JP2002539669A - 移動通信システムにおけるドップラーシフト補償の推定 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 移動通信システムにおいてドップラーシフト補償を推定するシステム及び方法が開示される。チャンネルインパルス応答決定回路は、信号が受信されるチャンネルに対するチャンネルインパルス応答を決定する。１組の既知の記号及びチャンネルインパルス応答を使用して基準ベクトルが発生され、基準ベクトルを受信した信号サンプルと比較することによりエラーベクトルが発生される。更に、到来する信号のノイズ分散を決定することができる。次いで、振幅修正を表わす実数部分と、位相修正を表わす虚数部分とを有するドップラー修正係数が推定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】

本発明は、移動通信システムにおけるドップラーシフト補償の推定に係る。

【０００２】

【背景技術】

移動通信システムでは、ベースステーションに対して移動する移動ステーショ
ンから送信された信号が、良く知られたドップラー効果を受け、移動ステーショ
ンにより送信された周波数に対しベースステーションに受信される周波数に周波
数シフトを生じさせる。この周波数シフトをここでドップラーシフトと称する。
ドップラーシフトは、ベースステーションに対する移動ステーションの移動速度
及び方向に依存する。従って、ドップラー効果は、ベースステーションに対する
移動ステーションの移動方向に基づいて周波数の増加又は減少を与える。ドップ
ラーシフトの大きさは、移動ステーションがベースステーションに対して移動す
る速度に依存する。 送信ユニット及び受信ユニットの同期が適切でないときには、別の種類の周波
数オフセットが生じる。

【０００３】 既存の移動通信設備は、特定チャンネル上の特定信号を選択するベースステー
ション内の周波数検出回路が信号におけるある量のドップラーシフトを考慮に入
れられるという点で、ある種のドップラー補償を与える。 ＡＵ６６４６２６号は、移動ステーションがベースステーションに近づいたり
離れたりするときにベースステーションと移動ステーションとの間に伝播する無
線信号のドップラーシフトを補償するための方法及び回路構成に関連したもので
ある。伝播時間遅延が減少する状態で移動ステーションがベースステーションに
近づくときには、伝播時間遅延が時間と共にいかに変化するかを決定するために
伝播時間遅延がある間隔で積分される。この情報は、移動ステーションがベース
ステーションを越えて移動するときに急激なドップラーシフトを補償するように
特定時間における無線信号周波数を変化させるのに使用される。ＴＤＭＡシステ
ムでは、整数の時間フレームに等しい間隔で質問がなされる。ＧＳＭ規格では、
時間フレームが８個の連続するタイムスロットより成り、そして１つの送信バー
ストが特定の移動ステーションとベースステーションとの間を１つの時間フレー
ムにおいて通過する。

【０００４】 従って、このドップラー補償方法では、将来の時間における受信を改善するた
めに過去の信号及び到来する信号に応答して判断がなされ、即ちそれは反作用的
なシステムである。従って、到来する信号におけるドップラーシフトをリアルタ
イムで能動的に補償できるシステムを実施することが要望される。 更に、フェージングが生じるために、ドップラー効果を受ける信号は、振幅及
び周波数が変化する。従って、振幅及び周波数の両方においてドップラー効果を
推定することが要望される。

【０００５】

【発明の開示】

本発明の１つの特徴によれば、移動通信システムにおいて移動ステーションと
ベースステーションとの間に送信される信号のドップラーシフトを補償するため
のドップラー修正係数を発生するシステムにおいて、信号が受信されるチャンネ
ルに対するチャンネルインパルス応答を決定するためのチャンネルインパルス応
答決定回路と、１組の既知の記号及びチャンネルインパルス応答から基準ベクト
ルを発生するための基準回路と、上記基準ベクトル及び受信した信号サンプルか
らエラーベクトルを発生するための手段と、到来信号のノイズ分散を決定するた
めの手段と、上記ノイズ分散、エラーベクトル、受信信号サンプル及びサンプリ
ング時間を使用して、振幅修正を表わす実数部分及び位相修正を表わす虚数部分
を有するドップラー修正係数を発生するための推定装置とを備えたシステムが提
供される。

【０００６】 ＧＳＭ規格によれば、ＴＤＭＡ送信バーストは、信号が受信されるチャンネル
に対するチャンネルインパルス応答を決定するのに通常使用されるトレーニング
シーケンスを備えている。これは、受信したトレーニングシーケンスを記憶され
たトレーニングシーケンスでコンボリューションすることによって行われる。従
って、トレーニングシーケンスは、基準ベクトルを発生するのに使用する１組の
既知の記号を構成することができる。或いは又、受信信号サンプルから推定され
る記号で１組の既知の記号を構成することもできる。 ＴＤＭＡシステムでは、信号は、各タイムスロットにおける一連の送信バース
トより成る。ドップラー修正係数は、各送信バーストに対して発生され、そして
そのバーストの信号サンプルを修正するのに使用できる。

【０００７】 更に、ドップラー効果を修正するために、ドップラー修正係数は、送信ユニッ
トと受信ユニットとの間の誤った周波数同期から生じる周波数オフセットも修正
する。 本発明の更に別の特徴によれば、移動通信システムにおいて移動ステーション
とベースステーションとの間に送信される信号のドップラーシフトを補償するた
めの方法において、信号が受信されるチャンネルに対するチャンネルインパルス
応答を決定し、チャンネルインパルス応答における１組の既知の記号から基準ベ
クトルを発生し、上記基準ベクトル及び受信した信号サンプルからエラーベクト
ルを発生し、到来信号のノイズ分散を決定し、上記ノイズ分散、エラーベクトル
、受信信号サンプル及びサンプリング時間を使用して、振幅修正を表わす実数部
分及び位相修正を表わす虚数部分を有するドップラー修正係数を推定し、そして
受信信号サンプルにドップラー修正係数を適用してドップラーシフトを補償する
という段階を含む方法が提供される。

【０００８】

【発明を実施するための最良の形態】

本発明を良く理解すると共に、本発明をいかに実施するかを理解するために、
添付図面を参照して本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。 図１は、ＧＳＭ規格に基づく移動通信システムにおける通常バーストを示す図
である。この図は、ベースステーションに受信されたバーストを表わす。ＧＳＭ
規格に基づくＴＤＭＡシステムの場合に、移動ステーションは、ベースステーシ
ョンコントローラにより割り当てられた周波数チャンネルに変調信号としてバー
ストを送信する。１つの周波数チャンネルは、８個までのバーストをサポートし
、各バーストは各コールに関連され、各コールには、バーストを送信するための
タイムスロットが割り当てられる。ＧＳＭ規格に基づくＴＤＭＡシステムのこれ
以上の詳細は、当業者に知られているので、ここでは説明しない。

【０００９】 通常のバーストは、２６ビットのトレーニングシーケンス（ＴＲＳ）を取り巻
く５８ビットの２つのパケット（ＤＡＴＡ）で構成される。通常バーストの各端
には３つのテールビット（ＴＳ）が追加される。トレーニングシーケンス（ＴＲ
Ｓ）は、移動ステーション（ＭＳ）により送信される所定のビットシーケンスで
あり、これは、ベースステーションコントローラ（ＢＳＣ）に知られている。図
１において、受信信号サンプルｙ_kは、バーストの第ｋビットを表わし、この場
合、トレーニングシーケンスのスタートを表わすと仮定する。トレーニングシー
ケンスは、ベースステーションコントローラにおいて、バーストが送信されるチ
ャンネルのインパルス応答を推定し、少なくとも本発明の実施形態では、ドップ
ラー補償係数を推定するのに使用される。送信される実際の情報は、バーストの
データビット（ＤＡＲＡ）に配置される。

【００１０】 上述したように、移動ステーションからベースステーションへ信号が通過する
環境は、とりわけ、移動ステーションとベースステーションとの間の距離、及び
エリア内の建物及び他の構造物により生じる干渉によって大幅に変化し得る。そ
の結果、ベースステーションに受信される信号の信号強度及びクオリティも大幅
に変化する。更に、移動ステーションが移動するために、ベースステーションに
受信される信号がドップラーシフトを受け、これを修正しなければならない。 図２は、ＧＳＭシステムにおいてドップラー補償を実施するのに適した回路１
を示す。図２の種々のブロックは、相互接続された個別のエンティティとして示
されているが、必ずしも個別の物理的エンティティを表わすものではなく、実施
される種々の段階を概略的に表わすことが意図される。ブロックは、回路として
実施することもできるし、或いは適当にプログラムされたマイクロプロセッサが
、ブロックに個々に指定された機能を実行してもよい。

【００１１】 アンテナ２０は、移動ステーションＭＳから信号１１を受信する。アンテナ２
０は、ＲＦ回路２２に接続される。この回路２２は、受信したバーストに対して
動作して、周波数を基本帯域周波数にダウンシフトすると共に、バーストをサン
プリングして、アナログ信号からデジタルサンプル値ｙ_iを形成し、但し、ｉは
サンプルインデックスである。ＲＦ回路２２は、各バーストに対するサンプル値
ｙ₀、・・ｙ_nをサンプル時間ｔ₀、・・ｔ_nと共に、通常、送信信号の予想ビット
レートで出力する。ＲＦ回路２２の出力は、ライン２４に沿ってチャンネルイン
パルス応答（ＣＩＲ）ブロック１０、分散及びエラー計算器１６、フィルタ・イ
コライザ回路１２、ドップラー修正係数を推定するためのβ推定ブロック３６、
及び変換回路４０に供給され、ドップラー修正係数をバーストに適用できるよう
にする。 メモリ３２は、所定のビットシーケンスであるトレーニングシーケンスｘを保
持し、これは、移動ステーションＭＳによりトレーニングシーケンスとして送信
されそしてベースステーションで受信されて、サンプルｙ_TRS＝Ｙ_k→ｙ_k+25に変
換される。この基準トレーニングシーケンスｘは、基準発生器１４及びチャンネ
ルインパルス応答（ＣＩＲ）ブロック１０に供給される。又、基準発生器１４は
、チャンネルインパルス応答ブロック１０から推定されたチャンネルインパルス
応答ｈも受信する。

【００１２】 ＣＩＲブロック１０は、受信したトレーニングシーケンスｙ_TRSを含むバース
トを受信し、そして例えば、その受信したトレーニングシーケンスｙ_TRSと既知
のトレーニングシーケンスｘとの間のクロス相関を式１に基づいて計算すること
により推定チャンネルインパルス応答ｈを計算する。他の形式の推定方法も使用
できる。 ｈ＝ｘｃｏｒｒ（ｘ、ｙ_TRS） （式１） クロス相関を行う前に、デジタル形態で記憶された既知のトレーニングシーケン
スｘは、ＧＳＭ規格に基づき、トレーニングシーケンスが送信のためにＭＳにお
いて変調されるやり方と同様に、ｉ、ｑ変調されることが明らかである。クロス
相関は、５つのタップ値（ｈ(ｊ)_j=σto4）の形態のチャンネルインパルス応答
を発生するように既知のやり方で行われる。

【００１３】 良く知られているように、推定されたインパルス応答ｈは、データが同じ平均
ノイズを受けたかのように、受信バーストにおけるデータの予想推定値を計算す
るのに使用される。 ＣＩＲブロックは、タイミング進み情報τも発生し、これは、割り当てられた
タイムスロットのどこに受信バーストが位置するか決定するのに使用される。 各バーストに対し、そのバーストの推定チャンネルインパルス応答ｈは、ＣＩ
Ｒブロック１０により計算され、そしてフィルタ／イコライザ回路に供給され、
該回路は、そのバーストのデータＤＡＴＡ（ｒ）を回復できるようにする。良く
知られたように、フィルタ／イコライザ回路１２は、受信バーストに対するチャ
ンネルインパルス応答ｈ及びタイミング情報τを受信し、その信号を復調、フィ
ルタリング及びデコードして、データを既知のやり方で回復することができる。

【００１４】 基準発生器１４は、基準ベクトルｚを発生し、これは、既知のトレーニングシ
ーケンス及びインパルス応答のコンボリューションを使用して計算される。基準
発生器１４は、次の計算を行う。 ｚ＝ｈ＊ｘ （式２） 但し、ｘは、使用する変調に基づく既知の記号値を表わす。 ｚ_kは、ベクトルｚのｋ番目のサンプルを表わし、そしてｚは、ベクトルサン
プルｚ_kの対角マトリクスを表わし、即ちｚ＝ｘｈである。ここで、ｘは、既知
のトレーニングシーケンス記号の対角マトリクスである。 基準ベクトルｚは、基準発生器から分散及びエラー計算器１６へ供給される。
上述したように、この分散計算器は、受信したトレーニングシーケンスｙ_TRSを
含むサンプルｙ_iも受信する。この分散計算器は、次の式に基づいて分散ｖａｒ
（σ²）を計算する。

【数１】 ここで、項ref_lengthは、基準ベクトルｚの長さを表わす定数である。これは、
サンプルの数（２２）にビット分離を乗算することにより計算される。

【００１５】 式４において、ｙ_iの値は、バースト（ｙ_k→ｙ_k+25）に対する受信したトレー
ニングシーケンスのサンプル値である。 又、分散及びエラー計算器は、エラーベクトルｚ−ｙ（即ち、各サンプルに対
するエラー値ｚ_i−ｙ_i）も発生する。 エラーベクトルｚ−ｙ及び分散σ²は、β推定ブロック３６へ供給される。β
推定ブロック３６は、ＲＦ回路２２から信号サンプル及び時間ｙ_i、ｔ_iも受信す
る。β推定ブロックは、プログラムを実行するプロセッサとして実施することも
できるし、又は他の適当な手段によって実施することもできる。これは、実数部
及び虚数部を有する複素数であるドップラー補償係数βを発生するように動作す
る。従って、βは、次のように表わされる。 α＋ｊφｔ 但し、αは、フェージングによる振幅変化を表わし、そしてφは、ドップラー角
度である。β推定ブロック３６は、ドップラー修正係数βを発生するに必要な値
を保持するためのメモリも備え、これらの値は、Ｃ_β、Ｅ(β)及びＥ(ｚ−ｙ)を
含む。これらの項は、図３を参照して以下に説明する。

【００１６】 ドップラー修正係数βは、各バーストに対する信号サンプルｙ_i及びｔ_iと共に
、変換回路４０に供給され、次の式に基づいてドップラー修正が行われる。 ｙ_{n-compensated}＝ｙ_n(１−βｔ_n) 変換回路４０の別の実施は、振幅及び位相成分を別々の修正ステップに分離す
ることである。位相は、サンプルにｅ^-j*imag(β)t _nを乗算することにより修正
でき、そして振幅は、個別のステップで修正できる。 ｙ_{n-phase-compensated}＝ｙ_n＊ｅ^-j*imag(β)t _n ｙ_{n-compensated}＝ｙ_{-phase-compensated}（１−ｒｅａｌ(β)ｔ_n） （式５） 上記式によれば、ｉｍａｇ(β)＝φ、及びｒｅａｌ(β)＝αである。従って、
受信信号は、ｒｅａｌ(β)が負であるか正であるかに基づいてバースト中に増幅
又は変更される。これは、１組の補償された信号サンプルｙ_compを発生し、これ
らサンプルは、フィルタ・イコライザ回路１２に供給され、バーストのデータと
して改善された値を発生することができる。

【００１７】 トレーニングシーケンスｘを使用して、既知の記号を基準として供給した上記
形態とは別に、イコライザ回路３０で推定されるビットを使用することができる
。例えば、ビタビイコライザのイコライザ回路３０は、フィルタ・イコライザ回
路１２からフィルタされ、復調されそしてイコライズされた信号ＤＡＴＡ（Ｒ）
を受け取る。イコライザ回路３０は、バーストのデータシーケンスデータの一部
分（図１の推定ブロックから導出された部分）に作用して、移動ステーションか
ら送信された出力ビットを推定する。この出力は、ここでｅｓｔｉｍ＿ｂｉｔｓ
と称する。イコライザ回路３０は、既知の移動通信システムの場合のようにビッ
トの判断を行うように動作し、従って、ここでは詳細に説明しない。これら推定
されたビットは、トレーニングシーケンスに代わって使用され、基準ベクトルｚ
を計算するための既知の値を供給することができる。ｅｓｔｉｍ＿ｂｉｔｓは、
チャンネルインパルス応答ｈと共に基準回路３４に供給されて、エラーベクトル
ｚ’−ｙが発生される。但し、ｚ’＝ｅｓｔｉｍ＿ｂｉｔｓ＊ｈである。

【００１８】 ドップラー修正係数βの発生の基礎となる理論について以下に説明する。 （純粋な）ドップラー周波数推定の問題は、次のように書くことができる。 Ｘｈ＝Ｙｒ＋ｗ 但し、ｒは回転ベクトル、Ｙは対角サンプルマトリクス、そしてｗはノイズであ
る。

【数２】 Ｘｈは、既知の記号（トレーニングシーケンス記号の対角マトリクスｘ）とイン
パルス応答ｈとの間のコンボリューションに対応する。 従って、ドップラー周波数推定では、ドップラー角φを推定しなければならな
い。この問題は、非直線的であり、従って、特にリアルタイムで実施する場合に
解決されるべき手の込んだビット問題である。直線化ステップは、ｅ^jφe _α＝１
＋ｊφｔ₀を仮定して行うことができる。フェージングのために、必要とされる
ドップラー周波数修正は、振幅が一定であると仮定することができない。 項ｊφｔ₀が実数成分も有する場合には、振幅変化をおおよそ推定することが
できる。従って、項ｊφｔ₀は、βを複素数（α＋ｊφｔ）とすれば、より一般
的な仮定１＋βｔ₀に置き換えられる。

【００１９】 直線的な問題は、次のように書くことができる（簡単化のために、ｚ＝Ｘｈ＝
［ｚ₀、ｚ₁、・・ｚ_n-1］^T）。 ｚ_i＝ｙ_i（１＋βｔ_i）＋ｗ_i これは、マトリクス表示で次のように再フォーマットすることができる。 ｚ−ｙ＝ｐβ＋ｗ （式６） ここで、ｐ＝［ｙ₀ｔ₀ｙ₁ｔ₁・・ｙ_n-1ｔ_n-1］^T及びβを推定しなければならな
い。 式６の解は、ＬＭＭＳＥ推定子を使用して見出すことができる。 β＝Ｅ(β)＋Ｃ_β(z-y)Ｃ_(z-y)(z-y) ^-1（ｚ−ｙ−Ｅ(ｚ−ｙ)） 但し、Ｅ(β)は、βの予想値であり、Ｃ_β(z-y)、Ｃ_(z-y)(z-y)は、２つのエレ
メント間の共分散マトリクス、即ちＥ（β(ｚ−ｙ)^H））及びＥ（(ｚ−ｙ)(ｚ−
ｙ)^H）であり、そしてＥ(ｚ−ｙ)は、受信バーストにおける予想エラーである。

【００２０】 この段階において、ノイズは、δ²の分散を有するホワイトガウスノイズであ
り、そしてある操作の後に、次のようになると仮定することができる。 β＝Ｅ(β)＋ｐ^H(ｚ−ｙ−Ｅ(ｚ−ｙ))／(δ²／Ｃ_β＋ｐ^Hｐ) （式７） 但し、Ｃ_β＝Ｅ((β−Ｅ(β))(β−Ｅ(β))^H) （式８） ｐ^Hは、ｐの複素共役転置マトリクスである。 式７は、β推定ブロック３６に使用されて、βを発生する。β推定ブロックは
図３に概略的に示されている。実際に、これは、必要なデータを保持するメモリ
と共にプロセッサにより実行されるソフトウェアとして実施することができる。
β推定回路５０は、各タイムスロットにおいて受け取られたデータ（ｙ_i、ｔ_i）
に作用してβの値を発生し、これは、変換回路４０により使用される。β累積ブ
ロック５２は、先行するタイムスロットにわたってβ値を累積及び平均化し、Ｅ
(β)を発生する。β累積機能は、適応フィルタにより実施することができる。（
ｚ−ｙ）累積ブロック５４は、予想エラーＥ(ｚ−ｙ)を発生する。これを行うた
めに、先行するタイムスロットからのｚ−ｙの値、又はβ累積ブロック５２から
のＥ(β)の値を使用して、周波数エラーを推定することができる。Ｃ_β発生ブロ
ック５６は、Ｃ_βの値を発生する。式７のパラメータに対して多数の可能性が存
在する。

【００２１】 Ｅ(β)がゼロにセットされ、そしてδ²／Ｃ_βもゼロにセットされる場合には
、式７は、通常の直線的回帰を解く。 上述したように、βは、各タイムスロットに対して発生されることが意図され
る。予想値Ｅ(β)は、以前のタイムスロットから推定β値の平均を計算すること
により発生できる。従って、これらの値は、各タイムスロットに対して計算され
たときに保持することができ、そしてβ推定ブロック３６においてＥ(β)ブロッ
クに保持された平均値を発生するのに使用できる。 別の簡単化は、Ｅ(β)の実数部がゼロであると仮定することである。これは、
典型的なフェージングチャンネル状態では長時間の振幅変化が予想されないので
、適切な仮定である。従って、周波数のエラー成分に関してのみ長時間平均をと
れば充分である。又、位相変化だけを修正すべき場合にも、実数部がゼロと仮定
することができる。

【００２２】 受信したサンプルｙ_iをｅ^-j*imag(β)tだけデローテーション(derotating)す
ることにより予想エラーＥ(ｚ−ｙ)を計算する必要性を排除することができる。
このため、βは、以前のタイムスロットからのβの初期推定値でよい。この場合
に、式７は、次のように変化する。 β＝Ｅ(β)＋ｐ^H(ｚ−ｙ)／(δ²／Ｃ_β＋ｐ^Hｐ) （式９） 従って、これは、ベクトルｐを形成する前にサンプルｙ_iをｅ^-j*imag(β)tだけ
デローテーションするような前処理ステップ（図３の５０ａを参照）を必要とす
る。 Ｃ(β)の値は、種々の解決策を使用してＣ_β発生ブロックにより発生すること
ができる。これは定数値であってもよい。これは、以前のタイムスロットの情報
を使用し、例えば、式８を使用して推定することができる。これは、βの予想値
及び／又はノイズ分散δ²の関数であってもよい。これは、適応フィルタを使用
して推定することもできるし、或いは上記の組合せによって推定することもでき
る。 この技術は、短い遅延の拡散チャンネル及び純粋な周波数エラーに特に適して
いる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 移動通信システムにおける信号バーストを示す図である。

【図２】 ドップラーシフト補償を実施するための回路のブロック図である。

【図３】 β推定ブロックを示す図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ， ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，Ｎ Ｏ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ， ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 移動通信システムにおいて移動ステーションとベースステー
   ションとの間に送信される信号のドップラーシフトを補償するためのドップラー
   修正係数を発生するシステムにおいて、 信号が受信されるチャンネルに対するチャンネルインパルス応答を決定するた
   めのチャンネルインパルス応答決定回路と、 １組の既知の記号及びチャンネルインパルス応答から基準ベクトルを発生する
   ための基準回路と、 上記基準ベクトル及び受信した信号サンプルからエラーベクトルを発生するた
   めの手段と、 到来信号のノイズ分散を決定するための手段と、 上記ノイズ分散、エラーベクトル、受信信号サンプル及びサンプリング時間を
   使用して、振幅修正を表わす実数部分及び位相修正を表わす虚数部分を有するド
   ップラー修正係数を発生するための推定装置と、 を備えたことを特徴とするシステム。
2. 【請求項２】 上記ドップラー修正係数βは、次の式に基づいて発生され、 β＝Ｅ(β)＋ｐ^H(ｚ−ｙ−Ｅ(ｚ−ｙ))／(δ²／Ｃ_β＋ｐ^Hｐ) 但し、Ｅ(β)は、βの予想値であり、ｐ^Hは、ｐをベクトル(ｙ_i、ｔ_i)^Tとすれば
   、ｐの複素共役転置マトリクスであり、ｚ−ｙは、エラーベクトルであり、Ｅ(
   ｚ−ｙ)は、受信サンプルにおける予想エラーであり、δ²は、ノイズ分散であり
   、そしてＣ_βは、定数である請求項１に記載のシステム。
3. 【請求項３】 Ｅ(β)及びδ²／Ｃ_βは、ゼロにセットされる請求項２に記
   載のシステム。
4. 【請求項４】 ドップラー修正係数βを使用して受信信号サンプルにドップ
   ラー修正を適用するための手段を更に備えた請求項１、２又は３に記載のシステ
   ム。
5. 【請求項５】 上記信号は、ＴＤＭＡ移動通信システムではタイムスロット
   内の送信バーストで構成され、そして各タイムスロットに対して新たなドップラ
   ー修正係数βが発生される請求項１ないし４のいずれかに記載のシステム。
6. 【請求項６】 以前のタイムスロットからのβに対して発生された値の平均
   値としてＥ(β)を推定するための手段を備えた請求項５に記載のシステム。
7. 【請求項７】 Ｅ(β)の実数部分は、ゼロにセットされる請求項５に記載の
   システム。
8. 【請求項８】 受信した信号サンプルをｅ^{-j*imag(E(β))t}だけデローテー
   ションするための手段を更に備え、但し、Ｅ(β)は、βの予想値であり、次いで
   、デローテーションした受信信号サンプルを使用して、次の式、 β＝Ｅ(β)＋ｐ^H(ｚ−ｙ)／(δ²／Ｃ_β＋ｐ^Hｐ) に基づき現在タイムスロットにおけるドップラー修正係数βを発生する請求項１
   ないし７のいずれかに記載のシステム。
9. 【請求項９】 移動通信システムにおいて移動ステーションとベースステー
   ションとの間に送信される信号のドップラーシフトを補償するための方法におい
   て、 信号が受信されるチャンネルに対するチャンネルインパルス応答を決定し、 チャンネルインパルス応答における１組の既知の記号から基準ベクトルを発生
   し、 上記基準ベクトル及び受信した信号サンプルからエラーベクトルを発生し、 到来信号のノイズ分散を決定し、 上記ノイズ分散、エラーベクトル、受信信号サンプル及びサンプリング時間を
   使用して、振幅修正を表わす実数部分及び位相修正を表わす虚数部分を有するド
   ップラー修正係数を推定し、そして 受信信号サンプルにドップラー修正係数を適用して、ドップラーシフトを補償
   する、 という段階を含むことを特徴とする方法。
10. 【請求項１０】 上記信号は、ＴＤＭＡ移動通信システムでは一連の送信バ
    ーストで構成され、そして各送信バーストに対してドップラー修正係数が発生さ
    れる請求項９に記載の方法。
11. 【請求項１１】 上記ドップラー修正係数βは次の式に基づいて発生され、 β＝Ｅ(β)＋ｐ^H(ｚ−ｙ−Ｅ(ｚ−ｙ))／(δ²／Ｃ_β＋ｐ^Hｐ) 但し、Ｅ(β)は、βの予想値であり、ｐ^Hは、ｐをベクトル(ｙ_i、ｔ_i)^Tとすれば
    、ｐの複素共役転置マトリクスであり、ｚ−ｙは、エラーベクトルであり、Ｅ(
    ｚ−ｙ)は、受信サンプルにおける予想エラーであり、δ²は、ノイズ分散であり
    、そしてＣ_βは、定数である請求項９又は１０に記載の方法。