステップがコピー信
号位相と理想信号位相との間の差のフィルタ形を加えることに相当する請求項３
２記載の方法。
【請求項３５】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）を
コピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向けて減少させるステップが理想信号
サンプルｂ_ideal（ｎ）にコピー信号と理想信号との間の差のフィルタ形を加え
ることによって基準信号サンプルｂ_R（ｎ）を形成することに相当することを特
徴とする請求項３２記載の方法。
【請求項３６】上記周波数オフセット補正基準信号合成ステップが、サン
プルポイントの各サンプルポイント毎に：（i）同じサンプルポイントの上記周波数オフセット補正コピー信号から、該
サンプルポイントの周波数オフセット補正コピー信号から求めた位相を持ちかつ
初期符号ポイントの位相が初期理想信号位相となるように設定される理想信号サ
ンプルを構成するステップと；（ii）該理想信号サンプルの位相を該周波数オフセット補正コピー信号サンプ
ル位相に向けて減じて周波数オフセット補正基準信号の位相を得るステップと；（iii）位相を減じるステップ（ii）で求められた該周波数オフセット補正基
準信号の位相を持つ周波数オフセット補正基準信号を発生させるステップと；を有することを特徴とする請求項３１記載の方法。
【請求項３７】上記理想信号の位相が上記理想信号構成ステップ（ｂ）（
i）で１サンプルずつ決定され、任意のサンプルポイントにおける理想信号サン
プルの位相が：該位相が決定された前のサンプルポイントの周波数オフセット補正基準信号の
位相と；上記周波数オフセット補正コピー信号に基づく決定と；から決定されることを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項３８】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）を
周波数オフセット補正コピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向けて減少させ
るステップが該周波数オフセット補正コピー信号位相と理想信号位相との間の差
のフィルタ形を加えることに相当する請求項３６記載の方法。
【請求項３９】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）を
周波数オフセット補正コピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向けて減少させ
るステップが理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）に該周波数オフセット補正コピー
信号と理想信号との間の差のフィルタ形を加えることによって基準信号サンプル
ｂＲ（ｎ）を形成することに相当することを特徴とする請求項３６記載の方法。
【請求項４０】上記タイミング・アラインメントされた補正基準信号合成
ステップが、サンプルポイントの各サンプルポイント毎に：（i）同じサンプルポイントの上記タイミング／アラインメントされたコピー
信号から、該サンプルポイントのタイミング・アラインメントされたコピー信号
から求めた位相を持ちかつ初期符号ポイントの位相が初期理想信号位相となるよ
うに設定される理想信号サンプルを構成するステップと；（ii）該理想信号サンプルの位相を該タイミング・アラインメントされたコピ
ー信号サンプル位相に向けて減少させてタイミング・アラインメントされた基準
信号の位相を得るステップと；（iii）位相を減じるステップ（i）で求められた該タイミング・アラインメン
ト基準信号の位相を持つタイミング・アラインメント基準信号を発生させるステ
ップと；を有することを特徴とする請求項２９記載の方法。
【請求項４１】上記理想信号の位相が上記理想信号構成ステップ（ｂ）（
i）で１サンプルずつ決定され、任意のサンプルポイントにおける理想信号サン
プルの位相が：該位相が決定された前のサンプルポイントのタイミング・アラインメントされ
た基準信号の位相と；上記タイミング・アラインメントされたコピー信号に基づく決定と；から決定されることを特徴とする請求項４０記載の方法。
【請求項４２】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）を
タイミング・アラインメントされたコピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向
けて減少させるステップが該タイミング・アラインメントされたコピー信号位相
と理想信号位相との間の差のフィルタ形を加えることに相当する請求項４０記載
の方法。
【請求項４３】理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）の位相∠ｂ_ideal（ｎ）を
タイミング・アラインメントされたコピー信号ｂ_N（ｎ）の位相∠ｂ_N（ｎ）に向
けて減少させるステップが理想信号サンプルｂ_ideal（ｎ）に該タイミング・ア
ラインメントされたコピー信号と理想信号との間の差のフィルタ形を加えること
によって基準信号サンプルｂ_R（ｎ）を形成することに相当することを特徴とす
る請求項４０記載の方法。
【請求項４４】上記補正信号合成ステップが：上記補正コピー信号をコヒーレント復調して信号符号を形成するステップと；該信号符号を再変調して該補正コピー信号と実質的に同じタイミング・アライ
ンメント及び周波数オフセットを持つ補正基準信号を形成するステップと；を有することを特徴とする請求項２９記載の方法。
【請求項４５】上記周波数オフセット補正基準信号合成ステップが：上記周波数オフセット補正コピー信号をコヒーレント復調して信号符号を形成
するステップと；該信号符号を再変調して該周波数オフセット補正コピー信号と実質的に同じ周
波数オフセットを持つ周波数オフセット補正基準信号を形成するステップと；請求項３１記載の方法。
【請求項４６】上記周波数オフセットを推定するステップが：上記コピー信号から決定されたサンプルの集合に非線形性を与えるステップと
；ＤＦＴを取るステップと；補間関数に当てはめるとその遷移補間関数を該ＤＦＴの結果に最も適合するよ
うにさせる遷移量を決定するステップであって、その決定された遷移量が推定周
波数オフセットの倍数であるステップと；を有することを特徴とする請求項２９記載の方法。
【請求項４７】上記周波数オフセットを推定するステップが：上記コピー信号から決定されたサンプルの集合に非線形性を与えるステップと
；ＤＦＴを取るステップと；補間関数に当てはめるとその遷移補間関数を該ＤＦＴの結果に最も適合するよ
うにさせる遷移量を決定するステップであって、その決定された遷移量が推定周
波数オフセットの倍数であるステップと；を有することを特徴とする請求項３１記載の方法。