JP3219877B2

JP3219877B2 - フェージング歪補償方式

Info

Publication number: JP3219877B2
Application number: JP35115092A
Authority: JP
Inventors: 和則猪飼
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-12-07
Filing date: 1992-12-07
Publication date: 2001-10-15
Anticipated expiration: 2016-10-15
Also published as: JPH06177788A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル移動通信にお
けるフェージング歪を補償する方式に関し、特に、雑音
による補償性能の低下を改善したものである。

【０００２】

【従来の技術】デジタル移動通信システムでは、デジタ
ル信号のＴＤＭ（時分割多重）伝送における変復調を高
能率化するため、π／２の位相差がある二つの搬送波の
搬送波抑圧ＡＭ変調を通じて４値を同時に変復調する１
６ＱＡＭ（直交振幅変調）を、複数のサブキャリアを用
いて多段に重ねて行なうマルチ・サブキャリア１６ＱＡ
Ｍ方式の実用化が進められている。

【０００３】こうした多値数の多い変復調方式では、伝
送過程のフェージングの与える歪によって伝送信号の誤
りが大幅に増大する。そのため、受信側において、フェ
ージング歪の補償を如何に的確に行なうかということが
重要な課題となってくる。

【０００４】このフェージング歪を補償するため、従来
のマルチ・サブキャリア１６ＱＡＭ方式では、送信側に
おいて、送信するデータ中に既知のパイロット・シンボ
ルを挿入し、受信側では、受信データの中のパイロット
・シンボルの歪み具合を調べ、その程度に応じて受信デ
ータの歪み補償を行なっている。

【０００５】このフェージング歪補償は、具体的には次
のように行なわれる。

【０００６】先ず、マルチ・サブキャリア１６ＱＡＭ−
ＴＤＭ受信機の構成について説明すると、この受信機
は、図７に示すように、受信信号の入力する入力端子１
と、同期検波のためのキャリアを発生するシンセサイザ
３と、受信信号とシンセサイザ３の発生する同相キャリ
アとを乗算するアナログ乗算器２と、受信信号とシンセ
サイザ３の発生する直交キャリアとを乗算するアナログ
乗算器４と、各乗算器２、４の出力から高調波成分を除
く低域通過型フィルタ５、６と、フィルタ通過信号をデ
ジタル信号に変換するＡＤ変換器７、８と、デジタル変
換された１スロット分のデータを記憶するメモリ９、10
と、記憶されたデータをサブキャリア毎のデータに分離
すると共に記憶されたデータからシンボル・クロックを
再生するサブキャリア分離回路11と、データに含まれる
パイロット・シンボルの歪みを検出してパイロット・シ
ンボルの歪列のデータを出力するフェージング歪検出回
路12と、パイロット・シンボルの歪列を内挿補間して全
受信シンボルの推定歪列を発生するフェージング歪波形
推定回路13と、このフェージング推定歪を用いて受信シ
ンボルのフェージング歪を補償するフェージング歪補償
回路14と、フェージング歪の補償された受信シンボルを
多値デジタル・データに復号しシリアル／パラレル変換
して出力する復号及びシリアル／パラレル変換回路15
と、デジタル信号出力端子16とを備えている。

【０００７】この受信機の入力端子１から、４種類のサ
ブキャリアによって１６ＱＡＭ変調された４マルチ・サ
ブキャリア１６ＱＡＭ信号が入力する。

【０００８】この各サブキャリアの搬送するデータは、
１６ＱＡＭ変調によって得られたコンスタレーション
（図４）上の点を表わすＩ，Ｑシンボル・データであ
り、Ｉシンボル・データおよびＱシンボル・データのそ
れぞれは、位相をπ／２ずらした直交するサブキャリア
によって伝送される。このコンスタレーション上にある
１６の点の各々は、４ビットの送信データを表してお
り、図４の例では、Ｉ＝１，Ｑ＝１の点は送信データの
０１０１を、また、Ｉ＝３，Ｑ＝３の点は００００を表
示している。

【０００９】入力端子１に入力した信号は、二つに分岐
され、その一方には、シンセサイザ３の発生する同相キ
ャリアが、また、他方には、シンセサイザ３の発生する
直交キャリアが掛け合わされて、同期検波される。検波
されたデータは、フィルタ７、８によって高調波が除か
れ、デジタル信号に変換された後、１スロット分ずつメ
モリ９、10に記憶される。

【００１０】メモリ９、10に記憶されたＩ，Ｑシンボル
・データは、分離回路11によって、４種類のサブキャリ
ア毎のデータに分離される。この分離回路11から出力さ
れるＴＤＭフレームのフォーマットを図３に示してい
る。送信側では、フェージングの大きさを調べるための
パイロット・シンボルＰを、データ・シンボルＤの８シ
ンボル間隔毎に挿入してデータ伝送を行なっており、こ
のパイロット・シンボルＰが、分離回路11によって分離
された各サブキャリアのデータ配列の中に現れている。
このパイロット・シンボルには、送信・受信の双方で予
め取り決めたＩ，Ｑシンボル（例えばＩ＝３，Ｑ＝３）
が使われる。

【００１１】ところで、移動通信では、レーレーフェー
ジングと呼ばれる移動通信特有のフェージングが発生す
る。これは、建物による電波の反射等によって電波の受
けにくい空間と受けやすい空間とが交錯しながら分布し
ている中を移動しながら電波を受信するために生ずる現
象である。このレーレーフェージングの移動通信に与え
る影響は大きく、伝送信号は、このために周波数軸上で
のフラットなレベル変動を受ける。

【００１２】送信パイロット・シンボル（３，３）が伝
送路でレーレーフェージング歪（Ｉｆ，Ｑｆ）を受けた
場合、受信パイロット・シンボルの大きさは、式（１）
の複素乗算によって求めることができる。（３＋ｊ・３）×（Ｉｆ＋ｊ・Ｑｆ）＝３×（Ｉｆ−Ｑｆ）＋ｊ・３×（Ｉｆ＋Ｑｆ）（１）図５には、パイロット・シンボルがフェージング歪によ
ってレベル変動される様子を図示している。送信時に
は、サブキャリア１および４では、同じ時期にＩｃｈお
よびＱｃｈの双方に大きさ３のパイロット・シンボルが
８ビット毎に挿入され、また、サブキャリア２および３
では、サブキャリア１および４におけるパイロット・シ
ンボル挿入時期の中間で、ＩｃｈおよびＱｃｈの双方に
大きさ３のパイロット・シンボルが挿入されている
（ａ）。

【００１３】この信号が伝送の過程で、フェージングに
起因する伝送路歪（ｂ）を受けると、受信パイロット・
シンボルの大きさは、式（１）から、Ｉｃｈでは３×
（Ｉｆ−Ｑｆ）となり、また、Ｑｃｈでは３×（Ｉｆ＋
Ｑｆ）となる（ｃ）。

【００１４】一方、受信パイロット・シンボルの大きさ
（Ｉｒ，Ｑｒ）から、フェージング歪の大きさを求める
ときは、式（２）に示すように、受信パイロット・シン
ボルを送信パイロット・シンボルで複素除算する。（Ｉｒ＋ｊ・Ｑｒ）／（３＋ｊ・３）＝０．５×（Ｑｒ＋Ｉｒ）／３＋ｊ・０．５×（Ｑｒ−Ｉｒ）／３（２）図６では、パイロット・シンボルの挿入位置を異にする
サブキャリア１とサブキャリア２、および、サブキャリ
ア３とサブキャリア４を組合わせ、それらの受信パイロ
ット・シンボルの大きさからフェージング歪の波形の大
きさを算出した２系列のフェージング歪列（ｂ）を示し
ている。フェージング歪の大きさは、式（２）から、Ｉ
ｃｈでは０．５×（Ｑｒ＋Ｉｒ）／３として、また、Ｑ
ｃｈでは０．５×（Ｑｒ−Ｉｒ）／３として求められ
る。

【００１５】フェージング歪検出回路12は、分離回路11
で再生されたクロックと同期を取りながら、サブキャリ
ア毎のデータ配列中から受信パイロット・シンボルを検
出し、図６の手順に従って、サブキャリア１と２、およ
び、サブキャリア３と４とを組合わせ、それらの受信パ
イロット・シンボルの大きさからフェージング歪の大き
さを算出し、２系列のフェージング歪列の算出データを
出力する。

【００１６】フェージング歪波形推定回路13は、フェー
ジング歪検出回路12から入力した２系列のフェージング
歪列データの内挿補間を行なって各歪列の間のデータを
埋め、全受信シンボルの２系列のフェージング推定歪と
して出力する。

【００１７】フェージング歪補償回路14は、各サブキャ
リアの受信シンボルをフェージング歪波形推定回路13か
ら入力した対応するフェージング推定歪を用いて複素除
算し、各受信シンボルのフェージング歪を補償する。歪
の補償された受信シンボルは、復号およびパラレル／シ
リアル変換回路15で、図４のコンスタレーションに基づ
き、Ｉ，Ｑシンボルから４ビット・デジタル・データに
復号され、次いで、復号された各サブキャリアのデータ
がシリアル信号に変換されて、出力端子16から出力され
る。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、マルチ・サブ
キャリア１６ＱＡＭ−ＴＤＭ受信機に受信された信号に
は、受信機でのランダムな熱雑音による歪が加わるた
め、フェージング歪検出回路12では、フェージング歪と
この熱雑音歪とが重畳して加算されたパイロット・シン
ボルを用いてフェージング歪を検出していることにな
る。そのため、フェージング歪検出回路12の出力するフ
ェージング歪列の算出データは、熱雑音の影響を受けた
分だけ精度が低下し、それが、従来のフェージング歪補
償方式における歪補償の性能を落とす結果となってい
る。

【００１９】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、熱雑音による影響を極力除くことによっ
て、フェージング歪補償の性能を高めたフェージング歪
補償方式を提供することを目的としている。

【００２０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、複
数のサブキャリアを用いて伝送する送信データ中にパイ
ロット・シンボルを挿入し、これを受信した側で、パイ
ロット・シンボルの歪に基づいてフェージング歪量を算
出し、この歪量に応じた受信データの歪補償を行なうフ
ェージング歪補償方式において、２以上のサブキャリア
によって伝送される送信データ中にパイロット・シンボ
ルを同一時期に挿入し、受信側で、この同一時期に挿入
されたパイロット・シンボルの加算値を用いて、フェー
ジング歪量の算出を行なうようにしている。

【００２１】

【作用】そのため、信号の加算値を使用して歪量の算出
が行なわれるので、算出結果に及ぼす雑音の影響が減
り、フェージング歪補償の性能の低下が抑えられる。

【００２２】

【実施例】本発明のフェージング歪補償方式を実施する
マルチ・サブキャリア１６ＱＡＭ−ＴＤＭ受信機の構成
は、図１に示す通りであり、構成ブロックに関しては、
従来のもの（図７）と変わりがない。

【００２３】本発明のフェージング歪補償方式では、フ
ェージング歪検出回路12で行なわれるフェージング歪量
の算出において、同時刻に受信したパイロット・シンボ
ルを加算してその大きさを平均する点に特徴がある。そ
の結果、フェージング歪検出回路12から出力されるフェ
ージング歪列の算出データは、１系列分となり、それに
伴ない、フェージング歪波形推定回路13の出力するフェ
ージング推定歪も１系列となる。この点が従来の構成
（図７）と相違している。

【００２４】本発明のように、方向性の同じ信号を加算
した場合には、信号に含まれるランダム雑音成分の比率
が減少する。これは、本来の信号成分は、方向性が同じ
であるため加算すると２倍の大きさに増えるが、ランダ
ム雑音成分は、方向性が一致しないため、加算しても大
きさが２倍にならないからである。統計的には、和の数
が１増える毎にランダム雑音が３dB軽減することが知ら
れている。

【００２５】本発明のフェージング歪補償方式では、送
信時、サブキャリア上に一定間隔で挿入するパイロット
・シンボルの挿入時刻を、複数のサブキャリアにおいて
一致させる。

【００２６】パイロット・シンボル（３，３）の挿入さ
れた４マルチ・サブキャリア１６ＱＡＭ信号は、受信機
の入力端子１から入力し、同期検波され、高調波が除か
れ、デジタル信号に変換された後、１スロット分ずつメ
モリ９、10に記憶され、次いで、分離回路11によって、
４種類のサブキャリア毎のデータに分離される。

【００２７】分離されたサブキャリア毎のデータに含ま
れる受信パイロット・シンボルを図２（ａ）に示してい
る。サブキャリア１とサブキャリア４のパイロット・シ
ンボルおよびサブキャリア２とサブキャリア３のパイロ
ット・シンボルは、それぞれ送信側が同一時期に挿入し
たものであり、また、サブキャリア２と３のパイロット
・シンボルは、サブキャリア１と４へのパイロット・シ
ンボルの挿入時期の中間において挿入されている。

【００２８】フェージング歪検出回路12では、分離回路
11で再生されたクロックと同期を取りながら、全てのサ
ブキャリアのデータ配列中から受信パイロット・シンボ
ルを取り出し、それらを一つに組み合わせると共に、同
時刻に挿入された受信パイロット・シンボルをＩｃｈ、
Ｑｃｈ別に加算し、さらに、加算値をサブキャリア数の
２で除算して平均を求める（図２(ｂ)）。次いで、この
平均値（Ｉrc，Ｑrc）を基に、式（３）によってフェー
ジング歪量を算出する。（Ｉrc＋ｊ・Ｑrc）／（３＋ｊ・３）＝０．５×（Ｑrc＋Ｉrc）／３＋ｊ・０．５×（Ｑrc−Ｉrc）／３（３）この式（３）から、Ｉｃｈのフェージング歪量は０．５
×（Ｑrc＋Ｉrc）／３として、また、Ｑｃｈのフェージ
ング歪量は０．５×（Ｑrc−Ｉrc）／３として求められ
る。

【００２９】フェージング歪検出回路12は、こうして求
めた１系列のフェージング歪列の算出データ（図２
(ｃ)）を出力する。

【００３０】フェージング歪波形推定回路13は、フェー
ジング歪検出回路12から入力した１系列のフェージング
歪列データの内挿補間を行ない、全受信シンボルのフェ
ージング推定歪として出力する。

【００３１】フェージング歪補償回路14は、受信シンボ
ルをフェージング歪波形推定回路13から入力したフェー
ジング推定歪で複素除算することにより、受信シンボル
のフェージング歪を補償する。歪の補償された受信シン
ボルは、復号およびパラレル／シリアル変換回路15で、
４ビット・デジタル・データに復号され、シリアル信号
に変換されて、出力端子16から出力される。

【００３２】このように、本発明のフェージング歪補償
方式では、フェージング歪の算出に当たり、受信パイロ
ット・シンボルを加算平均することにより雑音成分から
受ける影響を抑えている。そのため、熱雑音に起因する
フェージング歪補償性能の低下が少なくなる。

【００３３】なお、サブキャリア１と４またはサブキャ
リア２と３に同一時期に挿入されるパイロット・シンボ
ルが、それぞれ異なる種類のシンボルであるときは、受
信パイロット・シンボルの加算に当たって重み付けを行
なったり、受信パイロット・シンボルの加算結果を送信
パイロット・シンボルの加算結果で複素除算することに
より、同じように処理することができる。

【００３４】

【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明のフェージング歪補償方式では、雑音による
フェージング歪補償性能の低下を抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のフェージング歪補償方式を実施する受
信装置の一例を示すブロック図、

【図２】本発明の方式において、受信シンボル（ａ）、
シンボル加算値（ｂ）および歪推定波形（ｃ）の関係を
示す説明図、

【図３】マルチ・サブキャリアを用いたＴＤＭ伝送のフ
レーム・フォーマット、

【図４】１６ＱＡＭシンボルのコンスタレーション図、

【図５】デジタル伝送における送信データ（ａ）と、伝
送歪（ｂ）と、受信シンボル（ｃ）との関係を示す説明
図、

【図６】従来のフェージング歪補償方式の下での受信シ
ンボル（ａ）と、歪推定波形（ｂ）との関係を示す説明
図、

【図７】従来のフェージング歪補償方式の実施に使用さ
れる受信装置の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１入力端子２、４乗算器３シンセサイザ５、６低域通過型フィルタ７、８ＡＤ変換器９、10 メモリ 11 サブキャリア分離回路 12 フェージング歪検出回路 13 フェージング歪波形推定回路 14 フェージング歪補償回路 15 復号及びパラレル／シリアル変換回路 16 出力端子

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のサブキャリアを用いて伝送する送
信データ中にパイロット・シンボルを挿入し、これを受
信した側で、前記パイロット・シンボルの歪に基づいて
フェージング歪量を算出し、該歪量に応じた受信データ
の歪補償を行なうフェージング歪補償方式において、２以上の前記サブキャリアによって伝送される送信デー
タ中にパイロット・シンボルを同一時期に挿入し、受信
側で、前記同一時期に挿入されたパイロット・シンボル
の加算値を用いて前記フェージング歪量の算出を行なう
ことを特徴とするフェージング歪補償方式。