CN109861940B

CN109861940B - 一种宽带信号iq不平衡盲估计及预补偿方法

Info

Publication number: CN109861940B
Application number: CN201811642168.7A
Authority: CN
Inventors: 吴道龙; 王瑜; 迟凯; 茅迪; 徐媛媛; 李晓冬
Original assignee: CETC 20 Research Institute
Current assignee: CETC 20 Research Institute
Priority date: 2018-12-29
Filing date: 2018-12-29
Publication date: 2021-09-07
Anticipated expiration: 2038-12-29
Also published as: CN109861940A

Abstract

本发明提供了一种宽带信号IQ不平衡盲估计及预补偿方法，计算宽带信号滤波器洗漱对应的频率，计算平均值，求直流分量，分别用I路数字信号和Q路数字信号减去其直流分量，获得新的I路数字信号和Q路数字信号，分别进行傅里叶变换，并计算每个频点对应的幅度和每个频点信号的幅度IQ不平衡度，将复信号进行傅里叶变换，并计算每个频点正频分量和镜频分量的功率比，分别计算频点处的相位不平衡度，计算校准滤波器B的第m个频率响应系数，构造数字滤波器，并做逆傅里叶变换，最后得到补偿后的Q路滤波器。本发明解决了传统的IQ不平衡补偿只能针对窄带信号的问题，采用IQ不平衡盲估计方法，不会降低系统的传输速率。

Description

一种宽带信号IQ不平衡盲估计及预补偿方法

技术领域

本发明涉及一种IQ不平衡度估计补偿方法，用于无线通信宽带数字信号处理。

背景技术

由于模拟器件性能的局限性，无线通信接收机正交下变频部分的IQ两路并不一定是正好90°的相移。另外，IQ支路的幅度增益也不是完全相同的，从而产生了IQ不平衡。IQ支路中的低通滤波器、数模转换器和放大器也不是完全一致的，也会引起IQ不平衡。IQ不平衡会引起接收信号星座图的旋转，从而导致解调误比特率增高，通信质量下降。

比较容易想到的抑制IQ不平衡的方法是从硬件出发，如采用更高性能的模拟器件(滤波器、放大器，模数数模转换器)。虽然高性能的模拟器件可以抑制部分IQ不平衡的影响，但是高性能的模拟器件一般体积更大，成本更高，相应地将会提高移动收发设备的功耗和价格。因此，通过数字信号处理手段在数字域对IQ不平衡进行抑制和补偿是更经济有效的方式。传统的IQ不平衡估计方法通过发送训练序列的方式实现信号的IQ不平衡估计和补充，但是发送训练序列会带来通信速率下降。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种通过接收信号进行IQ不平衡盲估计的方法，能够准确估计系统IQ不平衡度并进行补偿，提升宽带无线系统传输性能。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

步骤1，依据滤波器长度和系统采样频率f_s，计算出宽带信号滤波器系数对应的频率f_m，发送宽带信号，获得接收的数字信号I和Q；

步骤2，分别对I路数字信号和Q路数字信号计算平均值，求出I路和Q路信号的直流分量

和

其中，L为符号采样率n的整数倍，即L＝n×N_sym，N_sym是统计的符号个数；

步骤3，分别用I路数字信号和Q路数字信号减去其直流分量，获得新的I路数字信号和Q路数字信号；

步骤4，分别对I路信号和Q路信号进行傅里叶变换，并分别计算I路和Q路每个频点对应的幅度；

步骤5，计算每个频点信号的幅度IQ不平衡度，频点f_m的幅度IQ不平衡度

其中，Q_F(f_m)和I_F(f_m)分别代表Q路信号和I路信号经过傅里叶变换后，频点f_m对应的幅度；

步骤6，将I路信号和Q路信号组成复信号C＝I+j*Q，对其进行傅里叶变换，并计算每个频点正频分量和镜频分量的功率比Vir_m，频点f_m的正频分量和镜频分量的功率比

其中，C_F(f_m)和C_F(-f_m)分别代表I路信号和Q路信号组成的复信号经过傅里叶变换后，频点f_m和-f_m对应的幅度；

步骤7，分别计算频点f_m处I路信号和Q路信号的相位不平衡度

其中，arcos(x)表示反余弦函数；

步骤8，计算I路校准滤波器B的第m个频率响应系数

Q路校准滤波器C的第m个频率响应系数

步骤9，构造数字滤波器B_F和C_F，其中B_F与频率f_m对应的补偿系数为b_m，其余为1，C_F与频率f_m对应的补偿系数为c_m，其余为1；

步骤10，对B_F与C_F做逆傅里叶变换并取实部得到IQ不平衡补偿滤波器B和C；

步骤11，将接收到的I路信号减去I_ave去掉I路直流分量，将接收到的Q路信号减去Q_ave去掉Q路的直流分量；将I路信号直接输出作为补偿后的I路信号；将I路信号经过滤波器B后与经过滤波器C的Q路信号相加作为补偿后的Q路滤波器。

本发明的有益效果是：

1)本发明通过设计IQ校准滤波器实现对宽带信号不同频点的IQ不平衡预补偿，解决了传统的IQ不平衡补偿只能针对窄带信号的问题。

2)本发明采用IQ不平衡盲估计方法，IQ不平衡度估计时不需要知道信号序列特征。

3)本发明采用预补偿的方法，在系统工作中不需要发送训练序列，因此不会降低系统的传输速率。

附图说明

图1是本发明的IQ不平衡补偿方法示意图；

图2是本发明中各频点IQ不平衡补偿系数b_m和c_m估计算法流程图；

图3是本发明中I路信号补偿滤波器B设计流程图；

图4是本发明中Q路信号补偿滤波器C设计流程图；

图5是本发明实施例1中接收信号频谱图；

图6是本发明实施例1中经过本发明补偿后后信号的频谱图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。

本发明面向无线通信系统中宽带信号的同向分量(I)和正交分量(Q)非正交引起的星座图旋转，传输质量恶化问题，提供一种根据接收信号进行IQ不平衡度估计并进行预补偿的方法。

本发明在保证I路信号输出不变的情况下，通过给I路信号增加补偿滤波器B并与通过Q路补偿滤波器C的Q路信号相加，调整Q路信号的幅度和角度，达到IQ不平衡补偿的目的。实现本发明目的的核心技术为确定补偿滤波器B和C的各项系数，包括以下步骤：

步骤1，依据滤波器长度和系统采样频率f_s，计算出宽带信号滤波器系数对应的频率f_m，发送宽带信号，获得接收的数字信号I和Q。

步骤2，分别对I路数字信号和Q路数字信号计算平均值，求出I路和Q路信号的直流分量。I路数字信号和Q路数字信号的直流分量按照以下公式计算

其中I，Q分别表示I路和Q路数字采样信号，为长度为L的向量。L应为符号采样率n的整数倍，即L＝n×N_sym，N_sym是统计的符号个数。实际中N_sym＞20即可获得准确的估计结果。I_ave是I路信号的直流分量，Q_ave是Q路信号的直流分量。转到步骤3。

步骤3，分别用I路数字信号和Q路数字信号减去其直流分量，获得新的I路数字信号和Q路数字信号。转到步骤4。

步骤4，分别对I路信号和Q路信号进行傅里叶变换，并分别计算I路和Q路每个频点对应的幅度。转到步骤5。

步骤5，计算每个频点信号的幅度IQ不平衡度，频点f_m的幅度IQ不平衡度按照以下公式计算。

其中，α_m是频点f_m相对于I路信号，Q路信号的幅度不平衡度。Q_F(f_m)和I_F(f_m)分别代表Q路信号和I路信号经过傅里叶变换后，频点f_m对应的幅度。转到步骤6。

步骤6，将I路信号和Q路信号组成复信号C＝I+j*Q，对其进行傅里叶变换，并计算每个频点正频分量和镜频分量的功率比Vir_m，频点f_m的正频分量和镜频分量的功率比按照以下公式计算。

其中，Vir_m是频点f_m正频分量和镜频分量的功率比。C_F(f_m)和C_F(-f_m)分别代表I路信号和Q路信号组成的复信号经过傅里叶变换后，频点f_m和-f_m对应的幅度。转到步骤7。

步骤7，分别计算频点f_m处I路信号和Q路信号的相位不平衡度

相位不平衡度

按照以下公式计算

其中，

是频点f_m的I路信号和Q路信号的相位不平衡度。arcos(x)表示反余弦函数。转到步骤8。

步骤8，计算Q路信号补偿系数b_m和c_m，其中b_m和c_m按照以下公式计算

其中，b_m是I路校准滤波器B的第m个频率响应系数，c_m是Q路校准滤波器C的第m个频率响应系数，tan(x)是正切函数，cos(x)是余弦函数。转到步骤9。

步骤9，构造数字滤波器B_F和C_F，其中B_F与频率f_m对应的补偿系数为b_m，其余为1，C_F与频率f_m对应的补偿系数为c_m，其余为1。转到步骤10。

步骤10，对B_F与C_F做逆傅里叶变换并取实部得到IQ不平衡补偿滤波器B和C。转到步骤11。

步骤11，将接收到的I路信号减去I_ave去掉I路直流分量，将接收到的Q路信号减去Q_ave去掉Q路的直流分量。将I路信号直接输出作为补偿后的I路信号。将I路信号经过滤波器B后与经过滤波器C的Q路信号相加作为补偿后的Q路滤波器。

本发明采用在设备使用之前测量滤波器频点的IQ不平衡度，预先补偿滤波器系数的方法对宽带信号进行IQ不平衡补偿。通过IQ不平衡的补偿，弥补系统本振泄露、器件不完备性带来的直流分量和星座图旋转，传输不可靠问题。

本实施例通过一个双频点IQ不平衡的盲估计与补偿滤波器设计说明本发明的实施过程。

1.仿真场景

发送端信号带宽为1.28MHz，接收机将其下变频到1.28～2.56MHz，基带符号采样率为4倍采样，采样频率10.24MHz，1.28MHz频点直流分量为0.1，IQ幅度不平衡度为1.1，相位不平衡度为0.3491；2.56MHz频点直流分量为-0.2，IQ幅度不平衡度为0.8，相位不平衡度为0.1396。接收端根据接收到的信号估计出直流分量和IQ不平衡度，并设计出滤波器对信号进行补偿，消除接收信号中的直流分量和镜频分量。

2.仿真具体实现

本法是一种宽带IQ不平衡盲估计与预补偿技术，仿真包括如下步骤：

步骤1，拟设计数字补偿滤波器长度为33，第33位对应采样频率10.24MHz，根据有限长单位冲击响应数字滤波器设计方法，频率1.28MHz和2.56MHz分别对应滤波器的第5位和第9位。发送端在1.28MHz和2.56MHz上发送单音信号，1.28MHz频点直流分量为0.1，IQ幅度不平衡度为1.1，相位不平衡度为0.3491；2.56MHz频点直流分量为-0.2，IQ幅度不平衡度为0.8，相位不平衡度为0.1396。仿真中统计40个符号，采用4倍符号采样率，接收端采样频率10.24MHz，故接收到I路和Q路的数字信号长度为L＝160。接收到的I路信号为I＝[0.81，-0.9，-0.61，0.1，…]，Q＝[1.79，0.92，-0.33，-0.26，…]。转到步骤2。

步骤2，依据式(1)和式(2)分别计算I路和Q路的直流分量，计算得I_ave＝0.1，Q_ave＝-0.2。转到步骤3。

步骤3，对I路信号和Q路信号减去其直流分量，获得新的I路信号和Q路信号为I＝[0.71，-1，-0.71，0，…]，Q＝[1.79，1.15，-0.33，-0.49，…]。转到步骤4。

步骤4，分别对I路信号和Q路信号做傅里叶变换，仿真中是进行256点的FFT，并计算出频率1.28MHz对应为第33根谱线，频率2.56MHz对应为第65根谱线，分别得到I路和Q路在两个频点上的幅度为I_F(1.28)＝0.6250，I_F(2.56)＝0.6250，Q_F(1.28)＝0.6875，Q_F(2.56)＝0.5。转到步骤5。

步骤5，根据步骤4计算出的结果，依据式(3)计算出α_1.28＝1.1，α_2.56＝0.8。转到步骤6。

步骤6，将I路信号和Q路信号组成复信号C＝[0.71+1.79j，-1+1.15j，-0.71-0.33j，0-0.49j，…]，并对C进行傅里叶变换，结果如图5所示，可以看出信号中既包含了直流分量也包含了镜频分量。依据(4)式计算出Vir_1.28＝29.98，Vir_2.56＝58.0235。转到步骤7。

步骤7，根据步骤5和步骤6计算出的结果，依据式(5)计算出

准到步骤8。

步骤8，依据步骤5和步骤7计算出的结果，根据式(6)和(7)计算出b_1.28＝0.3640，b_2.56＝0.1405，c_1.28＝0.9674，c_2.56＝1.2623。转到步骤9。

步骤9，构造长度为33的数字滤波器B_F和C_F，初始化滤波器所有值为1，由于第一个系数对应0频系数，采样频率为10.24MHz，则1.28MHz和2.56MHz分别对应低5个系数和第9个系数，考虑到数字滤波器的对称性，将B_F的第5和30位替换为b_1.28，第9和26位替换为b_2.56。同样的，将C_F的第5和30位替换为c_1.28，第9和26位替换为c_2.56。转到步骤10。

步骤11，依据图1对信号进行处理，将接收到的I路信号减去I_ave去掉I路直流分量，将接收到的Q路信号减去Q_ave去掉Q路的直流分量。将I路信号直接输出作为补偿后的I路信号。将I路信号经过滤波器B后与经过滤波器C的Q路信号相加作为补偿后的Q路滤波器。补偿后信号的傅里叶变换如图6所示，通过预补偿去掉了直流分量和镜频分量。

Claims

1.一种宽带信号IQ不平衡盲估计及预补偿方法，其特征在于包括下述步骤：

和

其中，I_i和Q_i分别为第i个采样的直流分量和正交分量幅值，1≤i≤L，L为符号采样率n的整数倍，即L＝n×N_sym，N_sym是统计的符号个数；

步骤7，分别计算频点f_m处I路信号和Q路信号的相位不平衡度

其中，arcos(x)表示反余弦函数；

步骤8，计算I路校准滤波器B的第m个频率响应系数

Q路校准滤波器C的第m个频率响应系数