CN103036846B

CN103036846B - 应用于通信系统接收机的i/q不平衡补偿控制方法

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Publication number: CN103036846B
Application number: CN201210581347.0A
Authority: CN
Inventors: 罗斐琼; 张力
Original assignee: Shanghai TransCom Instruments Co Ltd
Current assignee: Transcom Shanghai Technologies Co Ltd
Priority date: 2012-12-27
Filing date: 2012-12-27
Publication date: 2015-09-09
Anticipated expiration: 2032-12-27
Also published as: CN103036846A

Abstract

本发明涉及一种应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法，属于无线通信技术领域。该方法利用导频信号来计算相位不平衡因子估计值和幅度不平衡因子估计值；并根据计算结果进行补偿，从而使其获得的估计值和受统计样本数、信号的原始特性的影响很小，且噪声越低性能越好，随着噪声的降低到一定程度，利用本发明的方法能非常准确地估计出I/Q不平衡参数，进而进行补偿，以达到特定的技术要求，满足对于I/Q不平衡估计要求较高的各类设备的技术要求，且本发明的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法的应用方式简便，应用范围也较为广泛。

Description

应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法

技术领域

本发明涉及通讯技术领域，特别涉及无线通信技术领域，具体是指一种应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法。

背景技术

由于便于集成、低功耗和低成本的特点，零中频接收机在各种数字通信系统中被广泛采用。零中频接收机在模拟域采用正交混频，直接将射频信号变换到基带。然而，在采用正交混频的接收机中(无论是零中频还是超外差)，通常不可避免地存在着I/Q支路幅度和相位不平衡的问题，由此造成接收系统的性能恶化。此外，为了在有限的带宽内实现高速传输，高阶电平调制的正交频分复用(MQAM-OFDM)传输技术被广泛采用。对于这类系统，甚至轻微的I/Q支路幅度和相位不平衡就能严重恶化MQAM-OFDM系统的解调性能，并同时影响接收机的同步和信道估计质量。所以，研究对接收机I/Q支路不平衡进行有效补偿的方法，对于提高数字接收机的系统性能具有重要的意义。

用于研究I/Q不平衡的信号模型如图1所示。射频接收机的目的是将处于一定频段的射频信号变换到正交的基带信号。图中LPF代表低通滤波器，ADC代表模数转换器，其中所有处理单元均为一致的，而将幅度不平衡集中表示为g，相位不平衡为θ（图中所示为φ，含义相同）。且不失一般性，将幅度和相位不平衡均表达在Q路。

若r(t)为射频信号，图1代表零中频接收机。若r(t)为中频信号，图1则代表超外差接收机。下面以零中频接收机为例进行分析。进入正交混频器前的射频信号表示为：

r (t) = x (t) e^{j ω_{c} t} + x^{*} (t) e^{- j ω_{c} t}

公式a

考虑I/Q支路不平衡后，本振信号表示为：

L(t)＝cos(ω_ct)-jg sin(ω_ct+θ)公式b

正交混频并低通滤波后的基带信号则可以表示为：

y(t)＝LPF(r(t)×L(t))＝x_I(t)+j[gcosθx_Q(t)-gsinθx_I(t)]

＝αx(t)+βx^*(t)公式c

定义：

α = \frac{1 + g e^{- jθ}}{2},

β = \frac{1 - {ge}^{+ jθ}}{2};

经过模数转换后可以得到离散表示为

y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)＝x_I(n)+j[gcosθx_Q(n)-g sinθx_I(n)]公式d

从上式可以看出，只要能估计出g和θ，就能对I/Q不平衡进行补偿，g和θ的估计值用和表示，则

\hat{α} = \frac{1 + \hat{g} e^{- j \hat{θ}}}{2},

\hat{β} = \frac{1 - \hat{g} e^{+ j \hat{θ}}}{2}

y_{c} (n) = y (n) - \frac{\hat{β}}{\hat{α}} y^{*} (n)

公式e

对于I/Q不平衡的数字补偿，现有技术中已有不少方法。唐世刚、龚克、潘长勇、杨知行等人发表的“数字接收机I/Q支路不平衡的时域补偿”（清华大学学报(自然科学版)，2007年第47卷第1期）公开了一种为时域的数字补偿，其基于QAM调制的时域接收数据在I/Q支路的功率与正交关系，直接在时域对I/Q支路不平衡进行估计和补偿。

在唐世刚等公开的上述方法中，对发射的时域未知数据u(n)作如下假设：

E {u_{I}^{2} (n)} = E {u_{Q}^{2} (n)}

公式f

E{u_I(n)u_Q(n)}＝0

即u(n)的I/Q两路信号均值为零、功率相等且相互正交。对于随机化处理后的数据，采用MQAM映射时，上述假设是成立的。u(n)经过IDFT、多径信道和AWGN信道得到x(n)。用一个线性FIR系统模型表示多径信道h(t)，由于线性系统不改变信号在I/Q支路的相对功率和正交性，所以x(n)也满足公式e所示的关系。

首先，考察接收基带信号y(n)在Q路上的功率。根据公式f得：

E {y_{q}^{2} (n)} = E {{({gx}_{q} (n) \cos (θ) - {gx}_{I} (n) \sin (θ))}^{2}} = g^{2} E {y_{I}^{2} (n)}

公式g

其中E(·)为取数学期望。从而得到幅度不平衡g的估计为：

\hat{g} = \sqrt{E {y_{Q}^{2} (n)} / E {y_{I}^{2} (n)}}

公式h

其次，考察接收信号y(n)在I/Q支路上的正交性。根据公式d得：

E {y_{I} (n) y_{Q} (n)} = E {x_{I} (n) [g x_{Q} (n) \cos (θ) - g x_{I} (n) \sin (θ)]} = - g \sin (θ) E {x_{I}^{2} (n)}

公式i

\hat{θ} = - \arcsin (\frac{E {y_{I} (n) y_{Q} (n)}}{\sqrt{E {y_{Q}^{2} (n)} E {y_{I}^{2} (n)}}})

公式j

唐世刚等所提出的技术是基于原始信号由于经过加扰、调制等处理之后，I路和Q路信号均值为零、功率相等且相互正交的这一前提的。

从上面分析可以看出，该方法受统计样本数、信号的原始特性影响很大，这种估计误差不会随着噪声的降低而减小。因此，在对I/Q不平衡估计要求较高的设备，如综测仪等，采用该方法很难达到技术要求。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术中的缺点，提供一种利用导频信号来获取I/Q不平衡参数g和θ，从而使其受统计样本数、信号的原始特性的影响很小，且噪声越低性能越好，随着噪声的降低到一定程度，能非常准确地估计出I/Q不平衡参数，进而进行补偿，以达到特定的技术要求，且应用方式简便，能够广泛应用于对于I/Q不平衡估计要求较高的各类设备的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法。

为了实现上述的目的，本发明的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法包括以下步骤：

（1）接收机从所述基带信号r(n)中分离用户数据信号和接收导频信号y(n)；

（2）接收机根据与信号发送设备之间的约定参数生成本地导频信号x(n)；

（3）计算所述接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数；

（4）根据所述接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数计算相位不平衡因子估计值

（5）根据所述接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数和所述的相位不平衡因子估计值计算幅度不平衡因子估计值

（6）根据所述的相位不平衡因子估计值和幅度不平衡因子估计值对所述的接收导频信号y(n)进行I/Q不平衡补偿。

该应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法中，接收导频信号为y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)，本地导频信号为x(n)＝x_I(n)+jx_Q(n)，所述的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数包括：I支路本地导频信号能量之和E_Xi、Q支路本地导频信号能量之和E_Xq、I支路本地导频信号与Q支路本地导频信号相关能量之和E_XiXq、I支路本地导频信号与Q支路接收导频信号相关能量之和E_XiYq、I支路本地导频信号与I支路接收导频信号相关能量之和E_XiYi、Q支路本地导频信号与I支路接收导频信号相关能量之和E_XqYi以及Q支路本地导频信号与Q支路接收导频信号相关能量之和E_XqYq，所述的各信号能量参数以及相关能量参数分别通过以下各公式确定：

E_Xi＝∑x_I ²(n)；

E_Xq＝∑x_Q ²(n)；

E_XiXq＝∑(x_I(n)×x_Q(n))；

E_XiYq＝∑(x_I(n)×y_Q(n))；

E_XiYi＝∑(x_I(n)×y_I(n))；

E_XqYi＝∑(x_Q(n)×y_I(n))；

E_XqYq＝∑(x_Q(n)×y_Q(n))。

该应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法中，所述的根据I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数计算相位不平衡因子估计值具体为：

根据以下公式，计算相位不平衡因子估计值

\tilde{θ} = a \tan (\frac{E_XiYq \times E_Xq - E_XqYq \times E_XiXq}{E_XiYq \times E_XiXq - E_XqYq \times E_Xi});

其中，atan(·)为求相位运算符。

该应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法中，所述的根据I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数和所述的相位不平衡因子估计值计算幅度不平衡因子估计值具体为：利用以下各式中的任意一项公式计算幅度不平衡因子估计值

{\tilde{g}}_{methodl} = \frac{E_XiYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi)};

{\tilde{g}}_{method 2} = \frac{E_XqYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_Xq - \sin (\hat{θ}) \times E_XiXq)};

{\tilde{g}}_{method 3} = \frac{E_XiYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi)};

{\tilde{g}}_{method 4} = \frac{E_XqYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos \hat{θ} \times E_Xq - \sin \hat{θ} \times E_XiXq)};

{\tilde{g}}_{method 5} = \frac{E_XiYq}{\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi};

{\tilde{g}}_{method 6} = \frac{E_XqYq}{\cos \hat{θ} \times E_Xq - \sin \hat{θ} \times E_XiXq} .

该应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法中，所述的根据相位不平衡因子估计值和幅度不平衡因子估计值对接收信号r(n)进行I/Q不平衡补偿，具体为：根据以下公式，对接收导频信号r(n)进行I/Q不平衡补偿，

r_{c} (n) = r (n) - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} r^{*} (n);

其中，r_c(n)为补偿后的信号，

\hat{α} = \frac{1 + \hat{g} e^{- j \hat{θ}}}{2},

\hat{β} = \frac{1 - \hat{g} e^{+ j \hat{θ}}}{2} .

采用了该发明的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法，由于该方法利用导频信号来计算相位不平衡因子估计值和幅度不平衡因子估计值并根据计算结果进行补偿，从而使其获得的估计值和受统计样本数、信号的原始特性的影响很小，且噪声越低性能越好，随着噪声的降低到一定程度，利用本发明的方法能非常准确地估计出I/Q不平衡参数，进而进行补偿，以达到特定的技术要求，满足对于I/Q不平衡估计要求较高的各类设备的技术要求，且本发明的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法的应用方式简便，应用范围也较为广泛。

附图说明

图1为用于研究I/Q不平衡的信号模型。

图2为本发明的I/Q不平衡状态补偿控制方法与现有技术的方法的估计性能结果对比示意图。

图3采用本发明的本发明的I/Q不平衡状态补偿控制方法的一种实施方式的补偿示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的技术内容，特举以下实施例详细说明。

在一种实施方式中，接收机接收到的射频信号通过正交混频器、滤波器等设备变换为基带信号，所述的I/Q不平衡状态包括I支路和Q支路之间的相位不平衡因子θ和幅度不平衡因子g，所述基带信号包括用户数据信号和导频信号。本发明的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡状态补偿控制方法包括以下步骤：

（3）计算所述接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数；接收导频信号为y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)，本地导频信号为x(n)＝x_I(n)+jx_Q(n)，所述的I支路和Q支路的信号能量参数及相关能量参数包括：I支路本地导频信号能量之和E_Xi、Q支路本地导频信号能量之和E_Xq、I支路本地导频信号与Q支路本地导频信号相关能量之和E_XiXq、I支路本地导频信号与Q支路接收导频信号相关能量之和E_XiYq、I支路本地导频信号与I支路接收导频信号相关能量之和E_XiYi、Q支路本地导频信号与I支路接收导频信号相关能量之和E_XqYi以及Q支路本地导频信号与Q支路接收导频信号相关能量之和E_XqYq，所述的各信号能量参数及相关能量参数分别通过以下各公式确定：

E_Xi＝∑x_I ²(n)；

E_Xq＝∑x_Q ²(n)；

E_XiXq＝∑(x_I(n)×x_Q(n))；

E_XiYq＝∑(x_I(n)×y_Q(n))；

E_XiYi＝∑(x_I(n)×y_i(n))；

E_XqYi＝∑(x_Q(n)×y_I(n))；

E_XqYq＝∑(x_Q(n)×y_Q(n))；

（4）根据所述的接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数计算相位不平衡因子估计值具体为：根据以下公式，计算相位不平衡因子估计值

\tilde{θ} = a \tan (\frac{E_XiYq \times E_Xq - E_XqYq \times E_XiXq}{E_XiYq \times E_XiXq - E_XqYq \times E_Xi});

其中，atan(·)为求相位运算符；

（5）根据所述的接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数和所述的相位不平衡因子估计值计算幅度不平衡因子估计值具体为：利用以下各式中的任意一项公式计算幅度不平衡因子估计值

{\tilde{g}}_{methodl} = \frac{E_XiYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi)};

{\tilde{g}}_{method 2} = \frac{E_XqYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_Xq - \sin (\hat{θ}) \times E_XiXq)};

{\tilde{g}}_{method 3} = \frac{E_XiYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi)};

{\tilde{g}}_{method 4} = \frac{E_XqYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos \hat{θ} \times E_Xq - \sin \hat{θ} \times E_XiXq)};

{\tilde{g}}_{method 5} = \frac{E_XiYq}{\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi};

{\tilde{g}}_{method 6} = \frac{E_XqYq}{\cos \hat{θ} \times E_Xq - \sin \hat{θ} \times E_XiXq} .

（6）根据所述的相位不平衡因子估计值和幅度不平衡因子估计值对接收信号r(n)进行I/Q不平衡补偿，具体为：根据以下公式，对接收信号r(n)进行I/Q不平衡补偿，

r_{c} (n) = r (n) - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} r^{*} (n);

其中，r_c(n)为补偿后的信号，

\hat{α} = \frac{1 + \hat{g} e^{- j \hat{θ}}}{2},

\hat{β} = \frac{1 - \hat{g} e^{+ j \hat{θ}}}{2} .

本发明的基本原理是：假设接收信号为y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)，发送信号为x(n)＝x_I(n)+jx_Q(n)，白噪声为n(n)＝n_I(n)+jn_Q(n)，I/Q不平衡中幅度不平衡因子为g，为g的估计值，相位不平衡因子θ，为θ的估计值，信道幅度增益为a。为简单起见，假设接收信号只受信道增益、白噪声以及I/Q不平衡的影响。则：

y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)--公式1

＝a×x_I(n)+n_I(n)+j(a×g×cosθ×x_Q(n)-a×g×sinθ×x_I(n)+n_Q(n))

1）将发送信号的实部和虚部分别与接收信号的实部和虚部相乘，有：

E{y_I(n)×x_I(n)}＝a×E{x_I ²(n)}+E{n_I(n)×x_I(n)}--公式2a

E{y_I(n)×x_Q(n)}＝a×E{x_I(n)×x_Q(n)}+E{n_I(n)×x_Q(n)}--公式3a

E{y_Q(n)×x_I(n)}＝E{(a×g×cosθ×x_Q(n)-a×g×sinθ×x_I(n)+n_Q(n))×x_I(n)}

＝a×g×cosθ×E{x_Q(n)×x_I(n)}-a×g×sinθ×E{x_I ²(n)}+E{n_Q(n)×x_I(n)}

--公式4a

E{y_Q(n)×x_Q(n)}＝E{(a×g×cosθ×x_Q(n)-a×g×sinθ×x_I(n)+n_Q(n))×x_Q(n)}

＝a×g×cosθ×E{x_Q ²(n)}-a×g×sinθ×E{x_I(n)×x_Q(n)}+E{n_Q(n)×x_Q(n)}

--公式5a

2）由于噪声与发送信号不相关，所以可以认为：

E{n_I(n)×x_I(n)}→0

E{n_I(n)×x_Q(n)}→0

E{n_Q(n)×x_I(n)}→0

E{n_Q(n)×x_Q(n)}→0

从而公式2a~5a变为：

E{y_I(n)×x_I(n)}＝a×E{x_I ²(n)}--公式2b

E{y_I(n)×x_Q(n)}＝a×E{x_I(n)×x_Q(n)}--公式3b

E{y_Q(n)×x_I(n)}＝a×g×cosθ×E{x_Q(n)×x_I(n)}-a×g×sinθ×E{x_I ²(n)}--公式4b

E{y_Q(n)×x_Q(n)}＝a×g×cosθ×E{x_Q ²(n)}-a×g×sinθ×E{x_I(n)×x_Q(n)}--公式5b

3）求出θ

由公式4b和公式5b可以得到：

\frac{E {y_{Q} (n) \times x_{I} (n)}}{E {y_{Q} (n) \times x_{Q} (n)}} = \frac{a \times g \times \cos θ \times E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)} - a \times g \times \sin θ \times E {{x_{I}}^{2} (n)}}{a \times g \times \cos θ \times E {{x_{Q}}^{2} (n)} - a \times g \times \sin θ \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n)}}

--公式6

= \frac{E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)} - \tan θ \times E {{x_{I}}^{2} (n)}}{E {{x_{Q}}^{2} (n)} - \tan θ \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n)}}

从而可以估计出IQ不平衡中的相位不平衡因子

\hat{θ} = a \tan (\hat{θ}) = a \tan (\frac{E {y_{Q} (n) \times x_{I} (n)} \times E {{x_{Q}}^{2} (n)} - E {y_{q} (n) \times x_{Q} (n)} \times E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)}}{E {y_{Q} (n) \times x_{I} (n)} \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n) - E {y_{Q} (n) \times x_{Q} (n)} \times E {{x_{I}}^{2} (n)}})

--公式7

atan(·)表示求相位运算。

4）求出幅度不平衡因子g

4.1）将公式2b和4b联合，可得：

\frac{E {y_{Q} (n) \times x_{I} (n)}}{E {y_{I} (n) \times x_{I} (n)}} = \frac{a \times g \times \cos θ \times E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)} - a \times g \times \sin θ \times E {{x_{I}}^{2} (n)}}{a \times E {{X_{I}}^{2} (n)}}

= g \times \frac{\cos θ \times E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)} - \sin θ \times E {{x_{I}}^{2} (n)}}{E {{x_{I}}^{2} (n)}}

即：

{\hat{g}}_{method 1} = \frac{E {y_{Q} (n) \times x_{I} (n)} \times E {{x_{I}}^{2} (n)}}{E {y_{I} (n) \times x_{I} (n)} \times (\cos \hat{θ} \times E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)} - \sin \hat{θ} \times E {{x_{I}}^{2} (n)})}

-公式8-1

4.2）同理，将公式2和5联合，可得：

{\hat{g}}_{method 2} = \frac{E {y_{Q} (n) \times x_{Q} (n)} \times E {{x_{I}}^{2} (n)}}{E {y_{I} (n) \times x_{I} (n)} \times (\cos \hat{θ} \times E {{x_{Q}}^{2} (n)} - \sin \hat{θ} \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n)})}

--公式8-2

4.3）同理，将公式3和4联合，可得：

{\hat{g}}_{method 3} = \frac{E {y_{Q} (n) \times x_{I} (n)} \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n)}}{E {y_{I} (n) \times x_{Q} (n)} \times (\cos \hat{θ} \times E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)} - \sin \hat{θ} \times E {{x_{I}}^{2} (n)})}

--公式8-3

4.4）同理，将公式3和5联合，可得：

{\hat{g}}_{method 4} = \frac{E {y_{Q} (n) x_{Q} (n)} \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n)}}{E {y_{I} (n) \times x_{Q} (n)} \times (\cos \hat{θ} \times E {{x_{Q}}^{2} (n)} - \sin \hat{θ} \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n)})}

--公式8-4

4.5）利用公式4

若接收信号经过能量归一化处理之后，可以认为a=1，则直接用公式4或5就能得出g

{\hat{g}}_{method 5} = \frac{E {y_{Q} (n) \times x_{I} (n)}{\cos \hat{θ} \times E {x_{Q} (n) \times x_{I} (n)} - \sin \hat{θ} \times E {{x_{I}}^{2} (n)}}

--公式8-5

4.6）利用公式5

{\hat{g}}_{method 6} = \frac{E {y_{Q} (n) \times x_{Q} (n)}}{\cos \hat{θ} \times E {{x_{Q}}^{2} (n)} - \sin \hat{θ} \times E {x_{I} (n) \times x_{Q} (n)}}

--公式8-6

从公式8-1~8-6可以看出，本文提出的方法在估计I/Q不平衡因子时考虑了I路和Q路信号各自的功率以及相关功率，而不是像现有技术中提出的技术那样，简单的认为原始信号I路和Q路信号均值为零、功率相等且相互正交，因此也就消除了这种假设带来的误差。

图2所示，为本发明提出方法与现有技术中唐世刚等所提出的方法的估计性能结果对比示意图。仿真采用AWGN信道。

通常用镜频抑制比R来衡量I/Q支路不平衡补偿的性能。由公式c和e可以得到补偿后的基带信号：

y_{c} (n) = y (n) - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} y^{*} (n)

= αx (t) + β x^{*} (t) - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} {(αx (t) + β x^{*} (t))}^{*}

= (α - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} β^{*}) x (t) + (β - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} α) x^{*} (t)

像频率信号为x*(n),从而得镜频抑制比R为：

R = 10 \times \log ({| \frac{α - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} β^{*}}{β - \frac{\hat{β}}{{\hat{α}}^{*}} α} |}^{2}),

R值越大，证明镜频抑制效果越好。

从图2可以看出，上部为本发明提出的方法的性能曲线远好于图中下部现有技术中提出的方法的性能，并且，采用本发明的方法，噪声越低估计越准确；而采用现有技术的方法，性能不会随着噪声的降低而改善。

在本发明的实际应用中，假设接收到的导频信号为y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)，接收设备产生的导频信号为x(n)＝x_I(n)+jx_Q(n)（导频为已知信号，所以接收设备能准确生成，该信号不受从发送到接收中间通道的任何影响，为理想信号）。IQ不平衡中幅度不平衡因子为g，为根据本方案得到的幅度不平衡因子g的估计值，为相位不平衡因子θ的估计值。

101）分别计算以下值：

前述公式提到的求期望运算在设备中一般采用求和或求均值实现，下面以求和为例说明具体方案的实施过程。

I路本地导频信号能量之和:

E_Xi＝∑x_I ²(n)；

Q路本地导频信号能量之和:

E_Xq＝∑x_Q ²(n)；

I路本地导频信号与Q路本地导频信号相关能量之和：

E_XiXq=∑(x_I(n)×x_Q(n))；

I路本地导频信号与Q路接收信号相关能量之和：

E_XiYq=∑(x_I(n)×y_Q(n))；

I路本地导频信号与I路接收信号相关能量之和：

E_XiYi=∑(x_I(n)×t_I(n))；

Q路本地导频信号与I路接收信号相关能量之和：

E_XqYi=∑(x_Q(n)×y_I(n))；

Q路本地导频信号与Q路接收信号相关能量之和：

E_XqYq=∑(x_Q(n)×y_Q(n))。

102）根据公式7计算相位不平衡因子

\tilde{θ} = a \tan (\frac{E_XiYq \times E_Xq - E_XqYq \times E_XiXq}{E_XiYq \times E_XiXq - E_XqYq \times E_Xi}) .

103）计算幅度不平衡因子

根据不同的公式有不同的算法：

103.1）由公式8-1，有：

{\tilde{g}}_{methodl} = \frac{E_XiYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi)};

103.2）由公式8-2，有：

{\tilde{g}}_{method 2} = \frac{E_XqYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_Xq - \sin (\hat{θ}) \times E_XiXq)};

103.3）由公式8-3，有：

{\tilde{g}}_{method 3} = \frac{E_XiYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi)};

103.4）由公式8-4，有：

{\tilde{g}}_{method 4} = \frac{E_XqYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos \hat{θ} \times E_Xq - \sin \hat{θ} \times E_XiXq)};

103.5）由公式8-5，有：

{\tilde{g}}_{method 5} = \frac{E_XiYq}{\cos (\hat{θ}) \times E_XiXq - \sin (\hat{θ}) \times E_Xi};

103.6）由公式8-6，有：

{\tilde{g}}_{method 6} = \frac{E_XqYq}{\cos \hat{θ} \times E_Xq - \sin \hat{θ} \times E_XiXq} .

为便于说明实现，图3仅给出了基于上述的103.1）的I/Q不平衡估计与补偿示意图，基于上述的其他的不同估计方法实现流程均可以参考图3得出。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims

1.一种应用于通信系统接收机的I/Q不平衡状态补偿控制方法，接收机接收到的射频信号通过正交混频器和滤波器变换为基带信号，分别进入I支路和Q支路，所述的I/Q不平衡状态包括I支路和Q支路之间的相位不平衡因子θ和幅度不平衡因子g，所述基带信号包括用户数据信号和导频信号，其特征在于，所述的方法包括以下步骤：

(1)接收机从所述基带信号r(n)中分离用户数据信号和接收导频信号y(n)，其中，所述的接收导频信号为y(n)＝y_I(n)+jy_Q(n)；

(2)接收机根据与信号发送设备之间的约定参数生成本地导频信号x(n)，其中，所述的本地导频信号为x(n)＝x_I(n)+jx_Q(n)；

(3)计算所述接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数，其中，所述的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数包括：I支路本地导频信号能量之和E_Xi、Q支路本地导频信号能量之和E_Xq、I支路本地导频信号与Q支路本地导频信号相关能量之和E_XiXq、I支路本地导频信号与Q支路接收信号相关能量之和E_XiYq、I支路本地导频信号与I支路接收导频信号相关能量之和E_XiYi、Q支路本地导频信号与I支路接收导频信号相关能量之和E_XqYi以及Q支路本地导频信号与Q支路接收导频信号相关能量之和E_XqYq，所述的各信号能量参数及相关能量参数分别通过以下各公式确定：

E_Xi＝Σx_I ²(n)；

E_Xq＝Σx_Q ²(n)；

E_XiXq＝Σ(x_I(n)×x_Q(n))；

E_XiYq＝Σ(x_I(n)×y_Q(n))；

E_XiYi＝Σ(x_I(n)×y_I(n))；

E_XqYi＝Σ(x_Q(n)×y_I(n))；

E_XqYq＝Σ(x_Q(n)×y_Q(n))；

(4)根据所述接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数计算相位不平衡因子估计值

(5)根据所述接收导频信号和所述本地导频信号的I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数和所述的相位不平衡因子估计值计算幅度不平衡因子估计值

(6)根据所述的相位不平衡因子估计值和幅度不平衡因子估计值对所述的接收导频信号y(n)进行I/Q不平衡补偿。

2.根据权利要求1所述的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法，其特征在于，所述的根据I支路和Q支路的信号能量参数以及相关能量参数计算相位不平衡因子估计值具体为：

根据以下公式，计算相位不平衡因子估计值

\tilde{θ} = a \tan (\frac{E_XiYq \times E_Xq - E_XqYq \times E_XiXq}{E_XiYq \times E_XiXq - E_XqYq \times E_Xi});

其中，a tan(·)为求相位运算符。

3.根据权利要求2所述的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法，其特征在于，所述的根据I支路和Q支路的信号能量参数和所述的相位不平衡因子估计值计算幅度不平衡因子估计值具体为：

利用以下各式中的任意一项公式计算幅度不平衡因子估计值

{\tilde{g}}_{method 1} = \frac{E_XiYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\tilde{θ}) \times E_XiXq - \sin (\tilde{θ}) \times E_Xi)};

{\tilde{g}}_{method 2} = \frac{E_XqYq \times E_Xi}{E_XiYi \times (\cos (\tilde{θ}) \times E_Xq - \sin (\tilde{θ}) \times E_XiXq)};

{\tilde{g}}_{method 3} = \frac{E_XiYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos (\tilde{θ}) \times E_XiXq - \sin (\tilde{θ}) \times E_Xi)};

{\tilde{g}}_{method 4} = \frac{E_XqYq \times E_XiXq}{E_XqYi \times (\cos (\tilde{θ}) \times E_Xq - \sin (\tilde{θ}) \times E_XiXq)};

{\tilde{g}}_{method 5} = \frac{E_XiYq}{\cos (\tilde{θ}) \times E_XiXq - \sin (\tilde{θ}) \times E_Xi};

{\tilde{g}}_{method 6} = \frac{E_XqYq}{\cos (\tilde{θ}) \times E_Xq - \sin (\tilde{θ}) \times E_XiXq} .

4.根据权利要求3所述的应用于通信系统接收机的I/Q不平衡补偿控制方法，其特征在于，所述的根据相位不平衡因子估计值和幅度不平衡因子估计值对接收信号r(n)进行I/Q不平衡补偿，具体为：

根据以下公式，对接收信号r(n)进行I/Q不平衡补偿，

r_{c} (n) = r (n) - \frac{\tilde{β}}{{\tilde{α}}^{*}} r^{*} (n);

其中，r_c(n)为补偿后的信号，

\tilde{α} = \frac{1 + \tilde{g} e^{- j \tilde{θ}}}{2}, \tilde{β} = \frac{1 - \tilde{g} e^{+ j \tilde{θ}}}{2} .