JP3244722B2

JP3244722B2 - 最尤系列推定器

Info

Publication number: JP3244722B2
Application number: JP18642691A
Authority: JP
Inventors: 玄博椎野; 法夫山口; 政美阿部
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1991-07-25
Filing date: 1991-07-25
Publication date: 2002-01-07
Anticipated expiration: 2017-01-07
Also published as: JPH0529963A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信の受信
機等において、伝送路の歪みを補償する等化器として使
用される最尤系列推定器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば次のような文献に記載されるものがあった。

【０００３】文献；Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ“ディジタ
ルコミュニケーションズ（ＤｉｇｉｔａｌＣｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）”（１９８３）ＭｃＧｒａｗ−
Ｈｉｌｌ（米）Ｐ．５４８−６２７近年、ディジタル移動通信の開発が急速に行われている
が、陸上移動通信では遅延をともなう多数の干渉波と移
動端末が高速に移動することにより、周波数選択性フェ
ージング（ｆａｄｉｎｇ）が発生して受信信号波形が著
しく歪むため、等化器によってこの歪みを補償する必要
がある。この等化器を構成するための最尤系列推定は、
周波数選択性フェージングのように、伝送路の遅延特性
に起因して歪んだ受信信号波形から、正しい送信データ
を得るための最も有効な等化方式の一つである。

【０００４】まず、図２及び図３を参照しつつ、ディジ
タル移動通信について簡単に説明する。

【０００５】ディジタル移動通信では、限られた周波数
帯域を効率的に利用するため、また、固定通信網で実施
されているＩＳＤＮ（Integrated Service Digital Net
work、ディジタル総合ネットワーク）サービスと容易に
接続できるようにするため、時分割多重方式（Time Div
ision Multiple Access;ＴＤＭＡ）が用いられる見込み
である。そのＴＤＭＡのフレーム構成例を図２に示す。

【０００６】図２において、１フレームは６個のタイム
スロットＳｌｏｔ１〜６から構成されており、一つまた
は二つのタイムスロットを一加入者に割り当てる。各タ
イムスロットＳｌｏｔ１〜６は、２８ビットの同期及び
等化器のトレーニングのためのトレーニング系列Ｓｙｎ
ｃ、１２ビットの制御用情報の系列ＳＡＣＣＨ、１２ビ
ットの隣接チャネル識別用の系列ＣＤＶＣＣ、２６０ビ
ットのデータ部分ＤＡＴＡ、及び１２ビットの未使用領
域ＲＳＶＤより構成されている。

【０００７】図３は、ディジタル移動通信の送受信機を
示す構成ブロック図である。この送受信機では、送信機
１０の出力側に、伝送路２０を介して受信機３０が接続
されている。送信機１０は、符号化器１１、送信ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）１２、及び変調器１３等で構成さ
れている。受信機３０は、復調器３１、受信ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）３２、等化器３３、及び復号器３４等
で構成されている。

【０００８】この送受信機の動作を説明する。

【０００９】送信機１０では、入力データｂ_mを符号化
器１１で送信シンボルｘ_nに変換し、送信ローパスフィ
ルタ１２によって帯域制限して送信複素ベースバンド信
号ｓ（ｔ）を生成する。変調器１３では、送信複素ベー
スバンド信号ｓ（ｔ）を搬送波によって変調し、信号ｓ
_c（ｔ）として伝送路２０へ送信する。

【００１０】受信機３０は、伝送路２０を通った信号ｒ
_c（ｔ）を復調器３１で複素ベースバンド信号ｒ（ｔ）
に変換し、さらに受信ローパスフィルタ３２を通して帯
域制限された受信複素ベースバンド信号ｙ（ｔ）を得
る。この信号ｙ（ｔ）をシンボル間隔Ｔでサンプリング
する。等化器３３では、信号ｙ（ｔ）のサンプル値ｙ_n
から、周波数選択性フェージングによる伝送路２０の特
性を補償し、送信シンボルを推定する。最後に、復号器
３４で送信シンボルの推定値Ｅｘ_n（但し、Ｅは推定の
意味）を復号し、送信されたデータＥｂ_mを得る。

【００１１】次に、前記文献に記載された最尤系列推定
について説明する。最尤系列推定は、ある有限区間での
受信信号系列ｙ_N＝｛ｙ₁，ｙ₂，…，ｙ_N｝が得られ
たときに、伝送路のインパルス応答ｈ（ｔ）を既知とし
てｙ_Nを実現する確率（尤度）の最も大きい送信シンボ
ル系列ｘ_N＝｛ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_N｝を推定するもの
である。この最尤系列は、伝送路雑音として白色ガウス
雑音を仮定すると、結局、を最大にする系列｛ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_N｝を求めるこ
とによって得られる。（１）式は、畳み込み符号の復号
法として知られるビタビ・アルゴリズム（Viterbi algo
rithm ）を用いて効率的に計算される。

【００１２】以下、図３の伝送路モデルを示す図４を参
照しつつ、最尤系列推定におけるビダビ・アルゴリズム
の原理について簡単に説明する。

【００１３】今、伝送路を図４に示すインパルス応答が
有限の離散時間モデルで仮定する。図４において、４０
はシンボル間隔Ｔの遅延素子、４１は乗算器、４２は累
算器、４３は加算器である。ｈ_j（j ＝０，…，Ｌ）は
図３における送・受信ローパスフィルタ１２，３２も含
めた伝送路２０のインパルス応答ｈ（ｔ）のシンボル間
隔Ｔでのサンプル値ｈ（ｔ−ｊＴ）であり、インパルス
応答の長さは（Ｌ＋１）Ｔである。また、ｗ_nは伝送路
の雑音で、加法的な白色ガウス雑音である。この仮定に
より、（１）式はとなる。従って、（２）式においてｋ＝ｎまでの和ｊ_n
は、ｋ＝ｎ−１までの和Ｊ_n-1を用いて、と表される。ここで、ｊ_nはｋ＝１からｎまでの受信信
号系列の対数尤度に比例する量であり、パスメトリック
（経路規準）と呼ばれる。また、（３）式の右辺第２項
は、次に述べる状態遷移についての対数尤度に比例する
量であり、ブランチメトリック（状態遷移規準）と呼ば
れる。

【００１４】一方、図４に示した伝送路モデルの時刻ｎ
−１における状態は、状態ベクトルＳ_n-1＝｛ｘ_n-1，…，ｘ_n-L｝ …（４）によって表される。送信シンボルの種類がＭ個の場合、
伝送路のとり得る状態はＭ ^L個ある。

【００１５】次に、時刻ｎ−１の状態Ｓ_n-1から時刻ｎ
における状態Ｓ_nへの遷移を考えると、Ｍ ^L個の状態Ｓ
_nの各々に対して、Ｍ通りの状態Ｓ_n-1からの遷移があ
る。この時刻間の状態遷移をブランチと呼び、また、各
状態をたどるＭⁿ通りの経路をパスと呼ぶ。各時刻のＭ
^L個のとり得る状態の各々に対して、一つ前の時刻のＭ
個の状態からのパスがある。

【００１６】ビタビ・アルゴリズムは、各時刻毎に、各
状態におけるＭ通りの可能なパスについて（３）式のパ
スメトリックを計算し、最も値の大きいパスを選択す
る。従って、各時刻毎に常にＭ^L通りのパスが残され、
過去のパスは次第に一つに絞られてくる。最終的に一つ
に収束したパスより、送信シンボル系列の推定値が得ら
れる。

【００１７】図５は、従来の最尤系列推定器の構成例を
示すブロック図である。この最尤系列推定器は、ビタビ
・アルゴリズム処理部５０、及び伝送路推定部６０で構
成されている。

【００１８】受信信号ｙ（ｔ）は、ｙ_n＝ｙ（ｔ₀＋（ｎ−１）Ｔ）・・・（５）但し、ｔ₀；サンプリング位相にサンプリングされ、ビタビ・アルゴリズム処理部５０
と伝送路推定部６０に入力される。伝送路推定部６０で
は、先ず、図２のトレーニング系列ＳＹＮＣと、これに
対応する受信信号のサンプル値ｙ_nを用いて、伝送路の
インパルス応答をＬＭＳ（Least Mean Square)等の適応
アルゴリズムにより推定する。さらに、図２のデータ部
分ＤＡＴＡでは、サンプル値ｙ_nと送信シンボルの推定
値ＥＸ_nを用いて、伝送路のインパルス応答の推定を続
ける。

【００１９】推定された伝送路のインパルス応答｛Ｅｈ
_j｝はビタビ・アルゴリズム処理部５０に入力される。
ビタビ・アルゴリズム処理部５０では、受信信号のサン
プル値ｙ_nと、推定された伝送路のインパルス応答｛Ｅ
ｈ_j｝を用いて先に述べたビタビ・アルゴリズムの原理
に従って送信シンボルの推定を行う。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】最尤系列推定におい
て、干渉波の数や遅延が異なると、ビット誤り率が最小
となるサンプリング位相が異なる。ところが、従来の最
尤系列推定器では、（５）式に示す用に、サンプリング
位相を固定していたため、干渉波の数や遅延、あるいは
受信信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）等といった様々な
環境パラメータを変更して予めシミュレーションを行
い、ビット誤り率でその妥協点を求め、サンプリング位
相を固定するという煩雑な処理が必要であり、技術的に
充分満足のゆく最尤系列推定器を得ることが困難であっ
た。

【００２１】本発明は、前記従来技術が持っていた課題
として、最尤系列推定において、干渉波の数や遅延、あ
るいは受信信号のＳ／Ｎ比等といった様々な環境パラメ
ータを変更して予めシミュレーションを行い、ビット誤
り率でその妥協点を求めるという煩雑な処理が必要にな
るという点について解決した最尤系列推定器を提供する
ものである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、前記課題
を解決するため、最尤系列推定器は、サンプリング位相
選択部、サンプリング処理部、伝送路推定部、及びビタ
ビ・アルゴリズム処理部を備えている。

【００２３】ここで、サンプリング位相選択部は、伝送
路からの受信信号ｙ（ｔ）をＭ通りの異なるサンプリン
グ位相τ_i（ｉ＝１，…，Ｍ）でサンプリングし、それ
らのサンプル値系列｛ｙ｝の内のトレーニング系列｛φ
_n｝（ｎ＝１，…，Ｎ_t）に対応する尤度または２乗和
を演算し、その尤度または２乗和が最大となるサンプリ
ング位相τ_maxを選択する機能を有している。サンプリ
ング処理部は、所定のタイミングで入力される前記受信
信号ｙ（ｔ）を前記サンプリング位相τ_max及びシンボ
ル間隔Ｔでサンプリングしてサンプル値系列｛ｙ_n｝を
求める機能を有している。

【００２４】また、伝送路推定部は、、前記トレーニン
グ系列｛φ_n｝とこれに対応する前記サンプル値系列
｛ｙ_n｝から、適応等化アルゴリズムによって前記伝送
路のインパルス応答の推定値｛Ｅｈ_j｝（ｊ＝０，…，
Ｌ）を求めた後、前記サンプル値系列｛ｙ｝の内のデー
タ部分では前記受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値ｙ_nと送
信シンボルの推定値ＥＸ_nを用いて前記推定値｛Ｅ
ｈ_j｝を求める機能を有している。ビタビ・アルゴリズ
ム処理部は、前記推定値｛Ｅｈ_j｝に基づきビタビ・ア
ルゴリズムに従って前記サンプル値系列｛ｙ_n｝から前
記推定値ＥＸ_nを求めて前記伝送路推定部へ与える機能
を有している。

【００２５】第２の発明では、第１の発明のサンプリン
グ位相選択部は、前記受信信号ｙ（ｔ）を前記サンプリ
ング位相τ_i及びシンボル間隔Ｔでサンプリングするサ
ンプリング処理手段と、前記サンプリング処理手段でサ
ンプリングされたＭ通りの異なる前記受信信号のサンプ
ル値系列｛ｙ｝＝｛ｙ（τ_i＋（ｎ−１）Ｔ）｝（ｎ＝
１，…，Ｎt ）のトレーニング系列｛φ_n｝に対する尤
度を計算する尤度計算手段と、前記尤度計算手段で計算
されたＭ個の尤度を比較して最も尤度が大きいサンプリ
ング位相τ_iを最適なサンプリング位相τ_maxとして選
択する最大尤度サンプリング位相選択手段とを、備えて
いる。

【００２６】第３の発明では、第１の発明のサンプリン
グ位相選択部は、前記受信信号ｙ（ｔ）を前記サンプリ
ング位相τ_i及びシンボル間隔Ｔでサンプリングするサ
ンプリング処理手段と、前記サンプリング処理手段でサ
ンプリングされたＭ通りの異なる前記受信信号のサンプ
ル値系列｛ｙ｝＝｛ｙ（τ_i＋（ｎ−１）Ｔ）｝（ｎ＝
１，…，Ｎt ）と前記トレーニング系列｛φ_n｝から推
定される伝送路のインパルス応答のサンプル値とに基づ
きそのサンプル値の２乗和を計算する２乗和計算手段
と、前記２乗和計算手段で計算されたＭ個の２乗和を比
較して最も２乗和が大きいサンプリング位相τ_iを最適
なサンプリング位相τ_maxとして選択する最大２乗和サ
ンプリング位相選択手段とを、備えている。

【００２７】

【作用】第１の発明によれば、以上のように最尤系列推
定器を構成したので、サンプリング位相選択部は、伝送
路からの受信信号をサンプリングし、そのサンプル値系
列の内のトレーニング系列に対応する尤度または２乗和
を演算し、その尤度または２乗和が最大となるサンプリ
ング位相を選択してサンプリング処理部へ送る。サンプ
リング処理部では、所定のタイミングで入力される受信
信号をサンプリング位相及びシンボル間隔Ｔでサンプリ
ングしてサンプリング系列を求め、それを伝送路推定部
及びビタビ・アルゴリズム処理部へ送る。

【００２８】伝送路推定部は、トレーニング系列とそれ
に対応するサンプル値系列から、伝送路のインパルス応
答の推定値を求め、その後、サンプル値系列の内のデー
タ部分では受信信号のサンプル値と送信シンボルの推定
値を用いて伝送路のインパルス応答の推定値を求め、ビ
タビ・アルゴリズム処理部へ与える。ビタビ・アルゴリ
ズム処理部では、伝送路のインパルス応答の推定値に基
づき送信シンボルの推定値を求める。これにより、複数
の異なるサンプリング位相の中から、ビット誤り率が最
小になると推測されるサンプリング位相が的確に選択さ
れ、精度のよい送信シンボル系列の推定が行える。

【００２９】第２の発明では、受信信号がサンプリング
処理手段でサンプリングされ、尤度計算手段へ送られ
る。尤度計算手段は、サンプリングされた受信信号のサ
ンプル値系列のトレーニング系列に対する尤度を計算
し、その計算した尤度を最大尤度サンプリング位相選択
手段へ送る。最大尤度サンプリング位相選択手段では、
尤度計算手段で計算されたＭ個の尤度を比較して最も尤
度が大きいサンプリング位相を選択する。これにより、
精度の高いサンプリング位相の選択が行える。

【００３０】第３の発明では、受信信号がサンプリング
処理手段でサンプリングされ、そのサンプル値系列が２
乗和計算手段へ送られる。２乗和計算手段では、サンプ
ル値系列と、トレーニング系列から推定される伝送路の
インパルス応答のサンプル値とに基づき、そのサンプル
値の２乗和を計算し、その計算結果を最大２乗和サンプ
リング位相選択手段へ送る。最大２乗和サンプリング位
相選択手段では、２乗和計算手段で計算されたＭ個の２
乗和を比較して最も２乗和が大きいサンプリング位相を
選択する。これにより、少ない演算量でより高速に、サ
ンプリング位相の選択が行える。従って、前記課題を解
決できるのである。

【００３１】

【実施例】本実施例では、例えば図３の受信機３０内の
等化器３３を構成するための最尤系列推定器について説
明する。ここで、Ｍ通りの異なるサンプリング位相τ_i
（ｉ＝１，…，Ｍ）の中から、ビット誤り率が最小とな
ると推測されるサンプリング位相を選択する場合につい
て、図１、図６、及び図７を参照しつつ実施例の説明を
行う。また、図２のトレーニング系列ＳＹＮＣの長さを
Ｎ_tとし、その要素をφ_i（ｉ＝１，…，Ｎ_t）で表す
ことにする。

【００３２】第１の実施例図１は、本発明の第１の実施例を示す最尤系列推定器の
機能ブロック図である。

【００３３】この最尤系列推定器は、集積回路等の個別
回路、あるいはプロセッサを用いたプログラム制御等で
構成されるもので、遅延処理部１００とサンプリング位
相選択部１１０とを備えている。遅延処理部１００は、
受信信号ｙ（ｔ）を所定時間遅らせる機能を有してい
る。サンプリング位相選択部１１０は、受信信号ｙ
（ｔ）をサンプリングし、そのサンプル値系列の内のト
レーニング系列｛φ_n｝（ｎ＝１，…，Ｎ_t）に対応す
る尤度を演算し、その尤度が最大となるサンプリング位
相τ_maxを選択する機能を有している。

【００３４】これらの遅延処理部１００及びサンプリン
グ位相選択部１１０の出力側には、サンプリング処理部
１２０が接続され、そのサンプリング処理部１２０の出
力側に、ビタビ・アルゴリズム処理部１３０及び伝送路
推定部１４０が接続されている。

【００３５】サンプリング処理部１２０は、遅延処理部
１００からの受信信号ｙ（ｔ）を、サンプリング位相τ
_maxでサンプリングしてサンプル値系列｛ｙ_n｝を求
め、それをビタビ・アルゴリズム処理部１３０及び伝送
路推定部１４０へ与える機能を有している。

【００３６】ビタビ・アルゴリズム処理部１３０は、サ
ンプル値系列｛ｙ_n｝を入力し、インパルス応答の推定
値｛Ｅｈ_j｝（ｊ＝０，…，Ｌ）に基づき、前記ビタビ
・アルゴリズムの原理に従って送信シンボルの推定値
｛ＥＸ_n｝を求める機能を有し、ブランチメトリック計
算手段、及びパスメトリック計算手段等で構成されてい
る。

【００３７】伝送路推定部１４０は、スイッチ手段１５
０から切り換え入力されるトレーニング系列｛φ_n｝と
これに対応するサンプル値系列｛ｙ_n｝から、ＬＭＳ等
の適応等化アルゴリズムによって伝送路のインパルス応
答の推定値｛Ｅｈ_j｝（ｊ＝０，…，Ｌ）を求めた後、
サンプル値系列の内の図２のデータ部分ＤＡＴＡにおい
て受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値ｙ_nと送信シンボルの
推定値ＥＸ_nを用いてインパルス応答の推定値｛Ｅ
ｈ_j｝を求め、ビタビ・アルゴリズム処理部１３０へ与
える機能を有している。

【００３８】次に、図１の動作を説明する。受信信号ｙ
（ｔ）は、遅延処理部１００とサンプリング位相選択部
１１０に入力される。サンプリング位相選択部１１０で
は、Ｍ通りの異なるサンプリング位相τ_i（ｉ＝１，
…，Ｍ）で受信信号ｙ（ｔ）をサンプリングする。そし
て、それらのサンプル値系列のうち、等化器のトレーニ
ング系列｛φ_n｝に対応する部分｛ｙ（τ_i＋（ｎ−１）Ｔ）｝（ｉ＝１，…，Ｍ、ｎ＝１，…，Ｎt) の、該等化器のトレーニング系列｛φ_n｝に対する尤度
を各ｉについて計算し、その尤度が最大となるτ_iを選
択し、サンプリング位相τ_maxとしてサンプリング処理
部１２０へ与える。

【００３９】一方、遅延処理部１００に入力された受信
信号ｙ（ｔ）は、サンプリング位相選択部１１０でサン
プリング位相τ_maxが選択されるまで、遅延させられて
から、サンプリング処理部１２０へ入力される。このサ
ンプリング処理部１２０では、受信信号ｙ（ｔ）が、ｙ_n＝ｙ（τ_max＋（ｎ−１）Ｔ）（ｎ＝１，…，Ｎ）・・・（６）にサンプリングされ、そのサンプリング系列｛ｙ_n｝が
ビタビ・アルゴリズム処理部１３０と伝送路推定部１４
０へ入力される。

【００４０】伝送路推定部１４０では、先ず、スイッチ
手段１５０より切り換え入力されるトレーニング系列
｛φ_n｝と、こに対応する受信信号ｙ（ｔ）のサンプル
値系列｛ｙ_n｝とから、ＬＭＳ等の適応等化アルゴリズ
ムにより、伝送路のインパルス応答の推定値｛Ｅｈ_j｝
を求め、ビタビ・アルゴリズム処理部１３０へ与える。
さらに、伝送路推定部１４０は、図２に示すようなデー
タ部分ＤＡＴＡでは、受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値ｙ
_nと、スイッチ手段１５０から切り換え入力される送信
シンボルの推定値ＥＸ_nとを用いて、伝送路のインパル
ス応答の推定値｛Ｅｈ_j｝を求め続け、その推定値｛Ｅ
ｈ_j｝をビタビ・アルゴリズム処理部１３０へ入力す
る。

【００４１】ビタビ・アルゴリズム処理部１３０では、
受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ_n｝を入力し、
先に述べたビタビ・アルゴリズムの原理に従って送信シ
ンボルの推定値ＥＸ_nを求める。

【００４２】図６は、図１に示すサンプリング位相選択
部１１０の機能ブロック図である。このサンプリング位
相選択部１１０は、サンプリング位相τ₁〜τ_Mによっ
て受信信号ｙ（ｔ）をサンプリングするサンプリング処
理手段１１１−１〜１１１−Ｍを備え、それらの各出力
側には、該サンプル値系列｛ｙ_1n｝〜｛ｙ_Mn｝を一定時
間遅らせる遅延処理手段１１２−１〜１１２−Ｍと、該
サンプル値系列｛ｙ_1n｝〜｛ｙ_Mn｝を切り換えるための
スイッチ１１３−１〜１１３−Ｍとが、接続されてい
る。

【００４３】各スイッチ１１３−１〜１１３−Ｍには、
トレーニング系列｛φ_n｝から伝送路のインパルス応答
の推定を行う伝送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍ
と、該推定値等に基づき尤度Ｊ_Nt（１）〜Ｊ_Nt（Ｍ）を
計算する尤度計算手段１１５−１〜１１５−Ｍとが、そ
れぞれ接続されている。さらに、各尤度計算手段１１５
−１〜１１５Ｍの出力側には、最大尤度のサンプリング
位相τ_maxを選択する最大尤度サンプリング位相選択手
段１１６が接続されている。

【００４４】次に、サンプリング位相選択部１１０の概
略の動作を説明する。このサンプリング位相選択部１１
０の動作は、二つの段階からなっている。最初の段階で
は、トレーニング系列｛φ_n｝と、それに対応する受信
信号ｙ（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ_in｝（ｉ＝１，…，
Ｍ）を用いて、伝送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍ
で、伝送路のインパルス応答の推定が行われる。

【００４５】次の段階では、伝送路推定手段１１４−１
〜１１４−Ｍにより、前の段階で推定された伝送路のイ
ンパルス応答を初期値とした伝送路のインパルス応答の
推定が、トレーニング系列｛φ_n｝と、受信信号ｙ
（ｔ）の前の段階と同じサンプル値系列のトレーニング
系列に対応する部分を用いて行われる。同時に、尤度計
算手段１１５−１〜１１５−Ｍにより、そのサンプル値
系列のトレーニング系列に対応する部分の、トレーニン
グ系列に対する尤度Ｊ_Nt（１）〜Ｊ_Nt（Ｍ）の計算が行
われる。

【００４６】次に、サンプリング位相選択部１１０の詳
細な動作について説明する。受信信号ｙ（ｔ）は、サン
プリング処理手段１１１−１〜１１１−Ｍで、ｙ_in＝ｙ（τ_i＋（ｎ−１）Ｔ）（ｉ＝１，…，Ｍ、ｎ＝１，…，Ｎ_t）・・・（７）にサンプリングされ、遅延処理手段１１２−１〜１１２
−Ｍとスイッチ１１３−１〜１１３−Ｍに入力される。
遅延処理手段１１２−１〜１１２−Ｍに入力されたサン
プル値系列は、トレーニング系列｛φ₁，…，φ_Nt｝
と、それに対応する受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値系列
｛ｙ_i1，…，ｙ_iNt｝を用いた伝送路のインパルス応答
｛Ｅｈ_j｝の推定が終了するまで遅延させられてから、
尤度計算手段１１５−１〜１１５−Ｍとスイッチ１１３
−１〜１１３−Ｍに入力される。

【００４７】スイッチ１３１−１〜１１３−Ｍは、サン
プリング処理手段１１１−１〜１１１−Ｍから該スイッ
チ１１３−１〜１１３−Ｍに入力された受信信号ｙ
（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ_in｝＝｛ｙ_i1，…，ｙ_iN｝
の内、トレーニング系列｛φ₁，…，φ_Nt｝に対応する
部分｛ｙ_i1，…，ｙ_iNt｝が、伝送路推定手段１１４−
１〜１１４−Ｍに入力される様に、また、遅延処理手段
１１２−１〜１１２−Ｍで遅延させられてから、スイッ
チ１１３−１〜１１３−Ｍに入力された受信信号ｙ
（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ_i1，…，ｙ_iN｝が尤度計算
手段１１５−１〜１１５−Ｍと伝送路推定手段１１４−
１〜１１４−Ｍに入力される様に、切り換えられる。

【００４８】尤度計算手段１１５−１〜１１５−Ｍで
は、トレーニング系列｛φ₁，…，φ_n｝（１≦ｎ≦Ｎ
_t）に対応する受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ
_i1，…，ｙ_in｝（ｉ＝１，…，Ｍ、１≦ｎ≦Ｎ_t）の、
該トレーニング系列｛φ₁，…，φ_n｝に対する尤度に
比例する量としてＪ_n（ｉ）が、により計算される。そして、トレーニング系列｛φ₁，
…，φ_Nt｝に対応する受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値系
列｛ｙ_i1，…，ｙ_iNt｝の、該トレーニング系列
｛φ₁，…，φ_Nt｝に対する尤度Ｊ_Nt（ｉ）のみが、最
大尤度サンプリング位相選択手段１１６に入力される。

【００４９】伝送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍで
は、先ず、トレーニング系列｛φ₁，…，φ_Nt｝と、そ
れに対応する受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値系列
｛ｙ_i1，…，ｙ_iNt｝を用いた伝送路のインパルス応答
｛Ｅｈ_j｝の推定が行われる。次に、その伝送路のイン
パルス応答｛Ｅｈ_j｝を初期値として利用した伝送路の
インパルス応答｛Ｅｈ_j｝の推定が、トレーニング系列
｛φ₁，…，φ_Nt｝と、先ほど用いたのと同じ受信信号
ｙ（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ_i1，…，ｙ_iNt｝を用い
て行われる。

【００５０】最大尤度サンプリング位相選択手段１１６
では、尤度Ｊ_Nt（ｉ）が最大となるτ_iを選択し、サン
プリング位相τ_maxとして出力し、図１のサンプリング
処理部１２０に与える。

【００５１】以上のように、この第１の実施例では、次
のような利点を有している。

【００５２】本実施例では、図１のようにサンプリング
位相選択部１１０及びサンプリング処理部１２０を設け
ている。そして、サンプリング位相選択部１１０では、
図６に示すように、複数の異なるサンプリング位相τ_i
について、その位相τ_iでサンプリングした場合の受信
信号ｙ（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ_1n｝〜｛ｙ_Mn｝のト
レーニング系列｛φ_n｝に対応する部分の、該等化器の
トレーニング系列｛φ_n｝に対する尤度Ｊ_Nt（１）〜Ｊ
_Nt（Ｍ）を尤度計算手段１１５−１〜１１５−Ｍで計算
し、その値が最大となるサンプリング位相τ_maxを最大
尤度サンプリング位相選択手段１１６で選択するように
している。

【００５３】そのため、複数の異なるサンプリング位相
τ_iの中から、ビット誤り率が最小になると推測される
サンプリング位相τ_maxを簡単かつ的確に選択できる。
従って、従来のような、干渉波の数や遅延、受信信号ｙ
（ｔ）のＳ／Ｎ比等のような様々な環境パラメータを変
更して予めシミュレーションを行い、ビット誤り率でそ
の妥協点を求め、サンプリング位相τ_iを固定するとい
う煩雑な処理を省略できる。しかも、尤度計算手段１１
５−１〜１１５−Ｍで尤度Ｊ_Nt（１）〜Ｊ_Nt（Ｍ）を計
算し、それに基づき位相選択を行っているので、精度よ
くサンプリング位相τ_maxが得られる。

【００５４】第２の実施例図７は、本発明の第２の実施例を示すもので、図１中の
サンプリング位相選択部１１０の、図６とは異なる構成
の機能ブロック図である。

【００５５】このサンプリング位相選択部１１０が、図
６のものと異なる点は、図６の遅延処理手段１１２−１
〜１１２−Ｍとスイッチ１１３−１〜１１３−Ｍを省略
すると共に、図６の尤度計算手段１１５−１〜１１５−
Ｍに代えて２乗和計算手段１１７−１〜１１７−Ｍを設
け、さらにその出力側に、最大尤度サンプリング位相選
択手段１１６に代えて最大２乗和サンプリング位相選択
手段１１８を設けた点である。

【００５６】即ち、このサンプリング位相選択部１１０
では、サンプリング処理手段１１１−１〜１１１−Ｍの
出力側に、伝送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍ及び
２乗和計算手段１１７−１〜１１７−Ｍが接続され、そ
の２乗和計算手段１１７−１〜１１７−Ｍの出力側に、
最大２乗和サンプリング位相選択手段１１８が接続され
ている。

【００５７】２乗和計算手段１１７−１〜１１７−Ｍ
は、サンプリング処理手段１１１−１〜１１１−Ｍから
のサンプリング値系列｛ｙ_1n｝〜｛ｙ_Mn｝と、伝送路推
定手段１１４−１〜１１４−Ｍからの伝送路のインパル
ス応答のサンプル値｛Ｅｈ₁｝〜｛Ｅｈ_M｝とに基づ
き、２乗和Ｓ（１）〜Ｓ（Ｍ）の計算を行い、それを最
大２乗和サンプリング位相選択手段１１８へ与える機能
を有している。最大２乗和サンプリング位相選択手段１
１８は、Ｍ個の２乗和Ｓ（１）〜Ｓ（Ｍ）を比較して最
も２乗和が大きいサンプリング位相τ_iを最適なサンプ
リング位相τ_maxとして選択する機能を有している。

【００５８】次に、図７の動作を説明する。等化器のト
レーニング系列｛φ_n｝（ｎ＝１，…，Ｎt ）が伝送路
推定手段１１４−１〜１１４−Ｍへ入力されると、該伝
送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍにより、伝送路の
インパルス応答のサンプル値系列｛Ｅｈ_j｝が各ｉにつ
いて推定され、その推定値が２乗和計算手段１１７−１
〜１１７−Ｍへ与えられる。すると、各２乗和計算手段
１１７−１〜１１７−Ｍでは、入力されたサンプル値系
列｛Ｅｈ_j｝の２乗和Ｓ（ｉ）を求め、その２乗和Ｓ
（ｉ）を最大２乗和サンプリング位相選択手段１１８へ
与える。最大２乗和サンプリング位相選択手段１１８で
は、入力された２乗和Ｓ（ｉ）が最大となるサンプリン
グ位相τ_maxを選択し、それを出力して図１のサンプリ
ング処理部１２０へ与える。

【００５９】さらに、このサンプリング位相選択部１１
０の詳細な動作を説明する。受信信号ｙ（ｔ）は、サン
プリング処理手段１１１−１〜１１１−Ｍで、ｙ_in＝ｙ（τ_i＋（ｎ−１）Ｔ）（ｉ＝１，…，Ｍ、ｎ＝１，…Ｎ_t）・・・（９）にサンプリングされ、伝送路推定手段１１４−１〜１１
４−Ｍと２乗和計算手段１１７−１〜１１７−Ｍとに入
力される。伝送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍで
は、トレーニング系列｛φ₁，…，φ_Nt｝と、それに対
応する受信信号ｙ（ｔ）のサンプル値系列｛ｙ_i1，…，
ｙ_iNt｝を用いて、伝送路のインパルス応答のサンプル
値｛Ｅｈ_j｝の推定が行われる。

【００６０】２乗和計算手段１１７−１〜１１７−Ｍで
は、伝送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍの伝送路推
定が終了した時点での、伝送路のインパルス応答のサン
プル値｛Ｅｈ_j｝の２乗和Ｓ（ｉ）が計算され、最大２
乗和サンプリング位相選択手段１１８に入力される。最
大２乗和サンプリング位相選択手段１１８では、伝送路
推定が終了した時点での、伝送路のインパルス応答のサ
ンプル値｛Ｅｈ_j｝の２乗和Ｓ（ｉ）が最大となるサン
プリング位相τ_iを選択し、それをサンプリング位相τ
_maxとして出力し、図１のサンプリング処理部１２０に
与える。

【００６１】以上のように、この第２の実施例では、複
数の異なるサンプリング位相τ_iについて、その位相τ
_iでサンプリングした場合の受信信号ｙ（ｔ）のサンプ
ル値系列｛ｙ_1n｝〜｛ｙ_Mn｝のトレーニング系列
｛φ_n｝に対応する部分と、該等化器のトレーニング系
列｛φ_n｝から伝送路のインパルス応答のサンプル値
｛Ｅｈ_j｝を伝送路推定手段１１４−１〜１１４−Ｍで
推定し、その２乗和Ｓ（ｉ）を２乗和計算手段１１７−
１〜１１７−Ｍで求め、該２乗和Ｓ（ｉ）が最大となる
サンプリング位相τ_maxを最大２乗和サンプリング位相
選択手段１１８で選択するようにしている。

【００６２】そのため、第１の実施例と同様に、従来の
ようなサンプリング位相を同定するという煩雑な処理が
省略でき、簡単かつ的確にサンプリング位相τ_maxを選
択できる。さらに、この第２の実施例では、２乗和計算
手段１１７−１〜１１７−Ｍで２乗和Ｓ（ｉ）を求め、
その２乗和Ｓ（ｉ）が最大となるサンプリング位相τ
_maxを選択するようにしているので、第１の実施例の尤
度計算に比べ、演算量が少なくなって処理速度の高速化
が図れる。

【００６３】なお、本発明は上記実施例に限定されず、
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。

【００６４】（ｉ）上記実施例では、パスメトリック
の計算式として（３）式に示した対数尤度に比例する量
を用いて説明しているが、（３）式の絶対値をパスメト
リックとしてもよい。

【００６５】（ii）最尤系列推定器として、例えば、
図１に示した構成に、整合フィルタや白色化整合フィル
タ等を加え、該白色化フィルタの出力をビタビ・アルゴ
リズム処理部１３０に入力することも可能である。これ
らの構成では、パスメトリックの計算式が異なるだけで
あり、従ってこれらの構成の最尤系列推定器にも、上記
実施例を同様に適用できる。

【００６６】(iii）図１中のサンプリング位相選択部
１１０は、図６または図７以外の回路構成で構成するこ
とも可能である。さらに、図１では、図２のＴＤＭＡフ
レーム構成を用いて送信シンボルの推定値を求めるよう
にしたが、他のデータ系列を用いて上記実施例を適用す
ることも可能である。

【００６７】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、サンプリング位相選択部及びサンプリング処
理部を設け、該サンプリング位相選択部により、複数の
異なるサンプリング位相について、その位相でサンプリ
ングした場合の受信信号のサンプル値系列のトレーニン
グ系列に対応する部分の、該等化器のトレーニング系列
に対する尤度または２乗和を計算し、その値が最大とな
るサンプリング位相を選択するようにしている。

【００６８】そのため、複数の異なるサンプリング位相
の中から、ビット誤り率が最小になると推測されるサン
プリング位相を簡単かつ的確に選択できる。従って、従
来のように、干渉波の数や遅延、受信信号のＳ／Ｎ比等
の様々な環境パラメータを変更して予めシミュレーショ
ンを行い、ビット誤り率でその妥協点を求めサンプリン
グ位相を固定するという煩雑な処理を省略できる。

【００６９】第２の発明によれば、サンプリング処理手
段によって受信信号をサンプリングし、そのサンプリン
グされたサンプル値系列に基づき尤度計算手段でトレー
ニング系列に対する尤度を計算し、最大尤度サンプリン
グ位相選択手段により、計算された尤度を比較して最も
尤度が大きいサンプリング位相を最適なサンプリング位
相として選択するようにしている。そのため、より精度
の高いサンプリング位相を選択できる。

【００７０】第３の発明によれば、複数の異なるサンプ
リング位相について、その位相でサンプリングした場合
の受信信号のサンプル値系列のトレーニング系列に対応
する部分と、該等化器のトレーニング系列から伝送路の
インパルス応答のサンプル値を推定し、その２乗和が最
大となるサンプリング位相を選択するようにしている。
そのため、第２の発明よりも少ない演算量で、より高速
に的確なサンプリング位相を選択できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す最尤系列推定器の
機能ブロック図である。

【図２】ＴＤＭＡのフレーム構成図である。

【図３】ディジタル移動通信の送受信機を示す構成ブロ
ック図である。

【図４】図３の伝送路モデルを示す図である。

【図５】従来の最尤系列推定器の構成ブロック図であ
る。

【図６】本発明の第１の実施例を示すもので、図１中の
サンプリング位相選択部１１０の機能ブロック図であ
る。

【図７】本発明の第２の実施例を示すもので、図１中の
サンプリング位相選択部１１０の機能ブロック図であ
る。

【符号の説明】

１００遅延処理部１１０サンプリング位相選択部１１１−１〜１１１−Ｍサンプリング処理手段１１２−１〜１１２−Ｍ遅延処理手段１１３−１〜１１３−Ｍスイッチ１１４−１〜１１４−Ｍ伝送路推定部１１５−１〜１１５−Ｍ尤度計算手段１１６最大尤度サンプリング位相
選択手段１１７−１〜１１７−Ｍ２乗和計算手段１１８最大２乗和サンプリング位
相選択手段１２０サンプリング処理部１３０ビタビ・アルゴリズム処理
部１４０伝送路推定部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭63−21243（ＪＰ，Ａ) 特開平２−10924（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−215154（ＪＰ，Ａ) 特開平２−192252（ＪＰ，Ａ) 特開平４−321338（ＪＰ，Ａ) 特開平５−316083（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 13/00 H03H 17/00 H04L 25/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】伝送路からの受信信号ｙ（ｔ）をＭ通り
の異なるサンプリング位相τ_i（ｉ＝１，…，Ｍ）でサ
ンプリングし、それらのサンプル値系列｛ｙ｝の内のト
レーニング系列｛φ_n｝（ｎ＝１，…，Ｎ_t）に対応す
る尤度または２乗和を演算し、その尤度または２乗和が
最大となるサンプリング位相τ_maxを選択するサンプリ
ング位相選択部と、所定のタイミングで入力される前記受信信号ｙ（ｔ）を
前記サンプリング位相τ_max及びシンボル間隔Ｔでサン
プリングしてサンプル値系列｛ｙ_n｝を求めるサンプリ
ング処理部と、前記トレーニング系列｛φ_n｝とこれに対応する前記サ
ンプル値系列｛ｙ_n｝から、適応等化アルゴリズムによ
って前記伝送路のインパルス応答の推定値｛Ｅｈ_j｝
（ｊ＝０，…，Ｌ）を求めた後、前記サンプル値系列
｛ｙ｝の内のデータ部分では前記受信信号ｙ（ｔ）のサ
ンプル値ｙ_nと送信シンボルの推定値ＥＸ_nを用いて前
記推定値｛Ｅｈ_j｝を求める伝送路推定部と、前記推定値｛Ｅｈ_j｝に基づきビタビ・アルゴリズムに
従って前記サンプル値系列｛ｙ_n｝から前記推定値ＥＸ
_nを求めて前記伝送路推定部へ与えるビタビ・アルゴリ
ズム処理部とを、備えたことを特徴とする最尤系列推定器。
【請求項２】請求項１記載の最尤系列推定器におい
て、前記サンプリング位相選択部は、前記受信信号ｙ（ｔ）
を前記サンプリング位相τ_i及びシンボル間隔Ｔでサン
プリングするサンプリング処理手段と、前記サンプリン
グ処理手段でサンプリングされたＭ通りの異なる前記受
信信号のサンプル値系列｛ｙ｝＝｛ｙ（τ_i＋（ｎ−
１）Ｔ）｝（ｎ＝１，…，Ｎt)のトレーニング系列｛φ
_n｝に対する尤度を計算する尤度計算手段と、前記尤度
計算手段で計算されたＭ個の尤度を比較して最も尤度が
大きいサンプリング位相τ_iを最適なサンプリング位相
τ_maxとして選択する最大尤度サンプリング位相選択手
段とを、備えたことを特徴とする最尤系列推定器。
【請求項３】請求項１記載の最尤系列推定器におい
て、前記サンプリング位相選択部は、前記受信信号ｙ（ｔ）
を前記サンプリング位相τ_i及びシンボル間隔Ｔでサン
プリングするサンプリング処理手段と、前記サンプリン
グ処理手段でサンプリングされたＭ通りの異なる前記受
信信号のサンプル値系列｛ｙ｝＝｛ｙ（τ_i＋（ｎ−
１）Ｔ）｝（ｎ＝１，…，Ｎt ）と前記トレーニング系
列｛φ_n｝から推定される伝送路のインパルス応答のサ
ンプル値とに基づきそのサンプル値の２乗和を計算する
２乗和計算手段と、前記２乗和計算手段で計算されたＭ
個の２乗和を比較して最も２乗和が大きいサンプリング
位相τ_iを最適なサンプリング位相τ_maxとして選択す
る最大２乗和サンプリング位相選択手段とを、備えたこ
とを特徴とする最尤系列推定器。