JPH0993301A - キャリア同期ユニット及び同期方法 - Google Patents
キャリア同期ユニット及び同期方法Info
- Publication number
- JPH0993301A JPH0993301A JP7246196A JP24619695A JPH0993301A JP H0993301 A JPH0993301 A JP H0993301A JP 7246196 A JP7246196 A JP 7246196A JP 24619695 A JP24619695 A JP 24619695A JP H0993301 A JPH0993301 A JP H0993301A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- amplitude
- rls
- distortion
- carrier synchronization
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0083—Signalling arrangements
- H04L2027/0089—In-band signals
- H04L2027/0093—Intermittant signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力効率の問題を考慮したときに、周波数帯
域が平坦なフェージングチャンネルにおける同期検波
は、非同期検波に対して有利である。しかしながら、同
期検波に必要なキャリア再生は、フェージングチャンネ
ルの時間的な変動による特性の影響を蒙ることになる。
本発明は、キャリア同期のための新規で改良されたキャ
リア同期ユニット及び同期方法を提案する。 【解決手段】 ＲＬＳ位相及び振幅推定とキャリア同期
決定指示における予測とが組み合わされる。ＲＬＳ位相
及び振幅推定と予測とを組み合わせることで、追尾遅延
の問題は克服され、キャリア追尾能力の改善と全体的な
ＢＥＲ受信性能の改善とがもたらされる。
域が平坦なフェージングチャンネルにおける同期検波
は、非同期検波に対して有利である。しかしながら、同
期検波に必要なキャリア再生は、フェージングチャンネ
ルの時間的な変動による特性の影響を蒙ることになる。
本発明は、キャリア同期のための新規で改良されたキャ
リア同期ユニット及び同期方法を提案する。 【解決手段】 ＲＬＳ位相及び振幅推定とキャリア同期
決定指示における予測とが組み合わされる。ＲＬＳ位相
及び振幅推定と予測とを組み合わせることで、追尾遅延
の問題は克服され、キャリア追尾能力の改善と全体的な
ＢＥＲ受信性能の改善とがもたらされる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、セルラ電話システ
ムに関し、特に、周波数非選択性フェージングチャンネ
ル間での同期検波通信システムにおけるキャリア同期ユ
ニット及び方法に関する。
ムに関し、特に、周波数非選択性フェージングチャンネ
ル間での同期検波通信システムにおけるキャリア同期ユ
ニット及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】同期検波方式は、差動同期或いは非同期
方式に比べ電力効率の点で優れている。しかしながら、
同期検波に必要なキャリア再生は、フェージングを受け
たチャンネルの時間的な変動によって影響を受ける。こ
のため、ディジタル通信システムにおける同期検波によ
ってもたらされる電力効率は、受信機にキャリア同期ユ
ニットが付設されているときにのみ改善される。
方式に比べ電力効率の点で優れている。しかしながら、
同期検波に必要なキャリア再生は、フェージングを受け
たチャンネルの時間的な変動によって影響を受ける。こ
のため、ディジタル通信システムにおける同期検波によ
ってもたらされる電力効率は、受信機にキャリア同期ユ
ニットが付設されているときにのみ改善される。
【０００３】急速なフェージングに関する問題を解決す
ることは、ディジタルの移動体通信において重要であ
る。これまで、装置への配慮や、確固たる位相予測アル
ゴリズムが内といった理由で、フェージングを受けるチ
ャンネルに対しては、差動同期検波や他の非同期技法が
伝統的に用いられてきた。
ることは、ディジタルの移動体通信において重要であ
る。これまで、装置への配慮や、確固たる位相予測アル
ゴリズムが内といった理由で、フェージングを受けるチ
ャンネルに対しては、差動同期検波や他の非同期技法が
伝統的に用いられてきた。
【０００４】このように、フェージングを受けた場合に
も、同期復調に近いものが達成されるならば、相当な性
能改善が達成できる。この場合、複雑なフェージング歪
を良好に推定することは、同期にも好結果をもたらすも
のと考えられる。
も、同期復調に近いものが達成されるならば、相当な性
能改善が達成できる。この場合、複雑なフェージング歪
を良好に推定することは、同期にも好結果をもたらすも
のと考えられる。
【０００５】本質的に同期受信を行うＭ−ＰＳＫやＭ−
ＱＡＭのような線形変調システムは、非常に好ましい通
信システムを形成できる。非同期検波に対する同期検波
の電力に関する利点は、チャンネル符号化又は共通チャ
ンネル干渉を考慮したときに現実的に高まる。しかしな
がら、チャンネルがレイリーフェージング（Ｒａｙｌｅ
ｉｇｈ ｆａｄｉｎｇ）によって妨害され、チャンネル
位相が急速に変動しているときは、受信信号から位相を
抽出する効率的なキャリア同期技法が同期復調の際に使
用されるべきである。
ＱＡＭのような線形変調システムは、非常に好ましい通
信システムを形成できる。非同期検波に対する同期検波
の電力に関する利点は、チャンネル符号化又は共通チャ
ンネル干渉を考慮したときに現実的に高まる。しかしな
がら、チャンネルがレイリーフェージング（Ｒａｙｌｅ
ｉｇｈ ｆａｄｉｎｇ）によって妨害され、チャンネル
位相が急速に変動しているときは、受信信号から位相を
抽出する効率的なキャリア同期技法が同期復調の際に使
用されるべきである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ＲＬＳ（逐次形最小二
乗）適応アルゴリズム用の重み付け係数は、マルティプ
リカティブ歪（以下、単に、歪と呼ぶ）推定におけるノ
イズの影響を低減するため１に近いものでなくてはなら
ない。重み付け係数が大きくなればなるほど、付随的な
ノイズの影響は小さいものとなるが、歪の変化への応答
速度は遅くなる。重み付け係数が大きくなればなるほ
ど、ＲＬＳ推定器の収束は遅くなり、そのことが結果的
には推定における追尾遅延（トラッキング遅延）を招く
ことになる。この追尾遅延は、同期決定、指示、即ち、
同期の確立にとっては決定的であり、この遅延がバース
トエラーをも生じさせる。
乗）適応アルゴリズム用の重み付け係数は、マルティプ
リカティブ歪（以下、単に、歪と呼ぶ）推定におけるノ
イズの影響を低減するため１に近いものでなくてはなら
ない。重み付け係数が大きくなればなるほど、付随的な
ノイズの影響は小さいものとなるが、歪の変化への応答
速度は遅くなる。重み付け係数が大きくなればなるほ
ど、ＲＬＳ推定器の収束は遅くなり、そのことが結果的
には推定における追尾遅延（トラッキング遅延）を招く
ことになる。この追尾遅延は、同期決定、指示、即ち、
同期の確立にとっては決定的であり、この遅延がバース
トエラーをも生じさせる。
【０００７】フェージングによって、複素数で表された
歪の両成分が同時に小さくなると、それらが振幅を深く
下げ、且つ、大きな位相変化を生じさせる。そうした急
速な位相変動は、同期確立システムのような位相追尾シ
ステムにとって困難をもたらす。この場合の追尾遅延
は、決定されたシンボルにエラーを引き起こし、推定用
にこれらの誤ったシンボルを用いることで、推定をさら
に劣化させ、そのことが同期ユニットの位相誤差を生じ
させると共に、停止状態へと導く。
歪の両成分が同時に小さくなると、それらが振幅を深く
下げ、且つ、大きな位相変化を生じさせる。そうした急
速な位相変動は、同期確立システムのような位相追尾シ
ステムにとって困難をもたらす。この場合の追尾遅延
は、決定されたシンボルにエラーを引き起こし、推定用
にこれらの誤ったシンボルを用いることで、推定をさら
に劣化させ、そのことが同期ユニットの位相誤差を生じ
させると共に、停止状態へと導く。
【０００８】本発明の目的は、ＲＬＳ推定追尾遅延の影
響を低減できるキャリア同期ユニットを提供することで
ある。
響を低減できるキャリア同期ユニットを提供することで
ある。
【０００９】本発明の他の目的は、追尾遅延を低減させ
ることにより優れた性能を有する受信機を提供すること
である。
ることにより優れた性能を有する受信機を提供すること
である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、キャリア同期
用の新規で改良された装置及び方法を提案する。
用の新規で改良された装置及び方法を提案する。
【００１１】本発明は、ＲＬＳ（逐次形最小二乗）法に
よる位相及び振幅推定と、キャリア同期の決定、指示
（即ち、キャリア同期の確立）の際における予測とを組
み合わせたものである。
よる位相及び振幅推定と、キャリア同期の決定、指示
（即ち、キャリア同期の確立）の際における予測とを組
み合わせたものである。
【００１２】本発明では、受信信号とベースバンドとを
混合するために、自走発振器を用いることにより、開ル
ープ構造内のキャリア同期用に用いることができ、深い
フェージングが生じている間にＰＬＬの能力衰退を回避
することができる。この方法は停止（ハングアップ）現
象を最小化し、好結果をもたらす高い可能性をもって急
速な位相獲得を可能にする。
混合するために、自走発振器を用いることにより、開ル
ープ構造内のキャリア同期用に用いることができ、深い
フェージングが生じている間にＰＬＬの能力衰退を回避
することができる。この方法は停止（ハングアップ）現
象を最小化し、好結果をもたらす高い可能性をもって急
速な位相獲得を可能にする。
【００１３】最小二乗法によるフェージング記憶曲線を
適合させ、外挿することによる予測をＲＬＳ推定と組み
合わせることにより、追尾遅延効果を低減することがで
き、これによって、ＢＥＲ（ビット誤り率）受信機性能
の改良をもたらす。予測器は、現在及び過去の歪推定値
を用いて、歪を受ける後続する将来のｎシンボルを予測
する。ＲＬＳ適応アルゴリズムにおける大きな重み付け
係数を用いることにより、歪推定におけるノイズの影響
を大いに低減することができる。これらのノイズを伴わ
ない推定は予測に用いられ、これにより予測処理におけ
るノイズの増加はそれほど高くはなく、無視できる。
適合させ、外挿することによる予測をＲＬＳ推定と組み
合わせることにより、追尾遅延効果を低減することがで
き、これによって、ＢＥＲ（ビット誤り率）受信機性能
の改良をもたらす。予測器は、現在及び過去の歪推定値
を用いて、歪を受ける後続する将来のｎシンボルを予測
する。ＲＬＳ適応アルゴリズムにおける大きな重み付け
係数を用いることにより、歪推定におけるノイズの影響
を大いに低減することができる。これらのノイズを伴わ
ない推定は予測に用いられ、これにより予測処理におけ
るノイズの増加はそれほど高くはなく、無視できる。
【００１４】追尾遅延の問題は、フェージング記憶予測
システムを組み込むことにより克服されており、そのこ
とでキャリア追尾能力と全体としての受信機性能が改善
される。
システムを組み込むことにより克服されており、そのこ
とでキャリア追尾能力と全体としての受信機性能が改善
される。
【００１５】
【発明の実施の形態】次に、本発明の一実施の形態を図
面を参照して説明する。ここでは、本発明の理解を容易
にするために、図面をまず簡単に説明しておく。
面を参照して説明する。ここでは、本発明の理解を容易
にするために、図面をまず簡単に説明しておく。
【００１６】図１は、ＲＬＳ位相及び振幅推定とキャリ
ア同期確立とを組み合わせたキャリア同期ユニットのブ
ロック図を例示する図であり、図１に示された同期確立
ユニットは、ＲＬＳ位相及び振幅推定と、キャリア再生
用の予測とを組み合わせた動作を行う。
ア同期確立とを組み合わせたキャリア同期ユニットのブ
ロック図を例示する図であり、図１に示された同期確立
ユニットは、ＲＬＳ位相及び振幅推定と、キャリア再生
用の予測とを組み合わせた動作を行う。
【００１７】複素数であらわされるベースバンド線形変
調受信信号であるｉ１は、フェージングによる歪を推定
するのに用いられる。時間的に変動する歪の同期及び直
交成分（Ｉ／Ｑ）は、低域濾波処理を受けたものであ
り、歪Ｉ／Ｑを推定するのに役立つ。フェージングに起
因する歪のＩ／Ｑ成分の低域濾波特性は、地上移動体通
信、航空通信、衛星通信のための多くの物理的計測にお
いて立証されてきた。
調受信信号であるｉ１は、フェージングによる歪を推定
するのに用いられる。時間的に変動する歪の同期及び直
交成分（Ｉ／Ｑ）は、低域濾波処理を受けたものであ
り、歪Ｉ／Ｑを推定するのに役立つ。フェージングに起
因する歪のＩ／Ｑ成分の低域濾波特性は、地上移動体通
信、航空通信、衛星通信のための多くの物理的計測にお
いて立証されてきた。
【００１８】本発明では、位相及び振幅推定は、歪のＩ
／Ｑ成分を推定することにより実行される。伝搬される
振幅情報、複素歪の大きさは、コストの上昇なく精緻な
自動利得制御（ＡＧＣ）に用いることができる。ダイバ
シティ受信と、最大レシオとを組み合わせることは、こ
のキャリア同期ユニットを用いることにより簡単に実現
できる。これは、このユニットがチャンネル利得の最適
推定をもたらすからである。
／Ｑ成分を推定することにより実行される。伝搬される
振幅情報、複素歪の大きさは、コストの上昇なく精緻な
自動利得制御（ＡＧＣ）に用いることができる。ダイバ
シティ受信と、最大レシオとを組み合わせることは、こ
のキャリア同期ユニットを用いることにより簡単に実現
できる。これは、このユニットがチャンネル利得の最適
推定をもたらすからである。
【００１９】次に、図２を参照すると、送信機から送信
される伝送フレーム構造が示されている。ここで、送信
機は、既知のシンボルからなるパイロットシンボルを周
期的に挿入し、本発明に係る受信機側のキャリア同期ユ
ニットは、それらのシンボルを位相及び振幅推定処理に
おけるトレーニングに用いる。この伝送フレーム構造
は、図２に示されているように、Ｍ個のパイロットシン
ボル、続いてＮ個のデータシンボル、次にＭ個の新たな
パイロットシンボルが、順次、送信機から送信されてい
る。ＮとＭの比Ｎ／Ｍが１５を越えるものを用いること
ができ、これにより既知のシンボル挿入に基づく損失は
無視することができる。これらのパイロットシンボル
は、トレーニング期間中の位相及び振幅推定値を補正す
ることによって、位相誤差が発生した後における回復を
手助けする。深いフェージングに起因するか、もしくは
付随的なノイズに起因して、位相基準のジャンプが発生
することがあるが、それはパイロットシンボルを用いて
補正することができる。補正は、最低誤差を抑圧し、多
値レベル変調を可能にする。しかしながら、伝送パルス
形状又は平均電力比に対して何等の変化も生じさせない
から、送信機や受信機の複雑さが増すことは一切ない。
される伝送フレーム構造が示されている。ここで、送信
機は、既知のシンボルからなるパイロットシンボルを周
期的に挿入し、本発明に係る受信機側のキャリア同期ユ
ニットは、それらのシンボルを位相及び振幅推定処理に
おけるトレーニングに用いる。この伝送フレーム構造
は、図２に示されているように、Ｍ個のパイロットシン
ボル、続いてＮ個のデータシンボル、次にＭ個の新たな
パイロットシンボルが、順次、送信機から送信されてい
る。ＮとＭの比Ｎ／Ｍが１５を越えるものを用いること
ができ、これにより既知のシンボル挿入に基づく損失は
無視することができる。これらのパイロットシンボル
は、トレーニング期間中の位相及び振幅推定値を補正す
ることによって、位相誤差が発生した後における回復を
手助けする。深いフェージングに起因するか、もしくは
付随的なノイズに起因して、位相基準のジャンプが発生
することがあるが、それはパイロットシンボルを用いて
補正することができる。補正は、最低誤差を抑圧し、多
値レベル変調を可能にする。しかしながら、伝送パルス
形状又は平均電力比に対して何等の変化も生じさせない
から、送信機や受信機の複雑さが増すことは一切ない。
【００２０】図１に戻ると、位相及び振幅推定器１０
は、検波シンボルｄ１と既知のパイロットシンボルｐ１
とを用いて受信信号ｉ１から位相及び振幅推定値を取り
出す。図示された位相及び振幅推定器１０は、ＲＬＳ位
相及び振幅推定器１と予測器２とを組み合わせたもので
ある。
は、検波シンボルｄ１と既知のパイロットシンボルｐ１
とを用いて受信信号ｉ１から位相及び振幅推定値を取り
出す。図示された位相及び振幅推定器１０は、ＲＬＳ位
相及び振幅推定器１と予測器２とを組み合わせたもので
ある。
【００２１】図１において、ＲＬＳ位相及び振幅推定器
１に接続されたスイッチ６は、検波シンボルｄ１又は既
知のパイロットシンボルｐ１を選択する。ここでは、フ
レーム同期が取れていると仮定されており、これにより
局部パイロットシンボル発生器５とスイッチ６とは、共
にフレームに同期して動作する。
１に接続されたスイッチ６は、検波シンボルｄ１又は既
知のパイロットシンボルｐ１を選択する。ここでは、フ
レーム同期が取れていると仮定されており、これにより
局部パイロットシンボル発生器５とスイッチ６とは、共
にフレームに同期して動作する。
【００２２】図３を参照すると、ＲＬＳ位相及び振幅推
定器１の一部が図示されている。図３に示されたシンボ
ル系列ｐ１ ｄ１は、検波シンボルｄ１及びパイロット
シンボルｐ１とを時分割多重することによって形成され
る。形成されたシンボル系列ｄ１ ｐ１と受信信号ｉ１
は、歪推定値ｚ１のための入力として用いられる。シン
ボルｄ１、ｐ１に歪推定値ｚ１を乗算することにより、
受信信号ｉ１の推定値ｉ３が生成される。誤差信号ｅ１
は、図３に示すように、受信信号推定値ｉ３を受信信号
ｉ１から減算することにより計算され、ＲＬＳ計算回路
（図示せず）に送出される。
定器１の一部が図示されている。図３に示されたシンボ
ル系列ｐ１ ｄ１は、検波シンボルｄ１及びパイロット
シンボルｐ１とを時分割多重することによって形成され
る。形成されたシンボル系列ｄ１ ｐ１と受信信号ｉ１
は、歪推定値ｚ１のための入力として用いられる。シン
ボルｄ１、ｐ１に歪推定値ｚ１を乗算することにより、
受信信号ｉ１の推定値ｉ３が生成される。誤差信号ｅ１
は、図３に示すように、受信信号推定値ｉ３を受信信号
ｉ１から減算することにより計算され、ＲＬＳ計算回路
（図示せず）に送出される。
【００２３】ここで、ＲＬＳ計算回路は、ＲＬＳ適応ア
ルゴリズムを用いることにより、シンボル系列ｄ１ ｐ
１と受信信号ｉ１とから歪ｚ１を推定すると共に、時間
平均重み付け二乗誤差ｅ１を最小化する。このように、
歪ｚ１は、受信信号ｉ１とその推定信号ｉ３との間の重
み付け最小二乗誤差を最小化するＲＬＳ適応アルゴリズ
ムを用いて計算される。
ルゴリズムを用いることにより、シンボル系列ｄ１ ｐ
１と受信信号ｉ１とから歪ｚ１を推定すると共に、時間
平均重み付け二乗誤差ｅ１を最小化する。このように、
歪ｚ１は、受信信号ｉ１とその推定信号ｉ３との間の重
み付け最小二乗誤差を最小化するＲＬＳ適応アルゴリズ
ムを用いて計算される。
【００２４】いかなる誤差に付された重みも、誤差の経
過時間とともに指数関数的に低減され、これによりアル
ゴリズムは、数１であらわされる二乗誤差を最小化す
る。
過時間とともに指数関数的に低減され、これによりアル
ゴリズムは、数１であらわされる二乗誤差を最小化す
る。
【００２５】
【数１】 但し、数１においてＷはＲＬＳ適応アルゴリズム用の重
み付け係数である。
み付け係数である。
【００２６】重み付け係数Ｗが大きくなればなるほど、
付随的なノイズの歪推定値ｚ１に及ぼす影響は小さくな
るが、歪における変化に対する歪推定値ｚ１の応答速度
は遅くなる。ＲＬＳ推定用により大きな重み付け係数を
用いることは、結果的にｚ１の推定における追尾遅延を
招く。シンボルは正規のサンプリング時点でサンプルさ
れており、且つ、受信信号には、シンボル間干渉はない
ものと、仮定されている。
付随的なノイズの歪推定値ｚ１に及ぼす影響は小さくな
るが、歪における変化に対する歪推定値ｚ１の応答速度
は遅くなる。ＲＬＳ推定用により大きな重み付け係数を
用いることは、結果的にｚ１の推定における追尾遅延を
招く。シンボルは正規のサンプリング時点でサンプルさ
れており、且つ、受信信号には、シンボル間干渉はない
ものと、仮定されている。
【００２７】ベースバンド受信信号ｉ１は、シンボルご
とに時刻｛ｉＴ｝において一度だけサンプリングされ、
ＲＬＳ推定器１により歪推定用に用いられるサンプル値
｛ｒ１ｉ｝を与える。ＲＬＳ推定器１は、時刻ｔ＝ｉＴ
において複素数の推定値ｒ１ｉの系列を出力する。ただ
し、Ｔはシンボル期間である。
とに時刻｛ｉＴ｝において一度だけサンプリングされ、
ＲＬＳ推定器１により歪推定用に用いられるサンプル値
｛ｒ１ｉ｝を与える。ＲＬＳ推定器１は、時刻ｔ＝ｉＴ
において複素数の推定値ｒ１ｉの系列を出力する。ただ
し、Ｔはシンボル期間である。
【００２８】図１の予測器２は、現在及び過去の歪推定
値ｚ１を用い、歪ｚ２すなわち将来におけるｎシンボル
を予測する。予測は、モリソンの最小二乗フェージング
記憶予測アルゴリズムに基づくものである。
値ｚ１を用い、歪ｚ２すなわち将来におけるｎシンボル
を予測する。予測は、モリソンの最小二乗フェージング
記憶予測アルゴリズムに基づくものである。
【００２９】推定値ｚ１の系列を用いることにより、予
測器２は歪の第ｎステップの予測値ｚ２i+n,i を形成す
る。第ｎステップの予測値ｚ２i+n,i を形成するため、
モリソンの度数１の最小二乗フェージング記憶予測アル
ゴリズムを適用し、ｚ１i,ｚ１i-1,ｚ１i-2,…を推定す
ることにより、予測器２はまず第１ステップの予測値ｚ
２i+1,i を決定しなければならない。予測器２は、次の
数２、数３、数４、及び数５にしたがって複素数値を算
定する。
測器２は歪の第ｎステップの予測値ｚ２i+n,i を形成す
る。第ｎステップの予測値ｚ２i+n,i を形成するため、
モリソンの度数１の最小二乗フェージング記憶予測アル
ゴリズムを適用し、ｚ１i,ｚ１i-1,ｚ１i-2,…を推定す
ることにより、予測器２はまず第１ステップの予測値ｚ
２i+1,i を決定しなければならない。予測器２は、次の
数２、数３、数４、及び数５にしたがって複素数値を算
定する。
【００３０】
【数２】
【００３１】
【数３】
【００３２】
【数４】
【００３３】
【数５】 ここで、数３であらわされたｚ２′i+1,i は、ｚ１i+1
とｚ１i との差の予測値であり、それ故に、ｉに対する
ｚ１i の変化率となる。アルゴリズムは、ｚ１i −ｚ１
i-1 が、ｉの数個の隣接値に亘ってｉに対して実効的に
は不変であることを仮定している。Ｑは、予測アルゴリ
ズムの記憶係数であり、０から１までの通常は１に近い
実数の定数である。
とｚ１i との差の予測値であり、それ故に、ｉに対する
ｚ１i の変化率となる。アルゴリズムは、ｚ１i −ｚ１
i-1 が、ｉの数個の隣接値に亘ってｉに対して実効的に
は不変であることを仮定している。Ｑは、予測アルゴリ
ズムの記憶係数であり、０から１までの通常は１に近い
実数の定数である。
【００３４】図４は、図１に示された予測器２の具体的
な構成例を示す回路図であり、この図においても、予測
器２はモリソン（Ｍｏｒｒｉｓｏｎ）の最小二乗フェー
ジング記憶予測アルゴリズムに基づいて、現在及び過去
の歪推定値を用いて将来における歪を予測する。
な構成例を示す回路図であり、この図においても、予測
器２はモリソン（Ｍｏｒｒｉｓｏｎ）の最小二乗フェー
ジング記憶予測アルゴリズムに基づいて、現在及び過去
の歪推定値を用いて将来における歪を予測する。
【００３５】より具体的に言えば、図４に示された予測
器２は、数２〜数５を用いた計算を実行する回路であ
り、数２の計算は、減算器２０１により実行される。乗
算器、加算器、及び１サンプル遅延器によってそれぞれ
構成されるブロック２０２，２０３，２０４は、数３の
計算に用いられ、また、数４の計算は、ブロック２０
５，２０６，２０７，２０８により実行される。最後
に、数５の計算は、ブロック２０９，２１０により行わ
れる。
器２は、数２〜数５を用いた計算を実行する回路であ
り、数２の計算は、減算器２０１により実行される。乗
算器、加算器、及び１サンプル遅延器によってそれぞれ
構成されるブロック２０２，２０３，２０４は、数３の
計算に用いられ、また、数４の計算は、ブロック２０
５，２０６，２０７，２０８により実行される。最後
に、数５の計算は、ブロック２０９，２１０により行わ
れる。
【００３６】尚、図示された回路は、最初に受信したサ
ンプルｚ１i において予測処理を開始するため、予測器
は、次の数６によって示された値が設定されている。
ンプルｚ１i において予測処理を開始するため、予測器
は、次の数６によって示された値が設定されている。
【００３７】
【数６】 一方、時刻ｋＴにおいて予測を再開させるため、予測器
は、次の数７の値を設定している。
は、次の数７の値を設定している。
【００３８】
【数７】 ＲＬＳ推定処理を再開するため、図１のＲＬＳ推定器１
は、内部記憶値を零にセットされる。結果的に、その後
の推定値に対する過去に受信したサンプルの影響を無効
とする。
は、内部記憶値を零にセットされる。結果的に、その後
の推定値に対する過去に受信したサンプルの影響を無効
とする。
【００３９】深いフェージングとノイズとが歪とその推
定値との間に差異をもたらし、そのことが決定誤差を招
く。キャリア同期決定の際に、これらの誤差は、推定に
影響を及ぼし、そのことで同期ユニットはハングアップ
（停止）状態に陥ることがある。これらの欠点を克服す
るため、既知のパイロットシンボルが図２に示したよう
に位相及び振幅推定器のトレーニング用に用いられる。
トレーニング期間中、同期ユニットはハングアップから
回復し正確な推定を開始する。挿入されたパイロットシ
ンボルに起因する損失を最小化するため、トレーニング
期間ごとに数種のパイロットシンボルだけが用いられ
る。
定値との間に差異をもたらし、そのことが決定誤差を招
く。キャリア同期決定の際に、これらの誤差は、推定に
影響を及ぼし、そのことで同期ユニットはハングアップ
（停止）状態に陥ることがある。これらの欠点を克服す
るため、既知のパイロットシンボルが図２に示したよう
に位相及び振幅推定器のトレーニング用に用いられる。
トレーニング期間中、同期ユニットはハングアップから
回復し正確な推定を開始する。挿入されたパイロットシ
ンボルに起因する損失を最小化するため、トレーニング
期間ごとに数種のパイロットシンボルだけが用いられ
る。
【００４０】推定におけるノイズを抑圧するために大き
なＲＬＳ重み付け係数を用いると、過去のサンプルがＲ
ＬＳ推定に大きく影響するため、ハングアップからの回
復と推定補正がトレーニング期間中にできなくなってし
まう。トレーニング期間中の推定処理を迅速化するた
め、ＲＬＳ推定処理の再開は各トレーニング期間の最初
に内部記憶をリセットすることでなされる。トレーニン
グ期間の最後において、推定処理の再開は、数６、数７
に特定したように、プリセット用に最新の推定値を用い
ることでなされねばならない。
なＲＬＳ重み付け係数を用いると、過去のサンプルがＲ
ＬＳ推定に大きく影響するため、ハングアップからの回
復と推定補正がトレーニング期間中にできなくなってし
まう。トレーニング期間中の推定処理を迅速化するた
め、ＲＬＳ推定処理の再開は各トレーニング期間の最初
に内部記憶をリセットすることでなされる。トレーニン
グ期間の最後において、推定処理の再開は、数６、数７
に特定したように、プリセット用に最新の推定値を用い
ることでなされねばならない。
【００４１】図１の補償器４は、推定されかつ予測され
た歪値ｚ２を受信信号ｉ１の位相及び振幅補償用に用い
る。補償器４は、受信信号ｉ１に複素数値１／ｚ２を乗
算する。補償された信号ｉ２を用いることにより、スラ
イサ３は決定を行い、検波シンボルｄ１を出力する。同
期確立方法により、同期検波されたシンボルｄ１は周波
数非選択性フェージングチャンネル内の歪の位相及び振
幅推定に用いられる。受信機が妥当な低エラーレート状
態で作動していると仮定することで、検波シンボルｄ１
は歪の推定処理に十分に用いることができる。このシン
ボル検波は、ここでは歪の推定のために必要であり、必
ずしも受信機の実際の検波処理と同一である必要はな
い。信号ｉ１，ｉ２，ｄ１，ｐ１ ｄ１，ｚ１，ｚ２
は、Ｉ／Ｑ直交成分をもった複素数値信号である。すべ
ての処理は、シンボルレートで行われる。時刻ｉＴにお
ける各信号のサンプルは、インデックスｉによってあら
わされ、Ｔがシンボル期間である。
た歪値ｚ２を受信信号ｉ１の位相及び振幅補償用に用い
る。補償器４は、受信信号ｉ１に複素数値１／ｚ２を乗
算する。補償された信号ｉ２を用いることにより、スラ
イサ３は決定を行い、検波シンボルｄ１を出力する。同
期確立方法により、同期検波されたシンボルｄ１は周波
数非選択性フェージングチャンネル内の歪の位相及び振
幅推定に用いられる。受信機が妥当な低エラーレート状
態で作動していると仮定することで、検波シンボルｄ１
は歪の推定処理に十分に用いることができる。このシン
ボル検波は、ここでは歪の推定のために必要であり、必
ずしも受信機の実際の検波処理と同一である必要はな
い。信号ｉ１，ｉ２，ｄ１，ｐ１ ｄ１，ｚ１，ｚ２
は、Ｉ／Ｑ直交成分をもった複素数値信号である。すべ
ての処理は、シンボルレートで行われる。時刻ｉＴにお
ける各信号のサンプルは、インデックスｉによってあら
わされ、Ｔがシンボル期間である。
【００４２】
【発明の効果】このように、本発明によれば、最小二乗
フェージング記憶曲線への適合又は外挿に基づく予測
と、ＲＬＳ推定と組み合わさせることにより、追尾遅延
を低減することができ、そのことでＢＥＲ性能が改善さ
れる結果となる。提案されたキャリア再生方法は、デコ
ーダ用にチャンネル品質情報を抽出する可能性を伴っ
て、ハングアップ現象を最小化する。このため、本発明
は、ディジタル装置に適しており、したがって、近年に
おける通信システム内の受信機のディジタル化要求に合
致するものである。
フェージング記憶曲線への適合又は外挿に基づく予測
と、ＲＬＳ推定と組み合わさせることにより、追尾遅延
を低減することができ、そのことでＢＥＲ性能が改善さ
れる結果となる。提案されたキャリア再生方法は、デコ
ーダ用にチャンネル品質情報を抽出する可能性を伴っ
て、ハングアップ現象を最小化する。このため、本発明
は、ディジタル装置に適しており、したがって、近年に
おける通信システム内の受信機のディジタル化要求に合
致するものである。
【図１】ＲＬＳ位相及び振幅推定とキャリア同期確立シ
ステムとを組み合わせた本発明に係るキャリア同期ユニ
ットのブロック図である。
ステムとを組み合わせた本発明に係るキャリア同期ユニ
ットのブロック図である。
【図２】本発明に係るキャリア同期ユニットにおいて受
信されるトレーニング用の受信信号の例を示す図であ
る。
信されるトレーニング用の受信信号の例を示す図であ
る。
【図３】位相及び振幅推定処理の一部の動作を行う回路
部分を説明する図である。
部分を説明する図である。
【図４】予測処理のための計算方法を実行する予測器を
示す回路図である。
示す回路図である。
１ ＲＬＳ推定器 ２ 予測器 ３ スライサ ４ 位相及び振幅補償器 ５ パイロットシンボル発生器 ６ スイッチ １０ 位相及び振幅推定器 １０１，２０２，２０５，２０９ 乗算器 １０２，２０３，２０６，２０７，２１０ 加算器 ２０１ 減算器 ２０４，２０８ １サンプル遅延器
Claims (13)
- 【請求項１】 フェージングに起因する歪の位相及び振
幅を推定する歪推定手段と、 前記歪を補償する手段と、 同期シンボル検波する手段と、 前記歪の位相及び振幅推定手段を周期的にトレーニング
する手段とを具備してなり、 キャリア同期の決定、指示に位相及び振幅推定が使用さ
れることを特徴とするキャリア同期ユニット。 - 【請求項２】 前記歪推定手段は、 フェージングに起因する歪の位相及び振幅をＲＬＳアル
ゴリズムに基づき、推定するＲＬＳ位相及び振幅推定手
段と、 前記ＲＬＳ位相及び振幅推定手段に操作可能に結合さ
れ、歪を受ける後続の複数（ｎ）シンボルを予測する予
測手段とを具備する、 ことを特徴とする請求項１記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項３】 前記ＲＬＳ位相及び振幅推定手段は、時
間平均重み付け二乗誤差を最小化するＲＬＳ適応アルゴ
リズムを用いることで決定指示系の受信信号から位相及
び振幅を取り出す、 ことを特徴とする請求項２記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項４】 周期的に挿入された既知にシンボルによ
ってあらわされるパイロットシンボルをトレーニングに
用い、決定指示処理における停止状態を回避する手段を
さらに具備する、 ことを特徴とする請求項３記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項５】 前記予測手段は、前記ＲＬＳ位相及び振
幅推定手段からの現在及び過去の歪の推定値を用い、歪
を受ける将来の複数（ｎ）シンボルを予測し、該予測が
モリソンの最小二乗フェージング記憶予測アルゴリズム
に基づいて行われる、 ことを特徴とする請求項４記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項６】 前記フェージング記憶予測手段は、追尾
遅延を補償するために前記ＲＬＳ位相及び振幅推定手段
を用いて、ｎステップの予測を実行する、 ことを特徴とする請求項５記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項７】 前記歪補償手段は、前記位相及び振幅推
定手段の出力に操作可能に結合されて受信信号の位相及
び振幅補償に対して応答する手段を備えている、 ことを特徴とする請求項１記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項８】 前記同期シンボル検波手段は、位相及び
振幅補償された受信信号を用いてシンボル検波を行う手
段を具備しており、キャリア同期を決定、指示する際、
同期検波されたシンボルを、歪の位相及び振幅推定に用
いる、 ことを特徴とする請求項１記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項９】 前記ＲＬＳ位相及び振幅推定手段は、ト
レーニング期間中に歪の推定値を迅速に補正する手段を
さらに具備しており、推定値補正は、ＲＬＳ位相及び振
幅推定手段の記憶リセットによりなされ、ＲＬＳ推定手
段の内部記憶を零にセットすることにより、その後の推
定値に用いる過去に受信したサンプルの影響を無効と
し、推定処理を高速化する、 ことを特徴とする請求項３記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項１０】 フェージング記憶予測手段は、トレー
ニング期間中に更新された推定値を用いて予測処理を再
開する手段をさらに具備する、 ことを特徴とする請求項５記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項１１】 周期的なトレーニング手段は、 パイロットシンボルを生成する手段と、 フレームを構成する処理の際に、パイロットシンボルと
検波シンボルとを多重化する手段とを具備しており、 これによって、受信機におけるフレーム同期が行われ
る、 ことを特徴とする請求項５記載のキャリア同期ユニッ
ト。 - 【請求項１２】 既知のパイロットシンボルと検波シン
ボルとが多重化された信号を受信信号として受け、当該
受信信号によりフェージングによる歪を補正すると共
に、同期検波を行うことを特徴とするキャリア同期方
法。 - 【請求項１３】 検波シンボルとパイロットシンボルと
の比が１５を越えていることを特徴とする請求項１２記
載のキャリア同期方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7246196A JP3024524B2 (ja) | 1995-09-25 | 1995-09-25 | キャリア同期ユニット及び同期方法 |
| US08/713,187 US5799047A (en) | 1995-09-25 | 1996-09-12 | Carrier synchronization unit and synchronization method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7246196A JP3024524B2 (ja) | 1995-09-25 | 1995-09-25 | キャリア同期ユニット及び同期方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993301A true JPH0993301A (ja) | 1997-04-04 |
| JP3024524B2 JP3024524B2 (ja) | 2000-03-21 |
Family
ID=17144945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7246196A Expired - Fee Related JP3024524B2 (ja) | 1995-09-25 | 1995-09-25 | キャリア同期ユニット及び同期方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5799047A (ja) |
| JP (1) | JP3024524B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0959594A2 (en) * | 1998-05-22 | 1999-11-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Weighted linear prediction, particularly for carrier recovery and channel estimation |
| US6356608B1 (en) | 1998-06-29 | 2002-03-12 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method, apparatus, and system for determining a location of a frequency synchronization signal |
| JP2002141959A (ja) * | 2000-08-23 | 2002-05-17 | Yoji Makishima | Ｓｓｂ無線通信方式及び無線機 |
| KR100425373B1 (ko) * | 2001-12-05 | 2004-03-30 | 한국과학기술원 | Ｌｓ 반송파 주파수오차 추정방법 및 추정기와 그를이용한 송신 다이버시티 시스템 및 3ｇｐｐ 시스템의송수신기 |
| KR100452619B1 (ko) * | 2002-05-15 | 2004-10-13 | 한국과학기술원 | I/q부정합의 추정 및 보상방법과 그 장치, i/q부정합과 dc옵셋의 추정 및 보상방법과 그 장치 |
| US6987815B2 (en) | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
| JP2007028160A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
| JP2007028161A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3335887B2 (ja) * | 1997-08-20 | 2002-10-21 | 松下電器産業株式会社 | スペクトル拡散復調装置及びスペクトル拡散復調方法 |
| US6950444B1 (en) * | 1999-08-24 | 2005-09-27 | Paradyne Corporation | System and method for a robust preamble and transmission delimiting in a switched-carrier transceiver |
| US6314146B1 (en) * | 1998-06-05 | 2001-11-06 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Peak to average power ratio reduction |
| US6654429B1 (en) * | 1998-12-31 | 2003-11-25 | At&T Corp. | Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems |
| US6504884B1 (en) * | 1999-05-12 | 2003-01-07 | Analog Devices, Inc. | Method for correcting DC offsets in a receiver |
| JP2001069117A (ja) * | 1999-08-31 | 2001-03-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ通信装置及び伝搬路推定方法 |
| US6249180B1 (en) * | 1999-09-08 | 2001-06-19 | Atmel Corporation | Phase noise and additive noise estimation in a QAM demodulator |
| US6606357B1 (en) | 1999-09-10 | 2003-08-12 | Harris Corporation | Carrier injecting waveform-based modulation scheme for reducing satellite transponder power requirements and earth terminal antenna size |
| US7079574B2 (en) | 2001-01-17 | 2006-07-18 | Radiant Networks Plc | Carrier phase recovery system for adaptive burst modems and link hopping radio networks |
| US6549561B2 (en) * | 2001-02-21 | 2003-04-15 | Magis Networks, Inc. | OFDM pilot tone tracking for wireless LAN |
| US6549583B2 (en) * | 2001-02-21 | 2003-04-15 | Magis Networks, Inc. | Optimum phase error metric for OFDM pilot tone tracking in wireless LAN |
| US6633616B2 (en) * | 2001-02-21 | 2003-10-14 | Magis Networks, Inc. | OFDM pilot tone tracking for wireless LAN |
| US6993095B2 (en) * | 2001-03-15 | 2006-01-31 | Texas Instruments Incorporated | Phase-locked loop initialization via curve-fitting |
| US6628707B2 (en) | 2001-05-04 | 2003-09-30 | Radiant Networks Plc | Adaptive equalizer system for short burst modems and link hopping radio networks |
| US7103116B2 (en) | 2001-09-24 | 2006-09-05 | Atheros Communications, Inc. | Detection of a false detection of a communication packet |
| US7203255B2 (en) * | 2001-09-24 | 2007-04-10 | Atheros Communications, Inc. | Method and system to implement non-linear filtering and crossover detection for pilot carrier signal phase tracking |
| EP1313279A1 (en) * | 2001-11-14 | 2003-05-21 | Alcatel | Method for compensating phase impairments in a signal and corresponding receiver |
| SE0201103D0 (sv) * | 2002-04-11 | 2002-04-11 | Ericsson Telefon Ab L M | Diagonally Layered Multi-Antenna Transmission for Frequency Selective Channels |
| US7155177B2 (en) * | 2003-02-10 | 2006-12-26 | Qualcomm Incorporated | Weight prediction for closed-loop mode transmit diversity |
| EP1499081A3 (en) * | 2003-07-18 | 2007-01-03 | Broadcom Corporation | Multicarrier signal structure |
| KR100525002B1 (ko) * | 2004-01-19 | 2005-10-31 | 삼성전자주식회사 | 파일럿 신호가 왜곡된 채널 환경에서도 반송파를 복조하기위한 알고리즘 및 그 복조 장치 |
| US7706453B2 (en) * | 2005-09-20 | 2010-04-27 | Via Telecom Co., Ltd. | Iterative channel prediction |
| US8290439B2 (en) * | 2007-06-28 | 2012-10-16 | Intel Corporation | Systems and methods for cross-platform radio frequency interference mitigation |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE460086B (sv) * | 1987-11-27 | 1989-09-04 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning foer korrigering av frekvensen i en koherent mottagare |
| JPH061908B2 (ja) * | 1988-02-02 | 1994-01-05 | 郵政省通信総合研究所長 | 伝送路歪補償方式 |
| JP3153869B2 (ja) * | 1993-05-11 | 2001-04-09 | 株式会社日立国際電気 | フェージング歪補償方式及びその回路 |
| US5513215A (en) * | 1993-09-20 | 1996-04-30 | Glenayre Electronics, Inc. | High speed simulcast data system using adaptive compensation |
-
1995
- 1995-09-25 JP JP7246196A patent/JP3024524B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-09-12 US US08/713,187 patent/US5799047A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0959594A2 (en) * | 1998-05-22 | 1999-11-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Weighted linear prediction, particularly for carrier recovery and channel estimation |
| EP0959594A3 (en) * | 1998-05-22 | 2002-11-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Weighted linear prediction, particularly for carrier recovery and channel estimation |
| US6356608B1 (en) | 1998-06-29 | 2002-03-12 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method, apparatus, and system for determining a location of a frequency synchronization signal |
| MY120816A (en) * | 1998-06-29 | 2005-11-30 | Ericsson Telefon Ab L M | Method, apparatus and system for determining a location of a frequency synchronization signal. |
| US6987815B2 (en) | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
| JP2002141959A (ja) * | 2000-08-23 | 2002-05-17 | Yoji Makishima | Ｓｓｂ無線通信方式及び無線機 |
| KR100425373B1 (ko) * | 2001-12-05 | 2004-03-30 | 한국과학기술원 | Ｌｓ 반송파 주파수오차 추정방법 및 추정기와 그를이용한 송신 다이버시티 시스템 및 3ｇｐｐ 시스템의송수신기 |
| KR100452619B1 (ko) * | 2002-05-15 | 2004-10-13 | 한국과학기술원 | I/q부정합의 추정 및 보상방법과 그 장치, i/q부정합과 dc옵셋의 추정 및 보상방법과 그 장치 |
| JP2007028160A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
| JP2007028161A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
| JP4708105B2 (ja) * | 2005-07-15 | 2011-06-22 | 日本無線株式会社 | 振幅位相制御装置および受信システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3024524B2 (ja) | 2000-03-21 |
| US5799047A (en) | 1998-08-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3024524B2 (ja) | キャリア同期ユニット及び同期方法 | |
| JP3013763B2 (ja) | キャリア同期ユニット | |
| US6021161A (en) | Adaptive equalizer for controlling a step size in proportion to an estimated delay of received signals | |
| US7397758B1 (en) | Channel tracking in a OFDM wireless receiver | |
| KR100619460B1 (ko) | 신호 수신 장치 및 방법과, 제공 매체 | |
| AU657287B2 (en) | Apparatus and method for equalizing a corrupted signal in a receiver | |
| JP4579472B2 (ja) | Ｄｃオフセット補償を伴う等化 | |
| US6275525B1 (en) | Enhanced method for adaptive equalization technique in mobile wireless systems | |
| JP3492565B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信装置および検波方法 | |
| JP2003319005A (ja) | シンボルタイミング補正回路、受信機、シンボルタイミング補正方法、及び復調処理方法 | |
| WO2000024168A1 (en) | Adaptive channel tracking using pilot sequences | |
| JP3547401B2 (ja) | 同期トラッキング方法 | |
| JP3582581B2 (ja) | チャネル推定方法 | |
| US20100046359A1 (en) | Wireless Terminal, Base Station and Channel Characteristic Estimating Method | |
| JP2007158721A (ja) | 受信機およびシンボル区間抽出方法 | |
| JP2994748B2 (ja) | 標本化タイムポイントの決定方法 | |
| EP1147623B1 (en) | A method for modifying the channel impulse response in tdma systems | |
| JP2868012B1 (ja) | 受信方法および受信装置 | |
| JPH0818492A (ja) | 遅延量推定型ｍｌｓｅ等化装置 | |
| JP4438914B2 (ja) | 無線通信波の復調装置 | |
| JP3244722B2 (ja) | 最尤系列推定器 | |
| JP2007096787A (ja) | データ受信装置及びその制御方法 | |
| KR20120044932A (ko) | Ｕｍｔｓ 통신 네트워크용 수신기 내의 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위한 프로세스, ｕｍｔｓ 통신 시스템용 수신기 및 ｕｍｔｓ 통신 네트워크용 휴대폰 | |
| JPH08242196A (ja) | ダイバーシチ等化装置 | |
| JPH0435129A (ja) | 時分割多重用復調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080121 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090121 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100121 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110121 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |