JPH061908B2 - 伝送路歪補償方式 - Google Patents
伝送路歪補償方式Info
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- JPH061908B2 JPH061908B2 JP63021203A JP2120388A JPH061908B2 JP H061908 B2 JPH061908 B2 JP H061908B2 JP 63021203 A JP63021203 A JP 63021203A JP 2120388 A JP2120388 A JP 2120388A JP H061908 B2 JPH061908 B2 JP H061908B2
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- transmission line
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 (1)産業上の利用分野 本発明は、伝送路が激しく変動するフェージング回線に
おいて多値直交振幅変調方式を適用する場合の伝送路歪
補償方式に関するものである。
おいて多値直交振幅変調方式を適用する場合の伝送路歪
補償方式に関するものである。
(2)従来の技術 ディジタル無線回線、特に陸上移動通信回線において
は、フェージングの影響により、受信波の包絡線や位相
が変動する。
は、フェージングの影響により、受信波の包絡線や位相
が変動する。
従来、このような回線においては、包絡線が20dB以上変
動することを考慮し、包絡線に情報を含まない周波数変
調あるいは位相変調方式が採用されていた。
動することを考慮し、包絡線に情報を含まない周波数変
調あるいは位相変調方式が採用されていた。
しかし、周波数の利用効率を更に高めるには、振幅にも
情報を含める多値直交振幅変調方式を適用する必要があ
る。
情報を含める多値直交振幅変調方式を適用する必要があ
る。
多値直交振幅変調方式は、従来、マイクロ波回線のよう
に、伝送路変動の非常に緩やかな伝送路で利用されてい
る変調方式である。またその場合の伝送路歪の補償は、
包絡線歪はAGC(Automatic Gain Controller)によ
って、また位相変動はPLL(Phase-Locked Loop)で
位相変動を再生し、検波することによって行ってきた。
に、伝送路変動の非常に緩やかな伝送路で利用されてい
る変調方式である。またその場合の伝送路歪の補償は、
包絡線歪はAGC(Automatic Gain Controller)によ
って、また位相変動はPLL(Phase-Locked Loop)で
位相変動を再生し、検波することによって行ってきた。
(3)発明が解決しようとする課題 以上の方法は、伝送路変動が緩やかな固定マイクロ回線
においては、有効な方法であった。しかし、陸上移動通
信回線のように、伝送路変動が非常に激しい回線の場
合、次のような問題が発生する。
においては、有効な方法であった。しかし、陸上移動通
信回線のように、伝送路変動が非常に激しい回線の場
合、次のような問題が発生する。
1)包絡線変動が非常に激しいので、AGCによって包絡
線歪を完全に補償することができない。
線歪を完全に補償することができない。
2)包絡線歪を完全に補償できない部分では、データ判定
のためのしきい値が適正に設定できない。
のためのしきい値が適正に設定できない。
3)位相変動も激しいので、PLLによって、フェージン
グの位相歪を完全に補償することができない。
グの位相歪を完全に補償することができない。
従って、多値直交振幅変調方式を伝送路変動の激しい通
信回線に適用するためには、以上の点をすべて解決する
新たな伝送路歪補償方式が必要となる。
信回線に適用するためには、以上の点をすべて解決する
新たな伝送路歪補償方式が必要となる。
(4)課題を解決するための手段 伝送路変動が激しい通信回線で伝送路歪を補償する場
合、伝送路変動を予測または測定しながら補償する必要
がある。
合、伝送路変動を予測または測定しながら補償する必要
がある。
本発明では、伝送路歪補償のため、送受信部を、次のよ
うな構成とする。
うな構成とする。
1)送信部では、伝送路歪測定用として、情報シンボルN
個毎(Nは自然数)に1回、既知のシンボルを送信す
る。従って伝送帯域は同じ情報量を伝送する場合、従来
の方式と比べると(N+1)/N倍となる。フレームシ
ンボルを挿入した場合のフレーム構成を第1図に示す。
個毎(Nは自然数)に1回、既知のシンボルを送信す
る。従って伝送帯域は同じ情報量を伝送する場合、従来
の方式と比べると(N+1)/N倍となる。フレームシ
ンボルを挿入した場合のフレーム構成を第1図に示す。
2)受信部では、まずフレームシンボルを検出する。
3)フレームシンボルは既知信号なので、それを用いて、
フレームシンボルにおける伝送路の歪を測定する。
フレームシンボルにおける伝送路の歪を測定する。
4)フレームシンボル以外(情報が伝送されているシンボ
ル)における伝送路歪は、フレームシンボルで測定され
た伝送路歪を基に推定する。
ル)における伝送路歪は、フレームシンボルで測定され
た伝送路歪を基に推定する。
5)4)で推定された伝送路歪を基に、受信信号の歪を補償
する。
する。
6)更に、4)の情報を基に、データ判定のためのしきい値
を計算する。
を計算する。
7)5),6)の結果を基に、送信されたシンボルを推定し、
その信号を復号することによってデータを再生する。
その信号を復号することによってデータを再生する。
(5)作用 第2図に、多値直交変調方式の代表的例として、16Q
AMの信号空間ダイヤグラム(複素ベースバンド信号の
信号点を複素平面上に示したもの)を示す。16QAM
は、第2図のように、複素平面上に等間隔に信号を配置
する方式である。また、M値QAMにおいて1つのシン
ボルに含まれる情報量はK=log2(M)ビツトである。従
って第2図の場合は、1つのシンボルに4ビットの情報
が含まれている。
AMの信号空間ダイヤグラム(複素ベースバンド信号の
信号点を複素平面上に示したもの)を示す。16QAM
は、第2図のように、複素平面上に等間隔に信号を配置
する方式である。また、M値QAMにおいて1つのシン
ボルに含まれる情報量はK=log2(M)ビツトである。従
って第2図の場合は、1つのシンボルに4ビットの情報
が含まれている。
送信部の構成を第3図に示す。まず、データをシリアル
/パラレル変換部(1)において、Kビットずつ区切った
後、ベースバンド信号生成部(2)において対応する複素
ベースバンド信号に変換する。
/パラレル変換部(1)において、Kビットずつ区切った
後、ベースバンド信号生成部(2)において対応する複素
ベースバンド信号に変換する。
次に、フレーム同期挿入部(3)において伝送路歪測定用
として、情報シンボルN個毎に1回フレームシンボル
(既知)を挿入する。
として、情報シンボルN個毎に1回フレームシンボル
(既知)を挿入する。
フレームシンボルによって伝送路歪を測定する場合、推
定精度を向上させるためには、フレームシンボルのS/
Nを高くする必要がある。従ってフレームシンボルとし
ては、最大振幅を与える点(第2図A,B,C,D)が
適当である。以下では、フレームシンボルとしてA点(3
+j・3)を用いるものとする。
定精度を向上させるためには、フレームシンボルのS/
Nを高くする必要がある。従ってフレームシンボルとし
ては、最大振幅を与える点(第2図A,B,C,D)が
適当である。以下では、フレームシンボルとしてA点(3
+j・3)を用いるものとする。
その後、送信フィルタ部(4)において帯域制限し、直交
変調部(5)で変調し、増幅部(6)で電力増幅した後、アン
テナ部(7)より送信する。
変調部(5)で変調し、増幅部(6)で電力増幅した後、アン
テナ部(7)より送信する。
以上の操作を行った16QAMの送信信号x(t)は、次式
のように記される。
のように記される。
x(t)=aI(t)cos(ωt)−aQ(t)sin(ωt) (1) ここで、 aI(t):送信ベースバンド信号の同相成分 aQ(t):送信ベースバンド信号の直交成分 ω:送信角周波数 である。ここで、aI(t),aQ(t)は、送信フィルタ部(4)に
よって帯域制限された波形である。
よって帯域制限された波形である。
受信部の構成を第4図に示す。
アンテナ部(11)において受信し、受信フィルタ部(12)に
おいて帯域外の雑音を除去した後、AGC部(13)におい
て適正なレベルに増幅する。
おいて帯域外の雑音を除去した後、AGC部(13)におい
て適正なレベルに増幅する。
AGC部(13)で増幅された後の受信信号y(t)は、次式の
ように記される。
ように記される。
y(t)=r(t)sI(t)cos(ωt+θ(t))−r(t)sθ(t)
sin(ωt+θ(t)) (2) ただし、 r(t):伝送路による包絡線変動 θ(t):伝送路による位相変動 とする。また、sI(t),sQ(t)は、受信フィルタ部(12)に
よって帯域制限された後のベースバンド波形である。
sin(ωt+θ(t)) (2) ただし、 r(t):伝送路による包絡線変動 θ(t):伝送路による位相変動 とする。また、sI(t),sQ(t)は、受信フィルタ部(12)に
よって帯域制限された後のベースバンド波形である。
その後、同期検波部(14)で搬送波を再生すると共に、そ
れを用いて同期検波を行い、受信複素ベースバンド信号
u(t)を得る。
れを用いて同期検波を行い、受信複素ベースバンド信号
u(t)を得る。
ここで、搬送波再生においては、受信入力の中心周波数
のみを再生し、伝送路による位相変動は再生しないもの
とする。従って、同期検波後の受信複素ベースバンド信
号u(t)は、 u(t)=uI(t)+j・uQ(t) =r(t)exp(j・θ(t))(sI(t)+j・sQ(t)) =C(t)(sI(t)+j・sQ(t))(3) となる。ただし、c(t)は、伝送路による複素伝送路歪で
あり、 c(t)=cI(t)+j・cQ(t) =r(t)exp(j・θ(t)) (4) である。従って、u(t)には、送信シンボルと共に伝送路
歪が含まれることになる。
のみを再生し、伝送路による位相変動は再生しないもの
とする。従って、同期検波後の受信複素ベースバンド信
号u(t)は、 u(t)=uI(t)+j・uQ(t) =r(t)exp(j・θ(t))(sI(t)+j・sQ(t)) =C(t)(sI(t)+j・sQ(t))(3) となる。ただし、c(t)は、伝送路による複素伝送路歪で
あり、 c(t)=cI(t)+j・cQ(t) =r(t)exp(j・θ(t)) (4) である。従って、u(t)には、送信シンボルと共に伝送路
歪が含まれることになる。
この信号から、まずクロック再生部(15)においてクロッ
クを再生する。なお、クロックは複素ベースバンド信号
からの他、受信波の包絡線から得ることも可能である。
クを再生する。なお、クロックは複素ベースバンド信号
からの他、受信波の包絡線から得ることも可能である。
次にフレーム検出部(16)においてフレームシンボルのタ
イミングを検出する。
イミングを検出する。
フレームシンボルは、最大振幅を持つ信号点なので、u
(t)には、周期的に最大振幅のものが含まれる。従って
そのタイミングを検出することにより、フレームシンボ
ルのタイミングが検出できる。
(t)には、周期的に最大振幅のものが含まれる。従って
そのタイミングを検出することにより、フレームシンボ
ルのタイミングが検出できる。
伝送路歪推定部(17)では、フレームタイミングにおける
受信ベースバンド信号から伝送路歪を推定する。その方
法は次のとおりである。
受信ベースバンド信号から伝送路歪を推定する。その方
法は次のとおりである。
まず、l番目のフレームシンボルの受信タイミングを、
tI=l(N+1)Tsとする。ここで、Tsは、1シンボル長であ
る。その時の受信複素ベースバンド信号u(tI)は、(3)式
より u(tI)=uI(tI)+j・uQ(tI) =(3+j・3)c(tI) (5) となる。従ってt=tIにおけるc(t)の推定値 は、 と求まる。
tI=l(N+1)Tsとする。ここで、Tsは、1シンボル長であ
る。その時の受信複素ベースバンド信号u(tI)は、(3)式
より u(tI)=uI(tI)+j・uQ(tI) =(3+j・3)c(tI) (5) となる。従ってt=tIにおけるc(t)の推定値 は、 と求まる。
一方 は、c(t)を(N+1)Ts(sec)間隔でサンプリングしたことに
相当する。従って、フレームシンボルの挿入間隔((M+1)
Ts)をc(t)のナイキスト間隔以下に設定し、内挿法を用
いることにより、情報シンボルにおけるc(t)の推定値を
求めることができる。
相当する。従って、フレームシンボルの挿入間隔((M+1)
Ts)をc(t)のナイキスト間隔以下に設定し、内挿法を用
いることにより、情報シンボルにおけるc(t)の推定値を
求めることができる。
内挿の方法としては、Newtonの公式、Gaussの公式等い
くつかある。ここでは、例として、2次のGaussの補完
公式を用いた方法を述べる。
くつかある。ここでは、例として、2次のGaussの補完
公式を用いた方法を述べる。
t=(N+1)Ts,2(N+1)Ts,3(N+1)Tsはフレームシンボルの受
信タイミングとし、その時の伝送路歪を、c1,c2,c3とす
る。また、フレームシンボルの挿入間隔は、c(t)の帯域
で決まるナイキスト間隔より十分小さいとする。
信タイミングとし、その時の伝送路歪を、c1,c2,c3とす
る。また、フレームシンボルの挿入間隔は、c(t)の帯域
で決まるナイキスト間隔より十分小さいとする。
その場合、2(N+1)Ts≦t≦3(N+1)Tsにおけるc(t)は、以
下のように2次関数で内挿することができる。
下のように2次関数で内挿することができる。
伝送路変動がシンボルレートに対して非常に遅いときに
は、フレームシンボルをまず平滑化し、S/Nを向上さ
せた後内挿することも可能である。
は、フレームシンボルをまず平滑化し、S/Nを向上さ
せた後内挿することも可能である。
その後、求められた伝送路歪の推定値 を、伝送路歪補償部(18)へ転送し、それを用いてu(t)に
おける伝送路歪を補償する。
おける伝送路歪を補償する。
なお、伝送路補償方法としては2通り考えられる。
1つは、 とする時、伝送路補償部(18)において を計算することにより、包絡線と位相を共に補償し、デ
ータの判定しきい値を、0,±2,±j・2とする方法であ
る。
ータの判定しきい値を、0,±2,±j・2とする方法であ
る。
もう1つは、伝送路補償部(18)においては を計算することにより位相のみを補償し、データの判定
しきい値を、 とする方法である。
しきい値を、 とする方法である。
その後、伝送路歪が補償されたベースバンド信号 及びしきい値情報を復号部(19)へ転送し、送信シンボル
を再生し、そのシンボルに含まれるKビットの情報を再
生する。この情報は、パラレル/シリアル変換部(20)で
シリアル情報に変換し、再生データとして出力する。
を再生し、そのシンボルに含まれるKビットの情報を再
生する。この情報は、パラレル/シリアル変換部(20)で
シリアル情報に変換し、再生データとして出力する。
(6)発明の効果 本発明を用いると、従来困難とされてきた陸上移動通信
へ多値直交変調を適用することが可能となり、周波数の
利用効率が大きく向上する。
へ多値直交変調を適用することが可能となり、周波数の
利用効率が大きく向上する。
一方、本発明では、伝送路歪を測定するためにフレーム
シンボルを挿入しているので、従来の方式と比較して、 情報シンボルへ割り当てられる電力が減少する。
シンボルを挿入しているので、従来の方式と比較して、 情報シンボルへ割り当てられる電力が減少する。
伝送帯域が(N+1)/N倍となる。
という点が問題となる。
従来は再生搬送波の位相の不確定性を補償するため、差
動符号化が行われた。それに対して本発明では、フレー
ムシンボルを用いているので、各信号点は絶対位相検波
が可能である。従って、従来の方式より誤り率特性を改
善することが可能となる。この割合は、情報シンボルに
割り当てられる電力の減少分より大きいので、は問題
ない。
動符号化が行われた。それに対して本発明では、フレー
ムシンボルを用いているので、各信号点は絶対位相検波
が可能である。従って、従来の方式より誤り率特性を改
善することが可能となる。この割合は、情報シンボルに
割り当てられる電力の減少分より大きいので、は問題
ない。
また、多値直交変調を用いることによる周波数の利用効
率の向上度は、フレームシンボルを挿入することによる
周波数の利用効率の低下度よりかに大きいので、に
ついても問題ない。
率の向上度は、フレームシンボルを挿入することによる
周波数の利用効率の低下度よりかに大きいので、に
ついても問題ない。
第1図はフレームシンボルを挿入した場合のフレーム構
成図、第2図は、16QAMの信号空間ダイヤグラム、
第3図は送信部の構成図、第4図は受信部の構成図であ
る。 1…シリアル/パラレル変換部、2…ベースバンド信号
生成部、3…フレーム同期挿入部、4…送信フィルタ
部、5…直交変調部、6…増幅部、7…アンテナ部、1
1…アンテナ部、12…受信フィルタ部、13…AGC
部、14…同期検波部、15…クロック再生部、16…
フレーム検出部、17…伝送路歪推定部、18…伝送路
歪補償部、19…復号部、20…パラレル/シリアル変
換部。
成図、第2図は、16QAMの信号空間ダイヤグラム、
第3図は送信部の構成図、第4図は受信部の構成図であ
る。 1…シリアル/パラレル変換部、2…ベースバンド信号
生成部、3…フレーム同期挿入部、4…送信フィルタ
部、5…直交変調部、6…増幅部、7…アンテナ部、1
1…アンテナ部、12…受信フィルタ部、13…AGC
部、14…同期検波部、15…クロック再生部、16…
フレーム検出部、17…伝送路歪推定部、18…伝送路
歪補償部、19…復号部、20…パラレル/シリアル変
換部。
Claims (1)
- 【請求項1】多値直交振幅変調方式において、シリアル
/パラレル変換部、ベースバンド信号生成部、送信フィ
ルタ部、直交変調部、増幅部、アンテナ部を持つ通常の
送信部に、情報シンボルN個毎(Nは自然数)に既知の
シンボルを1個挿入するフレーム同期挿入部を付加し、 受信部においては、アンテナ部、受信フィルタ部、AG
C部、同期検波部、クロック再生部、復号部、パラレル
/シリアル変換部を持つ通常の受信部に、送信時に挿入
したフレーム信号のタイミングを検出するフレーム検出
部、フレームシンボルが既知という性質を利用して、フ
レームシンボルにおける伝送路歪を検出し、検出された
歪の時系列を内挿することにより、フレームシンボル以
外のシンボルにおける伝送路歪を推定する伝送路歪推定
部及び伝送路歪推定部において推定された伝送路歪の情
報を用いて受信ベースバンド信号の歪を補償し、復号部
においてデータの判定の際必要となるしきい値情報を推
定する伝送路歪補償部を付加することにより、多値直交
振幅変調方式における伝送路歪を補償することを特徴と
する、伝送路歪補償方式。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63021203A JPH061908B2 (ja) | 1988-02-02 | 1988-02-02 | 伝送路歪補償方式 |
US07/305,170 US4899367A (en) | 1988-02-02 | 1989-02-02 | Multi-level quadrature amplitude modulator system with fading compensation means |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63021203A JPH061908B2 (ja) | 1988-02-02 | 1988-02-02 | 伝送路歪補償方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01196924A JPH01196924A (ja) | 1989-08-08 |
JPH061908B2 true JPH061908B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=12048421
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63021203A Expired - Lifetime JPH061908B2 (ja) | 1988-02-02 | 1988-02-02 | 伝送路歪補償方式 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4899367A (ja) |
JP (1) | JPH061908B2 (ja) |
Families Citing this family (28)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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GB9023605D0 (en) * | 1990-10-30 | 1990-12-12 | British Telecomm | Digital radio |
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WO1992017972A1 (en) | 1991-03-28 | 1992-10-15 | British Telecommunications Public Limited Company | Frame synchronisation for qam |
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