TW201724818A

TW201724818A - 於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法

Info

Publication number: TW201724818A
Application number: TW104143623A
Authority: TW
Inventors: 鄧俊宏; 張崇威; 黃正光; 黃勝陽; 張成億
Original assignee: 元智大學
Priority date: 2015-12-24
Filing date: 2015-12-24
Publication date: 2017-07-01
Also published as: TWI603603B

Abstract

本發明係為一種於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其建立一具有射頻不完美之聯合訊號模型後；接收一接收訊號，以根據聯合訊號模型對接收訊號中之載波頻率偏移進行初始載波頻率偏移估測，藉此估算載波頻率偏移之參數，並對接收訊號進行補償；接著對接收訊號進行聯合直流偏移、多路徑通道估測與不平衡訊號進行估測，並補償接收訊號，且取得不平衡訊號之不平衡參數以及不平衡參數方程式；最後回傳不平衡參數方程式，以根據不平衡參數方程式補償接收訊號後產生一補償訊號。本發明可根據先前所產生的參數，預先於發射端對接收訊號做預補償，以發出一個較完美的訊號。

Description

於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法

本發明係為有關一種解決射頻訊號不完美的估測補償技術，特別是指一種能於發射前對訊號預先作補償，以降低IQ不平衡、濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道以及載波頻率偏移等訊號不完美之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法。

在高速率通訊系統的時代，實現低成本、低功耗和追求小巧的外型為現今收發機架構設計的主要考量因素，如無線網路技術（IEEE802.11a/g）、寬頻碼分多址（Wideband Code Division Multiple Access，WCDMA）、全球微波接入互操作性（Worldwide Interoperability for Microwave Access，WiMAX）與技術長期演進（Long Term Evolution，LTE）。

其中長期演進技術（Long Term Evolution，LTE）係為第三代合作夥伴計畫（3GPP），其係繼HSPA（High Speed Packet Access）技術後，持續改進之無線存取技術標準，能提供更好的傳輸效能，且LTE可用來提高無線網路的傳輸容量和傳輸速率，以支援更強大的無線通訊之需求。

但在LTE傳輸系統中，在傳送端之數位類比轉換/射頻（DAC/RF）裝置中，射頻前端會有額外的射頻損傷（RF impairments）發生，例如產生IQ不平衡（In-phase / Quadrature-phase imbalance）、整形濾波器不平衡（shaping filter imbalance）和直流偏移等的問題。詳言之，在發射端時，數位訊號轉換到基頻訊號時，將其分為I/Q二路分別經過本地震盪器（LO）相乘再將訊號載至射頻以天線發送出去；同理，接收端接收到訊號時則反向轉換訊號並解調。然而，發射端與接收端產生弦波的震盪器通常不會完全的匹配，不論是振幅大小、相位差異或震盪頻率等都有可能存在誤差，當該振幅上的大小不一致時稱為振幅不平衡，且相位未呈現完美正交時，即稱為相位不平衡，而這二種不平衡即可合稱為IQ不平衡。另一方面，為了限制頻寬，收發器必須以脈波整形濾波器來減少訊號頻寬，來符合系統頻寬限制，並減少符號間干擾（Inter-symbol Interference，ISI），為此目前則使用尼奎斯特濾波器（Nyquist filter）和平方根升餘弦（square-root-raise-cosine，SRRC）來整形發射端或接收端的傳送訊號，當發射端與接收端採用不同整形濾波器將會使得發射端與接收端之間會存在有整形濾波器不平衡之問題。再者，為了降低成本而使用較便宜的直接轉換架構，使其在上轉換過程中，部分的本地震盪器功率洩漏至RF訊號，並混合至傳送訊號，導致在傳送端產生IQ直流偏移之缺陷影響。

再者，由於室內或室外環境的折射、繞射或散射，多通道傳播通常會發生在無線通訊系統中，接收端在不同延遲時間接收到二個或多個不同路徑的訊號，此亦會導致符號間干擾，並導致性能降低。另外，在發射端與接收端之間的射頻模組升降頻轉換時，由於振盪器的不完全同步將導致頻率偏移，且因高速移動產生的都卜勒頻移亦會導致載波頻率偏移，而在採取單載波分頻多工存取與正交分頻多工存取技術之系統中，載波頻率偏移影響甚鉅，不但會干擾無線通訊系統的傳輸，亦會導致載波間干擾（Inter-carrier Interference，ICI）。

因此，直接轉換架構已被廣泛的用在模擬電路。儘管如此，廉價的組件會導致嚴重的射頻（radio-frequency）影響，如IQ不平衡、IQ直流偏移和載波頻率偏移等，這些影響會降低系統的性能。目前雖具有技術可在接收端中對訊號做補償，但卻因此增加了接收端的工作量，若能在結構較完整的發射端預先對訊號做補償，使發射端一開始就發出一個較完美的訊號，即可有效減少接收端的負擔，並能增加訊號的傳輸效率。

有鑑於此，本發明遂針對上述習知技術之缺失，提出一種於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，以有效克服上述之該等問題。

本發明之主要目的係在提供一種於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其係可將先前於接收端對訊號補償的參數回傳給發射端，使發射端根據對訊號補償的參數，預先對接收訊號做預補償，以產生一個較完美的接收訊號給接收端，能避免接收端再次透過繁複的步驟處理接收訊號，可降低接收端的負擔。

本發明之另一目的係在提供一種於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其係進行訊號不平衡之聯合估測與補償，以便於LTE下鏈傳輸系統中解決IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等之問題，去除直接轉換收發器產生的IQ不匹配的影響，進而於LTE下鏈傳輸系統中有效達到估測補償射頻訊號不匹配之功效者。

為達上述之目的，本發明提供一種於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，步驟包括一種於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其步驟包括建立一具有射頻不完美之聯合訊號模型；接著接收一接收訊號，以根據聯合訊號模型對接收訊號中之載波頻率偏移進行初始載波頻率偏移估測，以估算載波頻率偏移之參數，並對接收訊號進行補償；再來對接收訊號進行聯合直流偏移、多路徑通道估測與不平衡訊號進行估測，並補償接收訊號，且取得不平衡訊號之不平衡參數以及不平衡參數方程式；最後，回傳不平衡參數方程式，以根據不平衡參數方程式補償接收訊號後產生一補償訊號。

其中不平衡參數方程式係表示為，與係為補償後的接收訊號，係為估算之訊號不平衡矩陣，與係為接收訊號。

其中可根據不平衡參數方程式補償接收訊號，產生補償訊號之步驟係可於時域上做預補償處理，將接收訊號帶入不平衡參數方程式進行汙化，如下所示：其中與係為補償訊號；與係為接收訊號；係估算之訊號不平衡矩陣；與係直流偏移的數值；及為矩陣。

除了可於時域上作預補償處理之外，更可於頻域上做預補償處理，其係先將接收訊號與使用傅立葉轉換為頻域與帶入不平衡參數方程式中進行汙化，如下所示：係經傅立葉轉換後的估算之訊號不平衡矩陣；及與為補償訊號。

底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。

請參照第一圖，其係應用於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法之系統架構，如圖所示，在發射端1，解調資料首先會依序經過串列轉並列單元11、子載波映射（subcarrier mapping）單元12到離散傅立葉反轉換（IDFT）單元13，接著再利用加入循環字首單元14加入循環字首（CP），並利用並列轉串列單元15將並列訊號轉換為串列訊號後，最後經由數位類比轉換/射頻發射單元17之轉換暨發射訊號至外部，經由通道3之傳輸後，無線傳送至接收端2。接收端2接收到接收訊號後，接收訊號會依序經過射頻發射/類比數位轉換單元21、封包偵測單元22而到串列轉並列單元23將串列訊號轉換為並列訊號，再到去循環字首單元24移除循環字首後，傳送至離散傅立葉轉換單元25後，到等化器26，在等化器26中會對射頻不完美因子進行估測與補償，最後經子載波解映射單元27、並列轉串列單元28而輸出解調變資料。然而，在發射端1與接收端2之間因數位類比轉換的過程中，會有IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等問題的產生，因此這些問題將在接收端2中等化器26內進行聯合估測與補償，並可取得估測與補償的參數。之後將再接收端2估測與補償的參數回傳至發射端1中的預補償單元16中，預補償單元16再根據參數直接對接收訊號進行補償，以生一個較完美的補償訊號，傳遞給接收端2，使接收端不需再重複補償訊號，增加接收端2的負擔。

說明完本發明所應用之系統架構後，接續說明本發明之步驟流程，本發明於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法之整體流程圖請參閱第二圖所示。如第一圖與第二圖所示，首先如步驟S10，建立一個具有射頻不完美之聯合訊號模型。發射端1發射接收訊號給接收端2，其中接收訊號係包含了載波頻率偏移、直流偏移、多路徑通道以及IQ不平衡與整形濾波器不平衡之不完美訊號等問題。在接收端2收到接收訊號後，如步驟S12所示，接收端2會根據聯合訊號模型，使用解調參考訊號（PSS）訓練碼序列對接收訊號中之載波頻率偏移進行初始載波頻率偏移估測，以估算此載波頻率偏移之參數，並對接收訊號進行補償。先補償載波頻率偏移之後，即如步驟S14所示，使用訓練碼序列對已補償載波頻率偏移之接收訊號的初始相位進行估測與補償。接著，如步驟S16，使用訓練碼序列對聯合訊號模型繼續進行直流偏移、多路徑通道、不平衡訊號進行聯合估測，且取得不平衡訊號之不平衡參數以及不平衡參數方程式，其中不平衡訊號包含IQ不平衡與整形濾波器不平衡。

接著進入步驟S18，回傳不平衡參數方程式至發射端1，使發射端1根據不平衡參數方程式，補償接收訊號後產生一補償訊號，並直接傳輸補償訊號至接收端2，使接收端2可接收到一個較完美的訊號，避免接收端2對訊號做較複雜的處理，可降低接收端2的負擔。

在產生補償訊號之後接收端2可直接使用補償訊號，但為了使補償訊號更加完美，接收端2可再進入步驟S20，進行判斷誤差向量振幅（Error Vector Magnitude，EVM）是否收斂，若是係進行下一步驟S24；若否，則使用直接決策訊號（Decision-directed symbols）進行如步驟S22所示之迭代載波頻率偏移估測與補償，完成後並回到步驟S14中繼續重複進行前述步驟，以針對射頻不完美因子再做進一步之估測與補償，直至誤差向量振幅收斂為止。在步驟S20中若誤差向量振幅為收斂者係繼續步驟S24，根據不平衡參數，包含IQ不平衡參數與濾波器不平衡參數，估算聯合訊號模型中之增益不匹配參數與相位不匹配參數，且IQ不平衡之振幅不平衡與相位不平衡亦可在此步驟中求得，皆由再次對訊號做補償，使訊號更佳完美。進行上述之步驟能同時完整於LTE下鏈傳輸系統中解決IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等之問題之外，並且能夠直接對不完美的訊號進行預補償的動作，使發射端1直接發出一個較完美的訊號，以降低接收端2的負擔。

接下來詳細說明上述步驟於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法之演算過程，首先說明步驟S12至步驟S14的載波頻率偏移（CFO）的估測與補償，假設完美同步，在同步與縮減取樣後，接受訊號可表示成：(1) 其中表示直流偏移的數值，為都是1的矩陣，但由於係數與為IQ不平衡的影響，其數學式為(2) 然而，和為包含整形濾波器不平衡係數和的影響，代表實部，代表虛部。(3) 除了IQ不平衡的影響又因有CFO的影響，因此接受訊號 (4)(5)(6)(7) 其中代表初始相位，是正規化CFO，例如：，和分別為和各自乘以，N為解調參考訊號之區塊尺寸，G為循環字首（CP）的長度，n=0,....,N-1。

且CFO的補償分為兩部分，首先，將會估計出初始的小數CFO，接著再利用鄰近相同的PSS訓練碼序列的相關性求出小數CFO，用表示(8)(9) 其中是非時變通道之相關的通道響應，N 是PSS的區塊（Block）大小，是CP長度，是符號（symbol）數量，是第n 個符號（symbol）的第m 個取樣點。估測得到的小數CFO()可利用來補償接收訊號(10)是接收訊號包含整數CFO()，而在補償小數CFO後，可表示成。接收訊號移除小數CFO可重寫成：(11) 其中、。

第二部分為CFO整數部分，利用PSS訓練碼序列估計整數CFO，接收訊號可表示成：(12) 其中代表都是向量1的迴旋矩陣，是由訓練碼序列組成的迴旋矩陣，矩陣大小是N L +1，為CFO區域的整數CFO候選(13)(14) 其中表示如下式：(15)(16)

代表最大CFO的數值。在方程式(15)中，是可知道的因為，，已知；因此，即可獲得整數CFO()數值。接著，利用頻域估算方法來移除IQ直流偏移，如同前述，已知的整數CFO數值。利用下列方程式(17)獲得後置快速傅立葉轉換（post-FFT）接收訊號：(17) 其中是單位矩陣，而表示成：(18) 其中，為第一行向量且帶有CFO影響的IQ直流偏移，是方陣，其僅具有第一行向量為非零，其他行則為零，可被移除代表IQ直流偏移帶有CFO的影響亦可被移除。

後置快速傅立葉轉換後的接收資料藉由乘以矩陣去移除第一行向量，這一行向量是包含有第個整數CFO影響的IQ直流偏移。(19) 其中，(20)(21)(22)(23) 其中是都為0且大小是的矩陣，這表示在方程式(22)的IQ直流偏移影響已經被消除掉了，是事先決定的整數CFO數值候選；因此，可以事先獲得，因為CFO對IQ直流偏移的影響也會轉移到另一個子載波，所以可以監測兩個最大值得位置，然後，建立blocking matrix消除IQ直流偏移的影響，這對於尋找整數CFO是有助益的；而矩陣要依據的最大指標來選取，如下有矩陣的討論：(24) 用於開始的最大二個子載波，或(25) 用於最後的最大二個子載波，或(26) 其係用於開始和最後的最大二個子載波。再者，基於在第個整數CFO移除的IQ直流偏移，可表示如下：(27)(28)(29) 其中是複數訓練碼矩陣，亦可以用表示。然而，可藉由最少平方（Least Square ,LS）方法估測得到(30) 接續，把得到的代入 (31) 為了找出正確的（例如：），可利用最小誤差距離（minimization of the error distance）在後置快速傅立葉轉換後的接收訊號與映射訊號。(32) 因此，整數CFO可以透過尋找下列函數的最大值來決定(33) 其中是原始接收訊號包含有小數CFO如方程式(12)，是包含有消除IQ直流偏移性質的轉置矩陣，是訓練碼矩陣。

再者，本發明更提出其他方法來進行CFO整數搜尋，其係以歸零直流分量和搜尋IQ直流偏移剩餘功率之投射來找到整數CFO，方程式(32)即可從上述所提之方法推導整數CFO。(34) 其中表示第m個元素是1，m是IQ直流偏移子載波指標因為所需要的元件被整數CFO移位。因為候選的整數CFO事先可被得知，因此，指標m 可藉由最大的IQ直流偏移向量元件而事先求得，如果CFO沒有完美地估測，良好的載波頻率偏移（Fine CFO）和其他不完美地參數可以藉由部分直接決策訊號（partial decision-directedsymbol）計算，Fine CFO的估測如下：(35)(36)表示相關塊符號的大小（size of correlation block symbol），是相關的通道響應，，代表殘存的CFO。(37)是重建的直接決策訊號（decision-directed symbols）。

接著詳細說明步驟S16中直流偏移、多路徑通道估測的估計與補償，聯合模型從前述消除掉CFO的影響後，其餘的射頻問題中仍包含IQ不平衡、整形濾波器不平衡及IQ直流偏移的影響，表示如下：(38) 其中和如前方程式(2)所描述，表示IQ直流偏移的數值，為都是1的矩陣。然而，和為包含整形濾波器不平衡係數，因為這些問題是聯合模型，這個估測方法可以藉由上述中所提到的演算法來進行估測與補償，這些問題可從解調參考訊號（PSS）估測出來，而接收訊號可藉由迴旋矩陣表示：(39) 其中代表都是向量1的迴旋矩陣，是由訓練碼序列組成的迴旋矩陣，矩陣大小是N L +1。(40) 為了去除頻域的IQ直流偏移，經過後置快速傅立葉轉換（post-FFT）的接收訊號可表示成：(41) 其中是單位矩陣，(42)是一個對角矩陣只包含一個特徵值，其它項為0；然後即可消除IQ直流偏移項。

接續，快速傅立葉轉換後的接收資料可以藉由乘以一個矩陣消除第一個成分，其矩陣大小為。(43) 其中(44)(45)(46)是一個大小為且都是0的矩陣，是一個大小為且都是0的向量，是單位矩陣。因此，IQ直流偏移項可以藉由乘以一個矩陣而消除，如方程式(45)所示，變成一個0矩陣。在移除IQ直流偏移後，可表示成(47) 其中是在頻域的訓練碼序列矩陣。跟載波頻率偏移估測與補償時相似，和可以藉由最少平方（Least Square ,LS）方法估測出來。(48) 利用估測得到的、消除IQ直流偏移。(49) 加總方程式(49)全部的元素，可獲得(50)(51) 其中代表接收訊號PSS第1個區塊（slot）之解調參考訊號符號（PSS symbol）的第m 個元素，代表的第m 個元素，且。

接著利用實數與虛數來表示IQ直流偏移(52)(53) 其中，，。再進一步，從接收訊號去重建IQ直流偏移訊號(54) 最後，估測得到的和可以利用於等化接收的正交分頻多工存取（Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA）訊號；接續，運用前述步驟的方法重建原始資料，且將用於其他符號（symbol）的資料偵測。

接續說明步驟S16中不平衡訊號計與補償，其中不平衡訊號包括有IQ不平衡訊號以及整形濾波器不平衡訊號估測與補償，在描述時域聯合的IQ不平衡和整形濾波器不平衡的估測與補償，以消除直接變頻發射器（direct-conversion transceiver）影響所造成的IQ不匹配。因為前面已經消除掉載波頻率偏移以及直流偏移，剩下的射頻問題僅剩IQ不平衡與整形濾波器不平衡。如方程式(54)所示，並且假設完美同步，在同步與縮減取樣後，訊號可表示成(55) 係數與為IQ不平衡的影響，由下式(56) 其中和分別表示實部與虛部整形濾波器的影響，代表實部，代表虛部(57) 聯合IQ不平衡和整形濾波器不平衡的模型可藉由PSS訓練碼序列來估測，從接收到的訊號，把PSS訓練碼序列代入方程式(1)可表示成(58) 其中(59)(60)是N 2L +1的矩陣，由訓練碼序列的迴旋矩陣()組成。(61) 其中為長度N 的訓練碼序列。

根據方程式(58)，IQ不平衡與整形濾波器不平衡的參數可以藉由偽逆矩陣來估測。(62) 假設聯合IQ不平衡與整形濾波器不平衡的參數和可以完美地估測，接受訊號如式子(55)在時域的補償可表示成：(63)和為聯合IQ不平衡與整形濾波器不平衡的係數。(64)(65) 接續將方程式(63)用實部與虛部表示，接收訊號矩陣即可獲得：(66) 方程式(66)的為估測的聯合射頻不完美矩陣，其中包含有IQ不平衡及整形濾波器不平衡；為包含有射頻影響的接收訊號，是下鏈傳送的正交分頻多工存取（Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA）訊號；可以藉由偽逆矩陣產生。產生出不平衡參數方程式：(67)

接續詳細說明本發明之重點，也就是步驟S18中利用不平衡參數方程式，來做預補償技術（Precoding）。接續運用前述估計取得的合成參數，若將此合成參數預先於發射端1補償，此時，LTE下鏈系統傳送訊號時，它將會使得LTE接收端的資料處於沒有射頻損失的影響，如第三圖所示，預補償技術扮演非常重要的角色，該技術即是將補償處理移至發射端1做的概念。預補償具有二種方式可完成，其一為時域預處理，另一個為間接頻域預處理；首先，在時域預處理時，當原LTE發射訊號與不具射頻影響，此時可以預先將其帶入不平衡參數方程式進行汙化，成為新發射的LTE訊號與，即如下：(68) 其中與係為補償訊號；與係為接收訊號；係估算之訊號不平衡矩陣；與係直流偏移的數值；及為矩陣。此與將被傳送至具射頻損失的LTE發射端1與接收端2，因該場景為具有矩陣相乘的影響方程式(67)，但搭配方程式(68)的預先反矩陣處理，它將使得LTE系統接收基頻I/Q訊號沒有射頻損失。

另一預處理方法為間接頻域處理，此方法計算量低，將是值得硬體實現的方法，即原LTE系統發射訊號與不具射頻影響，此時，亦可以利用間接頻域預處理法將其汙化，成為新的發射SAR信號與，即如下式：(69) 由上式可得知，其係先將接收訊號與使用傅立葉轉換為頻域與後，帶入不平衡參數方程式中進行汙化，如下所示：，係經傅立葉轉換後的估算之訊號不平衡矩陣；及與。被預處理訊號為與，同樣將被送至具射頻損失的發射端1與接收端2，因該場景具有矩陣相乘的影響，此時搭配方程式(69)的預先反矩陣處理，它將使得LTE系統接收基頻I/Q訊號沒有射頻損失。

然而為了減少在接收端2的計算量，可使用頻域等化器等化可接收訊號，根據方程式(63)，在時域的接收訊號為：(70) 其中為時域的接收訊號向量，接續，接收訊號用頻域重新表示：(71) 其中代表快速傅立葉轉換(72)(73)(74)(75) 其中，(76)(77) 利用估測得到的、去求、、、；第m 個和第(N -1-m )個元素可表示成：(78) 在頻域接收訊號中藉由乘以反矩陣係數來移除聯合射頻效應係數，(79) 等化後，可獲得原始訊號，利用IFFT運算器，使用反快速傅立葉轉換()獲得欲求得的訊號。

進入步驟S22，如果發現判斷誤差向量振幅（Error Vector Magnitude，EVM）不夠完美，可再用重建的()估測和補償射頻的不完美直到判斷誤差向量振幅收斂。

接著說明步驟S24之詳細步驟，如上所述，IQ不平衡模型具有增益及相位不匹配的影響，在系統中這將導致嚴重的衰減。在本發明不僅能估計和補償的問題，而且也能準確地計算出增益及相位不匹配的參數。聯合IQ不平衡及整形濾波器不平衡在估測後得到的和才能等化；再傳送端使用尼奎斯特濾波器（Nyquist filter），而在接收端則是使用平方根升餘弦濾波器（Square Root Raise Cosine, SRRC）；設想I-通道和Q-C通道混成的整形濾波器是相似的()，換句話說，它們在I-通道和Q-通道之間的濾波器不平衡間有相同不匹配，例如：和。步驟S16中聯合IQ不平衡與整形濾波器不平衡可用模型來表示、。因此，和可以藉由一些數學運算估計出和。(80)(81) 根據方程式(80)及方程式(81)，藉由和使用自相關方法獲得和。(82)(83) 最後，可以得到和。(84)

綜上所述，本發明可進行訊號不平衡之聯合估測與補償，以便於LTE下鏈傳輸系統之接收端中解決IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等之問題，去除直接轉換收發器產生的IQ不匹配的影響，並取得訊號補償的參數，使接收端回傳訊號補償的參數給發射端，使發射端根據訊號補償的參數預先對接收訊號做預補償，以產生一個較完美的接收訊號給接收端，能避免接收端在一次透過繁複的步驟處理接收訊號，可降低接收端的負擔。

唯以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，並非用來限定本發明實施之範圍。故即凡依本發明申請範圍所述之特徵及精神所為之均等變化或修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。

1‧‧‧發射端
11‧‧‧串列轉並列單元
12‧‧‧子載波映射（subcarrier mapping）單元
1‧‧‧離散傅立葉反轉換（IDFT）單元
14‧‧‧加入循環字首單元
15‧‧‧並列轉串列單元
16‧‧‧預補償單元
17‧‧‧數位類比轉換/射頻發射單元
2‧‧‧接收端
21‧‧‧射頻發射/類比數位轉換單元
22‧‧‧封包偵測單元
23‧‧‧串列轉並列單元
24‧‧‧去循環字首單元
25‧‧‧離散傅立葉轉換單元
26‧‧‧等化器
27‧‧‧子載波解映射單元
28‧‧‧並列轉串列單元
3‧‧‧通道

第一圖係為本發明使用之系統架構示意圖。第二圖係為本發明於下鏈傳輸系統中解決射頻不完美之聯合估測欲補償方法之整體流程圖。第三圖係為本發明預補償單元補償射頻訊號傳遞方塊圖。

Claims

一種於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，步驟包括：建立一具有射頻不完美之聯合訊號模型；接收一接收訊號，根據該聯合訊號模型對該接收訊號中之載波頻率偏移進行初始載波頻率偏移估測，以估算該載波頻率偏移之參數，並對該接收訊號進行補償；對該接收訊號進行聯合直流偏移、多路徑通道估測與不平衡訊號進行估測，並補償該接收訊號，且取得該不平衡訊號之不平衡參數以及不平衡參數方程式；以及回傳該不平衡參數方程式，以根據該不平衡參數方程式補償該接收訊號後產生一補償訊號。
如請求項1所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該不平衡參數方程式係表示為，其中該與該係為補償後的該接收訊號，該係為估算之訊號不平衡矩陣，該與係為該接收訊號。
如請求項2所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中根據該不平衡參數方程式補償該接收訊號後產生該補償訊號之步驟，係可於時域上做預補償處理，其係將該接收訊號帶入該不平衡參數方程式進行汙化，如下所示：其中該與該係為該補償訊號；該與該係為該接收訊號；該係估算之訊號不平衡矩陣；該與該係直流偏移的數值；及該為矩陣。
如請求項2所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中根據該不平衡參數方程式補償該接收訊號後產生該補償訊號之步驟係可於頻域上做預補償處理，其係先將該接收訊號與該使用傅立葉轉換為頻域與後，帶入該不平衡參數方程式中進行汙化，如下所示：該係經傅立葉轉換後的估算之訊號不平衡矩陣；及該與該為該補償訊號。
如請求項1所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，更包括：判斷誤差向量振幅是否收斂，若是係進行下一步驟，若否則使用直接決策訊號進行迭代載波頻率偏移估測與補償，針對射頻不完美因子做進一步的估測與補償，直至該誤差向量振幅收斂為止；以及根據該不平衡參數方程式，估算該聯合訊號模型中之增益不匹配參數與相位不匹配參數。
如請求項1或5所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該初始載波頻率偏移估測更包括：使用該聯合訊號模型之訓練碼序列先估測初始分數載波頻率偏移，以補償該接收訊號；估測初始整數載波頻率偏移，以得到該初始整數載波頻率偏移之數值；以及利用頻域估算方法移除該接收訊號中的該載波頻率偏移。
如請求項6所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該接收訊號之該聯合訊號模型係可表示為：，其中，，，且為初始相位、為標準化的載波頻率偏移，且不平衡參數和分別與相乘並分別表示為和，N為解調參考訊號之區塊尺寸，G為循環字首（CP）的長度，n=0,....,N-1。
如請求項6所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該頻域估算方法係將該接收訊號轉換為後置快速傅立葉轉換該接收訊號後，再移除該後置快速傅立葉轉換接收訊號中的該載波頻率偏移。
如請求項6所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中在估測該初始整數載波頻率偏移之步驟中，該初始整數載波頻率偏移係利用的最大化來決定，其中，為具有該初始分數載波頻率偏移補償的原始接收訊號，係為具有直流偏移之移除特性的轉換矩陣，係為具有候選整數載波頻率偏移之已知訓練碼矩陣。
如請求項6所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該初始整數載波頻率偏移係利用歸零直流分量和搜尋直流偏移剩餘功率之投射來估算。
如請求項5所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該迭代載波頻率偏移係使用部份直接決策訊號進行估算。
如請求項11所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該迭代載波頻率偏移係使用下列方程式來進行估算：；以及，其中，Q為取決於目前符號區塊的相關區塊符號的大小，係為相關的通道響應，為該直接決策訊號。
如請求項12所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該直接決策訊號更可表示為，其中，和係為不平衡參數，u係為估測之原始訊號，d係為估測之直流偏移值。
如請求項1或5所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中已補償該載波頻率偏移後的該接收訊號y之該聯合訊號模型可表示為：；其中，和係為有IQ不平衡和整形濾波器不平衡之不平衡參數，d表示直流偏移值，向量l為所有的向量，且和包含有實部和虛部的濾波器不平衡參數和，其係與多路徑通道迴旋並表示為，h_RX 和h_TX 分別為接收端和發射端之整形濾波器。
如請求項1或5所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該直流偏移及該多路徑通道之估測係使用解調參考訊號，且該接收訊號係以迴旋矩陣來表示：，其中，D為所有1向量的循環迴旋矩陣，為是由訓練碼序列組成的迴旋矩陣，矩陣大小是NL+1，和係為不平衡參數。
如請求項15所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中在該使用訓練碼序列對該接收訊號之該聯合訊號模型進行該直流偏移及多路徑通道估測之步驟更包括：將該接收訊號轉為頻域上的後置快速傅立葉轉換接收訊號；對該後置快速傅立葉轉換接收訊號乘上一零矩陣，以消除該直流偏移並取得該頻域上的該接收訊號；利用最少平方（LS）演算法及遞迴消除方法來估測出該直流偏移之重建訊號；以及於該接收訊號減去該直流偏移之重建訊號，剩下之該接收訊號即可表示為。
如請求項1或5所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該不平衡訊號包括IQ不平衡訊號和整形濾波器不平衡訊號。
如請求項17所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中已估測並補償該載波頻率偏移、該直流偏移及該多路徑通道後之該接收訊號係為具有不平衡訊號之該聯合訊號模型，其係可表示為，其中和係為有IQ不平衡和整形濾波器不平衡之該不平衡參數，係為估測之原始訊號。
如請求項18所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該訓練碼序列使用之解調參考訊號（PSS）序列係可表示為：，其中該為長度N的訓練碼序列。
如請求項19所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中在估算該不平衡訊號之該不平衡參數的步驟中，係利用偽逆矩陣技術來估算該不平衡參數。
如請求項18所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該增益不匹配參數與該相位不匹配參數係利用該和的IQ不平衡和整形濾波器不平衡之該不平衡參數進行估算，其關係式為，其中和係為實部和虛部的整形濾波器不平衡參數。
如請求項21所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該接受訊號係使用頻域等化器來等化。
如請求項22所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中等化該接收訊號之步驟更包括：將時域上之該接收訊號轉換為頻域接收訊號；再利用該不平衡參數得到IQ不平衡和整形濾波器不平衡參數之矩陣與聯合射頻效應係數；以及在該頻率接收訊號中藉由乘上反矩陣係數來移除該聯合射頻效應係數，以藉此完成等化步驟而得到頻域原始傳輸訊號。
如請求項22所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中在得到該頻域原始傳輸訊號之後，更可使用IFFT運算器將該頻域原始傳輸訊號，轉換為時域原始傳輸訊號。
如請求項1所述之於下鏈傳輸系統中解決不完美之聯合估測預補償方法，其中該接收訊號係由一接收端接收，並在該接收端進行該載波頻率偏移估測、聯合直流偏移以及多路徑通道估測與該不平衡訊號進行估測，並補償該接收訊號，且取得該不平衡訊號之不平衡參數以及不平衡參數方程式後，該接收端回傳該不平衡參數方程式至一發射端，該發射端再根據該不平衡參數方程式補償該接收訊號後產生一補償訊號直接傳送至該接收端。