TW201545514A - 校正傳送器／接收器的第一、第二訊號路徑之間的不匹配的校正方法與校正裝置 - Google Patents

校正傳送器／接收器的第一、第二訊號路徑之間的不匹配的校正方法與校正裝置 Download PDF

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Abstract

本發明提供一種用於一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑不匹配的校正方法，包含有：利用該接收器接收具有一特定頻率的一測試訊號，並分別經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑，以產生一第一訊號路徑接收訊號以及一第二訊號路徑接收訊號；分別針對該第一訊號路徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號來進行頻譜分析，並產生一第一頻譜分析結果以及一第二頻譜分析結果；以及依據該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一校正係數。本發明亦提供用於一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑不匹配的校正方法。

Description

校正傳送器/接收器的第一、第二訊號路徑之間的不匹配的校 正方法與校正裝置
本發明所揭露之實施例係相關於通訊系統的校正方法以及相關電路，尤指一種應用於一傳送器/接收器的一同相(I)訊號路徑與一正交(Q)訊號路徑不匹配的校正方法以及相關裝置。
一般來說，越複雜的調變技術通常可以內含越多的訊息資料，即，可藉由複雜的調變處理來提高傳輸速率，如64正交振幅調變(64-Quadrature Amplitude Modulation,64-QAM)，甚至是256-QAM。因此，對於高階正交振幅調變的需求越來越普及。若期望高階正交振幅調變能夠有良好的傳收效果，必須要相對應地提高通訊系統的誤差向量振幅值(Error Vector Magnitude,EVM)，而影響誤差向量振幅值的最重要因素之一是同相與正交之間不平衡(In-phase Quadrature-phase imbalance,IQ imbalance)的程度。造成I、Q兩路不平衡的主要原因乃是射頻(Radio Frequency,RF)電路在I、Q兩路的不匹配，即使是些微的偏差也會對整體通訊系統造成影響，形成不完全的正交調變/解調變程序，進而導致接收端誤碼率(Bit Error Rate,BER)的上升。該偏差又可分為振幅(amplitude)偏差與相位(phase)偏差，一旦這些偏差存在，頻譜上便會產生對稱頻率的鏡像干擾。請參考第1圖，第1圖為一接收端所接收到的一接收訊號以及該接收訊號所產生的一鏡像訊號的示意圖。該接收訊號的振幅 與該鏡像訊號的振幅之間的差值一般被稱為鏡像排斥比(Image Rejection Ratio,IRR)，舉例來說，當I、Q兩路嚴重不平衡時，IRR就小，反之則大。
為了改善此偏差所造成的影響，實際電路上往往會在正式收發訊號之前，先進行校正(calibration)的動作，稱為IQ校正。而造成電路中的同相路徑以及正交路徑彼此不匹配的主要來源有二，其一係本地振盪器(local oscillator,LO)產生載波並將載波各自推送到同相路徑與正交路徑上的混頻器(mixer)時，很難呈現完美的90度相位差，或是被推送到同相路徑以及正交路徑各自的混頻器的兩個載波的振幅大小不一致，也就是上述的相位偏差以及振幅偏差。其二係由於在電路製程中難免會有不完美的狀況發生，因此會使得同相路徑與正交路徑上的兩組元件彼此不完全匹配，例如同相路徑與正交路徑上的低通濾波器(low-pass filter,LPF)、類比數位轉換器(analog-to-digital converter,ADC)、數位類比轉換器(digital-to-analog converter,DAC)或是增益放大器(gain amplifier)等元件不匹配，因而會造成通過同相路徑與正交路徑的訊號產生差異，當訊號通過彼此不互相匹配的同相路徑以及正交路徑時，便往往會產生鏡像干擾訊號(如第1圖所示)，造成訊號品質的降低。
習知技術一般係使用搜尋法來慢慢逼近最佳的補償值以校正鏡像干擾訊號，然而，在現今無線通訊的應用中，對於連線速度的要求越來越高。舉例來說，使用者在使用藍牙耳機時若是有來電，需要立即與智慧型手機連線以接聽電話，連線速度越快越能帶來良好的使用者經驗。因此，在通訊系統中，如何快速且精確地執行IQ校正，已成為此領域中一個相當重要的議題。
另外，當本地振盪器與傳送端的混頻器以及低雜訊放大器之間的 隔離度不完美，便有可能會產生本地振盪訊號滲漏(leakage)的情況，使傳送訊號受到干擾。一般習知的方法都是透過分析I、Q兩路訊號經過自混頻後所產生的實數訊號中由原始訊號與本地振盪訊號滲漏所混成之成分，並據以調整補償值一直到有一個最佳的結果。然而，此方法同樣具有速度慢的缺點，因此，在通訊系統中，如何快速且精確地補償本地振盪訊號滲漏已成為此領域中一個相當重要的議題。
根據本發明的實施例，揭露一種應用於一傳送器/接收器的一同相(I)訊號路徑與一正交(Q)訊號路徑不匹配的校正方法以及相關電路，以解決上述問題。
依據本發明一第一實施例，揭露一種用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的方法，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(In-phase)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Quadrature)訊號路徑，該校正方法包含有：利用該接收器接收一測試訊號，並分別經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑，以產生一第一訊號路徑接收訊號以及一第二訊號路徑接收訊號，其中該測試訊號具有一特定頻率；分別針對該第一訊號路徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號來進行頻譜分析，並產生一第一頻譜分析結果以及一第二頻譜分析結果；以及依據該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一校正係數，以校正該接收器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配，其中該測試訊號並未經過該至少一校正係數來產生該第一訊號路徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號。
依據本發明一第二實施例，揭露一種用於校正一傳送器的方法，其中該傳送器具有一第一訊號路徑以及一第二訊號路徑，該第一訊號路徑與 該第二訊號路徑之一係為一同相(In-phase)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Quadrature)訊號路徑，該校正方法包含有：於該傳送器額外設定至少一校正係數；設定該至少一校正係數為至少一第一消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第一測試訊號，以產生一第一傳送訊號，其中該第一測試訊號具有一特定頻率；回送(loopback)該第一傳送訊號，並且針對該第一傳送訊號進行頻譜分析來得到一第一頻譜分析結果；設定該至少一校正係數為至少一第二消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第二測試訊號，以產生一第二傳送訊號，其中該第二測試訊號具有該特定頻率；回送該第二傳送訊號，並且針對該第二傳送訊號進行頻譜分析來得到一第二頻譜分析結果；以及依據該第一消除值、該第二消除值、該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一目標消除值，並將該至少一校正係數設定為該至少一目標消除值。
依據本發明一第三實施例，揭露一種用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的校正裝置，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(In-phase)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Quadrature)訊號路徑，該校正裝置包含有一頻譜分析單元以及一校正係數計算單元。其中該頻譜分析單元係用來針對分別經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑所產生的一第一訊號路徑接收訊號以及一第二訊號路徑接收訊號進行頻譜分析，並產生一第一頻譜分析結果以及一第二頻譜分析結果，其中該測試訊號具有一特定頻率。該校正係數計算單元係用來依據該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一校正係數，以校正該接收器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配，其中該測試訊號並未經過該至少一校正係數來產生該第一訊號路 徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號。
依據本發明一第四實施例，揭露一種用於校正一傳送器的校正裝置，其中該傳送器具有一第一訊號路徑以及一第二訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(In-phase)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Quadrature)訊號路徑，該校正裝置包含有一校正單元、一控制單元、一頻譜分析單元以及一校正係數計算單元。其中該校正單元包含有至少一校正係數。該控制單元係用來設定該至少一校正係數為至少一第一消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第一測試訊號，以產生一第一傳送訊號，其中該第一測試訊號具有一特定頻率，以及設定該至少一校正係數為至少一第二消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第二測試訊號，以產生一第二傳送訊號，其中該第二測試訊號具有該特定頻率。該頻譜分析單元係用來針對回送(loopback)回來之該第一傳送訊號進行頻譜分析來得到一第一頻譜分析結果，以及針對回送回來之該第二傳送訊號進行頻譜分析來得到一第二頻譜分析結果。該校正係數計算單元係用來依據該第一消除值、該第二消除值、該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一目標消除值，並將該至少一校正係數設定為該至少一目標消除值。
本發明的其中一個優點係可以藉由上述方法以及裝置來補償一傳送器/接收器的一同相(I)訊號路徑與一正交(Q)訊號路徑之間的不匹配，尤其是可以補償該傳送器/接收器之該同相訊號路徑與該正交訊號路徑各自的混頻器之間的不匹配；以及補償該傳送器/接收器之該同相訊號路徑與該正交訊號路徑各自的低通濾波器之間的不匹配。在同相訊號路徑與正交訊號路徑之間的不匹配被適當補償/校正之後，電子裝置便可得到較佳的通訊效能。
200、900、1400‧‧‧傳送器
202、302‧‧‧同相訊號路徑
204、304‧‧‧正交訊號路徑
206、306、9022‧‧‧校正係數單元
300、500‧‧‧接收器
502、902、1402‧‧‧校正單元
5022、5024、14022、14024‧‧‧乘法器
5026、9024、9026、9056、14026、14056‧‧‧加法器
504、912、1412‧‧‧頻譜分析單元
5042‧‧‧第一頻譜分析電路
5044‧‧‧第二頻譜分析電路
506、914、1414‧‧‧校正係數計算單元
508‧‧‧切換單元
510‧‧‧接收端
5102‧‧‧第一類比數位轉換器
5104‧‧‧第二類比數位轉換器
5106、9046、14046‧‧‧第一低通濾波器
5108、9048、14048‧‧‧第二低通濾波器
5110、9050、14050‧‧‧第一混頻器
5112、9052、14052‧‧‧第二混頻器
5114、9054、14054‧‧‧振盪器
512‧‧‧低雜訊放大器
802~808、1302~1312、1702~1712、2602~2612‧‧‧步驟
904、1404‧‧‧傳送端
9042、14042‧‧‧第一數位類比轉換器
9044、14044‧‧‧第二數位類比轉換器
906、1406‧‧‧功率放大器
908、1408‧‧‧自混頻器
910、1410‧‧‧類比數位轉換器
916、1416‧‧‧控制單元
第1圖為一接收端所接收到的一接收訊號以及該接收訊號所產生的一鏡像訊號的示意圖。
第2圖為直接升降頻收發機的一傳送器的示意圖。
第3圖為直接升降頻收發機的一接收器的示意圖。
第4圖為直接升降頻收發機的一接收器的等效基頻模型的示意圖。
第5圖為依據本發明用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正裝置的一示範性實施例的示意圖。
第6圖為第5圖之校正裝置的另一設定的示意圖。
第7圖為本發明校正係數計算單元的一示範性實施例的示意圖。
第8圖為依據本發明用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正方法的一示範性實施例的流程圖
第9圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正裝置的一第一示範性實施例的示意圖。
第10圖為直接升降頻收發機的一傳送器的等效基頻模型的示意圖。
第11圖為利用第一消除值以及第二消除值來找出最佳鏡像訊號補償值的示意圖。
第12圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖。
第13圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正方法的一示範性實施例的流程圖。
第14圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正裝置的一第二示範性實施例的示意圖。
第15圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖。
第16圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖。
第17圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正方法的另一示範性實施例的流程圖。
第18圖為依據本發明用於校正一傳送器的一振盪器的滲漏的一種校正裝置的一示範性實施例的示意圖。
第19圖為直接升降頻收發機的一傳送器的等效基頻模型的一示意圖。
第20圖為利用第一預定振盪器滲漏補償值以及第二預定振盪器滲漏補償值來找出最佳振盪器滲漏補償值的示意圖。
第21圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖。
第22圖為依據本發明用於校正一傳送器的一振盪器的滲漏的一種校正方法的一示範性實施例的流程圖。
關於本發明的校正裝置，以下先用數學式來說明其基本理論，首先，請參考第2圖，第2圖為直接升降頻收發機的一傳送器的示意圖。一般來說，要測試傳送器200之中的一同相(I)訊號路徑202與一正交(Q)訊號路徑204是否存在有不匹配的情況，可以將具有單一頻率的訊號(single-tone signal)輸入至傳送器200並通過之，然後觀測輸出端的訊號是否出現鏡像(image)訊號。當產生的鏡像訊號越強，表示同相(I)訊號路徑202與正交(Q)訊號路徑204之間的不匹配的程度越高。傳送器200中包含有一校正係數單元206，內含有兩個校正係數，分別是一第一係數X以及一第二係數Y，如第2圖所示，第一係數X係用來校正同相(I)訊號路徑202與正交(Q)訊號路徑204之間訊號的振幅不匹配，而第二係數Y係用來校正同相(I)訊號路徑202與正交(Q)訊號路徑204之間訊號的相位不匹配。透過改變校正係數單元206中的第一係數X以及第二係數Y，可以達到消除鏡像 訊號的效果。理論上，想要完全地消除掉鏡像訊號，需要滿足下列的方程式：
Y=-tan(Φ)(2)
此處的Φ表示頻率為fs的單一頻率測試訊號經過同相(I)訊號路徑202以及正交(Q)訊號路徑204的路徑不匹配所產生的相位差異，R則為頻率為fs的單一頻率測試訊號經過同相(I)訊號路徑202以及正交(Q)訊號路徑204的路徑不匹配所產生的振幅差異比。
除此之外，請參考第3圖，第3圖為直接升降頻收發機的一接收器的示意圖。一般來說，要測試接收器300之中的一同相(I)訊號路徑302與一正交(Q)訊號路徑304是否存在有不匹配的情況，可以將具有單一頻率的訊號(single-tone signal)輸入至接收器300並通過之，然後分析接收端的訊號是否出現鏡像(image)訊號。接收器300中包含有一校正係數單元306，內含有兩個校正係數，分別是一第一係數X以及一第二係數Y。同樣的，當以及Y=-tan(Φ)時，鏡像訊號可以完全地被消除掉。此處的Φ表示頻率為f s 的單一頻率測試訊號經過同相(I)訊號路徑302以及正交(Q)訊號路徑304的路徑不匹配所產生的相位差異，R則為頻率為f s 的單一頻率測試訊號經過同相(I)訊號路徑302以及正交(Q)訊號路徑304的路徑不匹配所產生的振幅差異比。
第4圖為直接升降頻收發機的一接收器的等效基頻模型的示意圖。由第3圖可知，同相訊號路徑與正交訊號路徑之間具有不匹配的關係，因此第4圖的A點處的原訊號會被加上鏡像訊號的效應，即加上A點原訊號的共 軛複數乘上一鏡像複數C image ，這樣一來便可在B點可觀察到等效加入大小為原訊號乘上鏡像複數C image 的鏡像訊號。此鏡像訊號對接收端而言是一種雜訊，會降低訊號接收品質，因此需要一個補償裝置來消除此鏡像訊號。因此第4圖中加入了一校正複數C cancel 來消除鏡像訊號。本發明的目的即在藉由適當地選擇校正複數C cancel 的值來消除C點所觀察到的訊號中的鏡像訊號成分。簡而言之，當C cancel =-C image 時，能夠完全地消除鏡像映射干擾。
接下來將會詳細敘述本發明的裝置以及相關說明，首先請參考第5圖，第5圖為依據本發明用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正裝置的一示範性實施例的示意圖，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。接收器500包含有一電子裝置之至少一部分(例如一部分或全部)，而該電子裝置包含至少一傳送電路與至少一接收電路。依據本實施例之一變化例，接收器500可代表包含該電子裝置之一系統，而該電子裝置係為這個系統的子系統。尤其是，該電子裝置可為包含直接升降頻(Direct-Conversion)電路之電子裝置，其中接收器500可針對上述之直接升降頻電路進行校正；但本發明並不以此為限。
如第5圖所示，接收器500包含有：一校正單元502、一頻譜分析單元504、一校正係數計算單元506、一切換單元508、一第一類比數位轉換器5102、一第二類比數位轉換器5104、一第一低通濾波器5106、一第二低通濾波器5108、一第一混頻器5110、一第二混頻器5112、一振盪器5114以及一低雜訊放大器512。依據本實施例，接收器500每次在重新啟動後(例如上電後或是系統重置後)，並且在一般的資料接收模式正式開始之前，為了要改善接收器500的一接收端510(至少包含有第一類比數位轉換器5102、第二類比數位轉換器5104、第一低通濾波器5106、第二低通濾波器5108、 第一混頻器5110、第二混頻器5112、振盪器5114)的一同相(I)訊號路徑(即經過接收端510中的第一數位類比轉換器5102、第一低通濾波器5106以及第一混頻器5110的路徑)與一正交(Q)訊號路徑(即經過接收端510中的第二類比數位轉換器5104、第二低通濾波器5108以及第二混頻器5112的路徑)之間電路特性的不匹配，接收器500會先進入一校正參數計算模式；換句話說，在該校正參數計算模式下，第一步會針對接收器500之接收端510中之該同相訊號路徑與該正交訊號路徑之間的差異的進行最佳化的校正參數計算，之後才會讓接收端510進入一般的資料接收模式，同時使用在該校正參數計算模式下所得到的校正參數來開始進行正式的資料接收。然而，以上僅為說明的用途，並非對本發明之限制，實際上，任何能夠達到同樣或類似功能的設計或是操作程序，且符合本發明之發明精神的其他變化，都屬於本發明的範疇。舉例來說，接收器500中的第一低通濾波器5106、第二低通濾波器5108亦可以是其他功用的濾波器。
具體地說，本實施例的校正重點係在於針對接收器500之接收端510另外加入了校正單元502，校正單元502可以直接或是間接地耦接於接收器500之接收端510，用來依據校正係數計算單元506所計算出的一第一校正係數X以及一第二校正係數Y來對接收端510的一輸出進行校正處理。其中經過接收端510之該同相訊號路徑的訊號會利用一乘法器5022來和第一校正係數X相乘，進而得以校正由於接收端510的第一訊號路徑以及第二訊號路徑之間的不匹配元件特性所造成之該同相訊號路徑與該正交相位訊號路徑之間的振幅不匹配。而經過接收端510之該正交訊號路徑的訊號會利用一乘法器5024來和第二校正係數Y相乘，之後再利用一加法器5026來和經過接收端510與第一校正係數X之該同相訊號路徑的訊號相加，進而得以校正接收端510的第一訊號路徑以及第二訊號路徑之間的不匹配元件特性所造成之該同相訊號路徑與該正交訊號路徑的相位不匹配。然而，以上之操作細節與 電路設計僅供本實施例之說明之用途，並非對本發明之限制，實際上亦可使用超過兩個以上的校正係數，然其相對應的複雜度以及精準度亦有可能會有所變化。又或者可以使用相反的方式來設置第一校正係數X和第二校正係數Y(亦即，第一校正係數X係位於該正交訊號路徑，第二校正係數Y耦接於該同相訊號路徑以及該正交相位路徑之間，而訊號相加則發生於該正交訊號路徑))。關於第一校正係數X以及第二校正係數Y的最佳值的決定方式以及細節，將於後續的段落中說明。
習知的作法一般係分析接收端510所產生的訊號中鏡像訊號的成分，例如依據鏡像訊號的大小來調整X與Y值，直到找出最佳值來讓使鏡像訊號為最小。而本實施例則係在該校正參數計算模式時(如第5圖的切換單元508的設定)，依據頻譜分析單元504中的一第一頻譜分析電路5042以及一第二頻譜分析電路5044來分別對該同相訊號路徑的訊號在一訊號主頻率W 0 上的訊號成分，以及該正交相位路徑的訊號在訊號主頻率W 0 上的訊號成分分別進行頻譜分析(應注意在此有別於習知技術中係針對鏡像訊號頻率-W 0 進行分析)。舉例來說，第一頻譜分析電路5042和第二頻譜分析電路5044可以係針對訊號主頻率W 0 進行快速傅利葉轉換(Fast Fourier Transform,FFT)。頻譜分析單元504會在該同相訊號路徑得到一複數結果a+bj，以及在正交相位路徑上得到另一複數結果c+dj。而a+bj與c+dj經過第一校正係數X與第二校正係數Y之後，A點的值為(a+bj)X+(c+dj)Y，而B點的值仍為c+dj。假設經過X與Y補償後已將不匹配效應消除，則A點與B點的值應該互相正交(也就是彼此之間的相位差為90度)，也就是B點的值乘上j後，應與A點相等。所以我們可以得到以下方程式：(c+dj)j=(aX+cY)+(bx+dY)j(3)
經過整理得到(aX+cY)=-d，(bX+dY)=c。解此聯立方程式會 得到以下解。
第6圖為第5圖之校正裝置的另一設定的示意圖。在利用校正係數計算單元506計算出第一校正係數X與第二校正係數Y之後，便可將接收器500的設定從第5圖之該校正參數計算模式切換至第6圖的一般資料接收模式。第7圖為本發明校正係數計算單元的一示範性實施例的示意圖，其中繪示了依據方程式(4)以及方程式(5)所得到的校正係數計算單元506的詳細電路架構。
第8圖為依據本發明用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正方法的一示範性實施例的流程圖，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。倘若大體上可達到相同的結果，並不一定需要按照第8圖所示之流程中的步驟順序來進行，且第8圖所示之步驟不一定要連續進行，亦即其他步驟亦可插入其中。此外，第8圖中的某些步驟可根據不同實施例或設計需求省略之。第8圖的校正方法可應用於第5圖以及第6圖所示之接收器500。詳細步驟如下：步驟802：於該接收器額外設定一第一校正係數以及一第二校正係數；步驟804：利用該接收器接收一測試訊號，並經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑，以及不經過該第一校正係數以及該第二校正係數以產 生一第一訊號路徑接收訊號以及一第二訊號路徑接收訊號，其中該測試訊號具有一特定頻率；步驟806：針對該第一訊號路徑接收訊號在該特定頻率上進行傅利葉轉換(Fourier transform,FT)，以求出該第一訊號路徑在該特定頻率上的一第一頻譜分析結果；以及針對該第二訊號路徑接收訊號在該特定頻率上進行傅利葉轉換，以求出該第二訊號路徑在該特定頻率上的一第二頻譜分析結果；以及步驟808：依據該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算最終之該第一校正係數以及該第二校正係數，以校正該接收器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配。
經過步驟802~步驟808的校正流程之後，我們就可以直接並準確地求出X與Y的最佳值，而不需要如習知技術般逐步地逼近正確值，因此使用本實施例來計算X與Y的最佳值較習知技術來的快。除此之外，本發明係針對該特定頻率所造成的相對應鏡像訊號來進行最小化的動作，因此，整體接收端510在該特定頻率所造成的鏡像訊號都可以被最小化；換句話說，本實施例中的補償係不分元件，而是鎖定在任何指定的頻率來進行補償。
第9圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正裝置的一第一示範性實施例的示意圖，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。傳送器900包含有一電子裝置之至少一部分(例如一部分或全部)，而該電子裝置包含至少一傳送電路與至少一接收電路。依據本實施例之一變化例，傳送器900可代表包含該電子裝置之一系統，而該電子裝置係為這個系統的子系統。尤其是，該電子裝置可為包含直接升降頻(Direct-Conversion)電路之電子裝置，其 中傳送器900可針對上述之直接升降頻電路進行校正；但本發明並不以此為限。
如第9圖所示，傳送器900包含有：一校正單元902、一加法器9056、一第一數位類比轉換器9042、一第二數位類比轉換器9044、一第一低通濾波器9046、一第二低通濾波器9048、一第一混頻器9050、一第二混頻器9052、一振盪器9054、一功率放大器906、一自混頻器908、一類比數位轉換器910、一頻譜分析單元912、一校正係數計算單元914以及一控制單元916。依據本實施例，傳送器900每次在重新啟動後(例如上電後或是系統重置後)，並且在一般的資料傳送模式正式開始之前，為了要改善傳送器900的一傳送端904(至少包含有第一數位類比轉換器9042、第二數位類比轉換器9044、第一低通濾波器9046、第二低通濾波器9048、第一混頻器9050、第二混頻器9052、振盪器9054)的一同相(I)訊號路徑(即經過傳送端904中的第一數位類比轉換器9042、第一低通濾波器9046以及第一混頻器9050的路徑)與一正交(Q)訊號路徑(即經過傳送端904中的第二數位類比轉換器9044、第二低通濾波器9048以及第二混頻器9052的路徑)之間電路特性的不匹配，傳送器900會先進入一校正參數計算模式；換句話說，在該校正參數計算模式下，第一步會針對傳送器900之傳送端904中之該同相訊號路徑與該正交訊號路徑之間的差異的進行最佳化的校正參數計算，之後才會讓傳送端904進入一般的資料傳送模式，同時使用在該校正參數計算模式下所得到的校正參數來開始進行正式的資料傳收。然而，以上僅為說明的用途，並非對本發明之限制，實際上，任何能夠達到同樣或類似功能的設計或是操作程序，且符合本發明之發明精神的其他變化，都屬於本發明的範疇。舉例來說，傳送器900中的第一低通濾波器9046、第二低通濾波器9048亦可以是其他功用的濾波器。
具體地說，本實施例的校正重點係在於針對傳送器900之傳送端904另外加入了校正單元902，應注意的是，此處的校正單元902的架構係稍有別於第5圖的校正單元502的X、Y架構。即此處並非係使用前實施例中的第一校正係數X以及第二校正係數Y的補償架構，傳送器900係在利用原訊號的一共軛複數來乘上一鏡像訊號補償值C來建立校正模型，其中鏡像訊號補償值C為一複數。運用此架構的校正單元902能和校正單元502相互對應，而兩者之間存在有一增益的落差。校正單元902可以直接或是間接地耦接於傳送器900之傳送端904，用來依據校正係數計算單元914所計算出的鏡像訊號補償值C來對傳送端904的一輸入進行校正處理。其中經過傳送端904之該同相訊號路徑的訊號與該正交訊號路徑的訊號會在進入第一數位類比轉換器9042與第二數位類比轉換器9044之前，加上一由訊號的共扼複數乘上鏡像訊號補償值C構成之鏡像訊號成分，進而得以消除由於傳送端904的第一訊號路徑以及第二訊號路徑之間的不匹配元件特性所造成之鏡像干擾訊號。然而，以上之操作細節與電路設計僅供本實施例之說明之用途，並非對本發明之限制。關於鏡像訊號補償值C的最佳值的決定方式以及細節，將於後續的段落中說明。
首先，第5圖的校正單元502和第9圖的校正單元902之間互相對應以及該增益可以使用下列函式來表示。
第10圖為直接升降頻收發機的一傳送器的等效基頻模型的示意圖。由第2圖可知，同相訊號路徑與正交訊號路徑之間具有不匹配的關係，因此第10圖的A點處的原訊號會被加上鏡像訊號的效應，即另外加上A點 原訊號的共軛複數乘上一鏡像訊號值C image 的值，這樣一來便可在B點可觀察到等效加入大小為原訊號的C image 倍的鏡像訊號。此鏡像訊號對接收端而言是一種雜訊，會降低訊號接收品質，因此需要一個補償裝置來消除此鏡像訊號。因此第10圖中加入了一鏡像訊號補償值C cancel 來消除鏡像訊號。本發明的目的即在藉由適當地選擇C cancel 值來消除C點所觀察到的訊號中的鏡像訊號成分。簡而言之，當C cancel =-C image 時，能夠完全地消除鏡像映射干擾。換句話說，第10圖為第9圖之等效數學模型，若輸入一頻率為w之單一頻率測試訊號，則經過自混頻後，鏡像訊號會出現在頻率2w以及-2w處，而第10圖中的A點、B點、C點以及針對頻率為-2w進行傅利葉轉換的一轉換結果P(即頻率-2w處的能量功率)可以分別表示為方程式(7)~方程式(10)。請注意，在其它的實施例中，亦可針對頻率為2w進行傅利葉轉換。
A(t)=e jwt +C cancel e -jwt (7)
其中G 0為第一數位類比轉換器9042/第二數位類比轉換器9044之增益，G 1為傳送路徑之增益，G 2為自混頻器908到類比數位轉換器910之增益，G 0、G 1以及G 2皆為未知。G為第一數位類比轉換器9042/第二數位類比轉換器9044到類比數位轉換器910的路徑的整體增益，而為C image 由數 位域所看到的等效值。因此，方程式(10)可簡化為下式。
P=G(C image +C cancel )(11)
依據方程式(11)，由於傳送端904所造成的鏡像訊號值C image 為固定值，因此在頻率為-2w進行傅利葉轉換所得到的轉換結果P為鏡像訊號補償值C cancel 的線性方程式，即鏡像訊號補償值C cancel 和轉換結果P為線性關係。因此，在本實施例中，控制單元916會產生一測試訊號，並利用一第一消除值C 0 以及一第二消除值C 1 來分別帶入校正單元902中的校正係數單元9022的鏡像訊號補償值C，使補償後的訊號經過傳送端904、自混頻器908以及類比數位轉換器910後，在基頻數位域被觀察到，並且利用頻譜分析單元912分別得到一第一轉換結果P 0 以及一第二轉換結果P 1 ，由於上述方程式(11)為線性方程式，因此，可利用此線性特性來從第一消除值C 0 以及第二消除值C 1 和其所分別對應的第一轉換結果P 0 以及第二轉換結果P 1 ，來推導出所欲得到的一最佳鏡像訊號補償值C T ，其中最佳鏡像訊號補償值C T 所對應的一轉換結果P T 為最小(即轉換結果P T =0)；換句話說，可利用線性外插或是線性內插的原理(視第一消除值C 0 以及第二消除值C 1 和最佳鏡像訊號補償值C T 之間的關係而定)來推算出最佳鏡像訊號補償值C T 。應注意的是，第一消除值C 0 以及第二消除值C 1 應為不同的值。第11圖為利用第一消除值以及第二消除值來找出最佳鏡像訊號補償值的示意圖。應注意的是，在第11圖中係將本實施例的概念簡化為二維以方便理解，實際上的情況為四維。第11圖中的第一轉換結果P 0 為G(C image +C 0)，第二轉換結果P 1 為G(C image +C 1)，最佳鏡像補償值C T 的值就是完全將鏡像訊號C image 消除的值，即最佳鏡像補償值C T =-C image ，經過化簡可以得到以下方程式。
第12圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖，其中繪示了依據方程式(12)所得到的校正係數計算單元914的詳細電路架構。
第13圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正方法的一示範性實施例的流程圖，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。倘若大體上可達到相同的結果，並不一定需要按照第13圖所示之流程中的步驟順序來進行，且第13圖所示之步驟不一定要連續進行，亦即其他步驟亦可插入其中。此外，第13圖中的某些步驟可根據不同實施例或設計需求省略之。第13圖的校正方法可應用於第9圖所示之傳送器900。詳細步驟如下：
步驟1302：於該傳送器額外設定一校正係數；
步驟1304：設定該校正係數為一第一消除值，並且將一第一測試訊號和自身的共軛複數乘上該校正係數的值相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送，以產生一第一傳送訊號，其中該第一測試訊號具有一特定頻率
步驟1306：回送(loopback)該第一傳送訊號，並且針對該第一傳送訊號在該特定頻率的兩倍頻率進行傅利葉轉換(Fourier transform,FT)，以得到一第一頻譜分析結果；
步驟1308：設定該校正係數為一第二消除值，並且將一第二測試訊號和自身的共軛複數乘上該校正係數的值相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送，以產生一第二傳送訊號，其中該第二測試訊號具有該特定頻率
步驟1310：回送該第二傳送訊號，並且針對該第二傳送訊號在該 特定頻率的兩倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第二頻譜分析結果；以及
步驟1312：依據該第一消除值、該第二消除值、該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算該校正係數，以校正該傳送器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配。
經過步驟1302~步驟1312的校正流程之後，我們就可以直接並準確地求出鏡像訊號補償值C cancel 的最佳值，而不需要如習知技術般逐步地逼近X與Y的最佳值，因此使用本實施例較習知技術來的快速。除此之外，本發明係針對該特定頻率所造成的相對應鏡像訊號來進行最小化的動作，因此，整體傳送端904在該特定頻率所造成的鏡像訊號都可以被最小化；換句話說，本實施例中的補償係不分元件，而是鎖定在任何指定的頻率來進行補償。
第14圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正裝置的一第二示範性實施例的示意圖，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。傳送器1400包含有一電子裝置之至少一部分(例如一部分或全部)，而該電子裝置包含至少一傳送電路與至少一接收電路。依據本實施例之一變化例，傳送器1400可代表包含該電子裝置之一系統，而該電子裝置係為這個系統的子系統。尤其是，該電子裝置可為包含直接升降頻(Direct-Conversion)電路之電子裝置，其中傳送器1400可針對上述之直接升降頻電路進行校正；但本發明並不以此為限。
如第14圖所示，傳送器1400包含有：一校正單元1402、一加法器14056、一第一數位類比轉換器14042、一第二數位類比轉換器14044、一 第一低通濾波器14046、一第二低通濾波器14048、一第一混頻器14050、一第二混頻器14052、一振盪器14054、一功率放大器1406、一自混頻器1408、一類比數位轉換器1410、一頻譜分析單元1412、一校正係數計算單元1414以及一控制單元1416。依據本實施例，傳送器1400每次在重新啟動後(例如上電後或是系統重置後)，並且在一般的資料傳送模式正式開始之前，為了要改善傳送器1400的一傳送端1404(至少包含有第一數位類比轉換器14042、第二數位類比轉換器14044、第一低通濾波器14046、第二低通濾波器14048、第一混頻器14050、第二混頻器14052、振盪器14054)的一同相(I)訊號路徑(即經過傳送端1404中的第一數位類比轉換器14042、第一低通濾波器14046以及第一混頻器14050的路徑)與一正交(Q)訊號路徑(即經過傳送端1404中的第二數位類比轉換器14044、第二低通濾波器14048以及第二混頻器14052的路徑)之間電路特性的不匹配，傳送器1400會先進入一校正參數計算模式；換句話說，在該校正參數計算模式下，第一步會針對傳送器1400之傳送端1404中之該同相訊號路徑與該正交訊號路徑之間的差異的進行最佳化的校正參數計算，之後才會讓傳送端1404進入一般的資料傳送模式，同時使用在該校正參數計算模式下所得到的校正參數來開始進行正式的資料傳收。然而，以上僅為說明的用途，並非對本發明之限制，實際上，任何能夠達到同樣或類似功能的設計或是操作程序，且符合本發明之發明精神的其他變化，都屬於本發明的範疇。舉例來說，傳送器1400中的第一低通濾波器14046、第二低通濾波器14048亦可以是其他功用的濾波器。
具體地說，本實施例的校正重點係在於針對傳送器1400之傳送端1404另外加入了校正單元1402，校正單元1402包含有乘法器14022和14024以及一加法器14026。應注意的是，此處的校正單元1402的架構係回歸第5圖的校正單元502的X、Y架構。依據方程式(6)，可將第13圖所使用的方法稍加轉換並且應用在第2圖所示的X、Y補償架構中。校正單元1402可以 直接或是間接地耦接於傳送器1400之傳送端1404，用來依據校正係數計算單元1414所計算出的一第一校正係數X以及一第二校正係數Y來對傳送端1404進行校正處理，相關細節請參照先前實施例，在此便不多作贅述。具體地說，在本實施例中，首先控制單元1416會產生一控制訊號，並分別選用兩組第一校正係數X以及第二校正係數Y，即(X 0 ，Y 0 )以及(X 1 ，Y 1 )，來分別帶入校正單元1402，並利用類似於前一實施例的原理來立即推導出第一校正係數X以及第二校正係數Y的最佳值(X T ，Y T )。為了帶入前一實施例的推導結果(即方程式(12))，首先需依據以下方程式(13)來將第一校正係數X以及第二校正係數Y轉換為複數形式的鏡像訊號補償值C XY0 以及C XY1 。
由於在轉換的過程中會產生增益變化，因此還需另行計算出兩組第一校正係數X以及第二校正係數Y，(X 0 ，Y 0 )以及(X 1 ，Y 1 )轉換至C XY0 以及C XY1 時所分別對應的增益值g 0 以及g 1 。
最後可將方程式(12)改寫為以下的方程式(15)。
其中P 0 以及P 1 為頻譜分析單元1412分別針對(X 0 ，Y 0 )以及(X 1 ，Y 1 )所得到的一第一轉換結果以及一第二轉換結果。最後，可依據方程式(13)得到最佳化的第一校正係數X以及第二校正係數Y，(X T ，Y T )如下：
亦可合併方程式(15)、(16)為方程式(17)：
第14圖中的校正係數計算單元1414實現了方程式(15)、(16)或是方程式(17)的功能，校正係數計算單元1414會依據(X 0 ，Y 0 )、(X 1 ，Y 1 )來計算出C XY0 、C XY1 、g 0 以及g 1 ，並且利用頻譜分析單元1412所計算出的P 0 以及P 1 來得到最終的最佳值(X T ，Y T )。第15圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖，其中繪示了依據方程式(15)所得到的校正係數計算單元1414的局部詳細電路架構。第16圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖，其中繪示了依據方程式(16)所得到的校正係數計算單元1414的局部詳細電路架構。
第17圖為依據本發明用於校正一傳送器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的一種校正方法的另一示範性實施例的流程圖，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。倘若大體上可達到相同的結果，並不一定需要按照第17圖所示之流程中的步驟順序來進行，且第17圖所示之步驟不一定要連續進行，亦即其他步驟亦可插入其中。此外，第17圖中的某些步驟可根據不同實施例或設計需求省略之。第17圖的校正方法可應用於第14圖所示之傳送器1400。詳細步驟如下：步驟1702：於該傳送器額外設定一第一校正係數以及一第二校正係數；步驟1704：分別設定該第一校正係數以及該第二校正係數為一第一預定校正係數以及一第二預定校正係數，並且利用該傳送器經過該第一校正係數以及該第二校正係數傳送具有一特定頻率的一第一訊號，並經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑以產生一第一傳送訊號； 步驟1706：回送(loopback)該第一傳送訊號來針對該特定頻率的兩倍頻率處進行頻譜分析以得到至少一第一頻譜分析結果；步驟1708：分別設定該第一校正係數以及該第二校正係數為一第三預定校正係數以及一第四預定校正係數，並且利用該傳送器經過該第一校正係數以及該第二校正係數傳送具有該特定頻率的一第二訊號，並經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑以產生一第二傳送訊號；步驟1710：回送該第二傳送訊號來針對該特定頻率的兩倍頻率處進行頻譜分析以得到至少一第二頻譜分析結果；以及步驟1712：依據該第一預定校正係數、該第二預定校正係數、該第三預定校正係數、該第四預定校正係數、該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算該第一校正係數以及該第二校正係數，以校正該傳送器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配。
經過步驟1702~步驟1712的校正流程之後，我們就可以直接並準確地求出上述第一校正係數X以及第二校正係數Y的最佳值，而不需要如習知技術般逐步地逼近X與Y的最佳值，因此使用本實施例較習知技術來的快速。除此之外，本發明係針對該特定頻率所造成的相對應鏡像訊號來進行最小化的動作，因此，整體傳送端1404在該特定頻率所造成的鏡像訊號都可以被最小化；換句話說，本實施例中的補償係不分元件，而是鎖定在任何指定的頻率來進行補償。
第18圖為依據本發明用於校正一傳送器的一振盪器的滲漏的一種校正裝置的一示範性實施例的示意圖，其中該傳送器具有一第一訊號路徑與一第二訊號路徑，其中之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。傳送器2200包含有一電子裝置之至少一部分(例如一部分或全部)，而該電子裝置包含至少一傳送電路與至少一接收電路。依據本實施例之一變化例，傳送器2200可代表包含該電子裝置之一系統，而該電子裝置係為這個系統的子系統。尤其是，該電子裝置可為包含直接升降頻(Direct-Conversion)電路之電子裝置，其中傳送器2200可針對上述之直接升降頻電路進行校正；但本發明並不以此為限。
如第18圖所示，傳送器2200包含有：一校正單元2202、一加法器22056、一第一數位類比轉換器22042、一第二數位類比轉換器22044、一第一低通濾波器22046、一第二低通濾波器22048、一第一混頻器22050、一第二混頻器22052、一振盪器22054、一功率放大器2206、一自混頻器2208、一類比數位轉換器2210、一頻譜分析單元2212、一校正係數計算單元2214以及一控制單元2216。依據本實施例，傳送器2200每次在重新啟動後(例如上電後或是系統重置後)，並且在一般的資料傳送模式正式開始之前，為了要 改善傳送器2200的一傳送端2204(至少包含有第一數位類比轉換器22042、第二數位類比轉換器22044、第一低通濾波器22046、第二低通濾波器22048、第一混頻器22050、第二混頻器22052、振盪器22054)的振盪器22054的滲漏問題，以降低傳送訊號所受到的干擾，傳送器2200會先進入一校正參數計算模式；換句話說，在該校正參數計算模式下，第一步會針對傳送器2200之傳送端2204中的振盪器22054的滲漏問題進行最佳化的校正參數計算，之後才會讓傳送端2204進入一般的資料傳送模式，同時使用在該校正參數計算模式下所得到的校正參數來開始進行正式的資料傳收。然而，以上僅為說明的用途，並非對本發明之限制，實際上，任何能夠達到同樣或類似功能的設計或是操作程序，且符合本發明之發明精神的其他變化，都屬於本發明的範疇。舉例來說，傳送器2200中的第一低通濾波器22046、第二低通濾波器22048亦可以是其他功用的濾波器。
具體地說，本實施例的校正重點係在於針對傳送器2200之傳送端2204另外加入了校正單元2202，應注意的是，此處針對補償振盪器22054的滲漏的校正單元2202的架構係有別於用於校正IQ不匹配的第9圖的校正單元902以及第14圖的校正單元1402的X、Y架構。在傳送器2200中，係將一同相(I)訊號路徑(即經過傳送端2204中的第一數位類比轉換器22042、第一低通濾波器22046以及第一混頻器22050的路徑)與一正交(Q)訊號路徑(即經過傳送端2204中的第二數位類比轉換器22044、第二低通濾波器22048以及第二混頻器22052的路徑)分別利用校正單元2202中的加法器22024以及22026來加上一振盪器滲漏補償值來建立校正模型。然而，以上之操作細節與電路設計僅供本實施例之說明之用途，並非對本發明之限制。關於振盪器滲漏補償值D的最佳值的決定方式以及細節，將於後續的段落中說明。
第19圖為直接升降頻收發機的一傳送器的等效基頻模型的另一示意圖。由第19圖可知，若輸入一頻率為w的單一頻率測試訊號，則A點、B點、C點以及針對-w進行傅利葉轉換的結果P(即頻率-w處的能量功率)可以分別表示為方程式(18)~方程式(21)。
A(t)=e jwt +D cancel (18)
B(t)=G 0 e jwt +(D LO +G 0 D cancel )(19)
其中D cancel 係為補償本地振盪器滲漏(leakage)所加入的校正電路的一振盪器滲漏補償值，D LO 為傳送電路2204中的一振盪器滲漏值；G 0為第一數位類比轉換器22042/第二數位類比轉換器22044之增益，G 1為傳送路徑之增益，G 2為自混頻器2208到類比數位轉換器2210之增益，G 0、G 1以及G 2皆為未知。G為第一數位類比轉換器22042/第二數位類比轉換器22044到類比數位轉換器2210的路徑的整體增益，而為D LO 由數位域所看到的等效值。因此，方程式(21)可簡化為下式。
P=G(D LO +D cancel )(22)
依據方程式(22)，由於傳送端2204的振盪器22054所造成的滲漏值D LO 為固定值，因此在頻率為-w進行傅利葉轉換所得到的轉換結果P為振盪器滲漏補償值D cancel 的線性方程式，即振盪器滲漏補償值D cancel 和轉換 結果P為線性關係。因此，在本實施例中，會利用一第一預定振盪器滲漏補償值D 0 以及一第二預定振盪器滲漏補償值D 1 來分別帶入校正單元2202的振盪器滲漏補償值D cancel ，使補償後的訊號經過傳送端2204、自混頻器2208以及類比數位轉換器2210後，在基頻數位域被觀察到，並且利用頻譜分析單元2212分別得到一第一轉換結果P 0 以及一第二轉換結果P 1 ，由於上述方程式(22)為線性方程式，因此，可利用此線性特性來從第一預定振盪器滲漏補償值D 0 以及第二預定振盪器滲漏補償值D 1 和其所分別對應的第一轉換結果P 0 以及第二轉換結果P 1 ，來推導出所欲得到的一最佳振盪器滲漏補償值D T ，其中最佳振盪器滲漏補償值D T 所對應的一轉換結果P T 為最小(即轉換結果P T =0)；換句話說，可利用線性外插或是線性內插的原理(視第一預定振盪器滲漏補償值D 0 以及第二預定振盪器滲漏補償值D 1 和最佳振盪器滲漏補償值D T 之間的關係而定)來推算出最佳振盪器滲漏補償值D T 。應注意的是，第一預定振盪器滲漏補償值D 0 以及第二預定振盪器滲漏補償值D 1 應為不同的值。第20圖為利用第一預定振盪器滲漏補償值以及第二預定振盪器滲漏補償值來找出最佳振盪器滲漏補償值的示意圖。應注意的是，在第20圖中係將本實施例的概念簡化為二維以方便理解，實際上的情況為四維。第20圖中的第一轉換結果P 0 為G(D LO +D 0)，第二轉換結果P 1 為G(D LO +D 1)，最佳振盪器滲漏補償值D T 的值就是完全將鏡像訊號D LO 消除的值，即最佳振盪器滲漏補償值D T =-D LO ，經過化簡可以得到以下方程式。
第21圖為本發明校正係數計算單元的另一示範性實施例的電路圖，其中繪示了依據方程式(23)所得到的校正係數計算單元2214的詳細電路架構。
第22圖為依據本發明用於校正一傳送器的一振盪器的滲漏的一 種校正方法的一示範性實施例的流程圖，其中該傳送器具有一第一訊號路徑與一第二訊號路徑，且該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相(I)訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交(Q)訊號路徑。倘若大體上可達到相同的結果，並不一定需要按照第22圖所示之流程中的步驟順序來進行，且第22圖所示之步驟不一定要連續進行，亦即其他步驟亦可插入其中。此外，第22圖中的某些步驟可根據不同實施例或設計需求省略之。第22圖的校正方法可應用於第18圖所示之傳送器2200。詳細步驟如下：
步驟2602：於該傳送器額外設定一校正係數；
步驟2604：設定該校正係數為一第一預定本地振盪器滲漏補償值，並且將一第一測試訊號和該校正係數相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送，以產生一第一傳送訊號，其中該第一測試訊號具有一特定頻率
步驟2606：回送(loopback)該第一傳送訊號，並且針對該第一傳送訊號在該特定頻率的負一倍頻率進行傅利葉轉換(Fourier transform,FT)，以得到一第一頻譜分析結果；
步驟2608：設定該校正係數為一第二預定本地振盪器滲漏補償值，並且將一第二測試訊號和該校正係數相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送，以產生一第二傳送訊號，其中該第二測試訊號具有該特定頻率
步驟2610：回送該第二傳送訊號，並且針對該第二傳送訊號在該特定頻率的負一倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第二頻譜分析結果；以及
步驟2612：依據該第一預定本地振盪器滲漏補償值、該第二預定本地振盪器滲漏補償值、該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算該校正係數，以校正該傳送器的本地振盪器滲漏。
經過步驟2602~步驟2612的校正流程之後，我們就可以直接並準確地求出振盪器滲漏補償值D cancel 的最佳值，而不需要如習知技術般逐步地逼近出最佳校正值，因此使用本實施例較習知技術來的快速。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
500‧‧‧接收器
502‧‧‧校正單元
5022、5024‧‧‧乘法器
5026‧‧‧加法器
504‧‧‧頻譜分析單元
5042‧‧‧第一頻譜分析電路
5044‧‧‧第二頻譜分析電路
506‧‧‧校正係數計算單元
508‧‧‧切換單元
510‧‧‧接收端
5102‧‧‧第一類比數位轉換器
5104‧‧‧第二類比數位轉換器
5106‧‧‧第一低通濾波器
5108‧‧‧第二低通濾波器
5110‧‧‧第一混頻器
5112‧‧‧第二混頻器
5114‧‧‧振盪器
512‧‧‧低雜訊放大器

Claims (26)

  1. 一種用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的方法，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交訊號路徑，該校正方法包含有：利用該接收器接收一測試訊號，並分別經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑，以產生一第一訊號路徑接收訊號以及一第二訊號路徑接收訊號，其中該測試訊號具有一特定頻率；分別針對該第一訊號路徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號來進行頻譜分析，並產生一第一頻譜分析結果以及一第二頻譜分析結果；以及依據該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一校正係數，以校正該接收器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配，其中該測試訊號並未經過該至少一校正係數來產生該第一訊號路徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的校正方法，其中該至少一校正係數至少包含有一第一校正係數以及一第二校正係數，其中該第一校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之間的振幅不匹配；以及該第二校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑的相位不匹配。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的校正方法，其中在分別針對該第一訊號路徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號來進行該頻譜分析，並產生該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果的步驟中，係針對該第一訊號路徑接收訊號在該特定頻率上進行傅利葉轉換，以求出該第一訊號路徑 在該特定頻率上之該第一頻譜分析結果；以及針對該第二訊號路徑接收訊號在該特定頻率上進行傅利葉轉換，以求出該第二訊號路徑在該特定頻率上之該第二頻譜分析結果。
  4. 一種用於校正一傳送器的方法，其中該傳送器具有一第一訊號路徑以及一第二訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交訊號路徑，該校正方法包含有：於該傳送器額外設定至少一校正係數；設定該至少一校正係數為至少一第一消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第一測試訊號，以產生一第一傳送訊號，其中該第一測試訊號具有一特定頻率；回送該第一傳送訊號，並且針對該第一傳送訊號進行頻譜分析來得到一第一頻譜分析結果；設定該至少一校正係數為至少一第二消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第二測試訊號，以產生一第二傳送訊號，其中該第二測試訊號具有該特定頻率；回送該第二傳送訊號，並且針對該第二傳送訊號進行頻譜分析來得到一第二頻譜分析結果；以及依據該第一消除值、該第二消除值、該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一目標消除值，並將該至少一校正係數設定為該至少一目標消除值。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的校正方法，其中該至少一校正係數設定為該 至少一目標消除值以校正該傳送器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的校正方法，其中該至少一校正係數僅具有單一校正係數；以及在利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送該第一測試訊號的步驟中，係將該第一測試訊號和自身的共軛複數乘上該單一校正係數的值相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送。
  7. 如申請專利範圍第5項所述的校正方法，其中該至少一校正係數僅具有單一校正係數；以及在利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送該第二測試訊號的步驟中，係將該第二測試訊號和自身的共軛複數乘上該單一校正係數的值相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送。
  8. 如申請專利範圍第5項所述的校正方法，其中該至少一校正係數包含有一第一校正係數以及一第二校正係數；該第一校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之間的振幅不匹配；以及該第二校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑的相位不匹配。
  9. 如申請專利範圍第5項所述的校正方法，其中在針對該第一傳送訊號進行該頻譜分析來得到該第一頻譜分析結果以及針對該第二傳送訊號進行該頻譜分析來得到該第二頻譜分析結果的步驟中，係針對該第一傳送訊號在該特定頻率的正/負兩倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第一頻譜分析結果；以及針對該第二傳送訊號在該特定頻率的正/負兩倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第二頻譜分析結果。
  10. 如申請專利範圍第4項所述的校正方法，其中該至少一校正係數設定為該至少一目標消除值以校正該傳送器的本地振盪器滲漏(leakage)。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的校正方法，其中在利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送該第一測試訊號的步驟中，係將該第一測試訊號和該至少一校正係數相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的校正方法，其中在利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送該第二測試訊號的步驟中，係將該第二測試訊號和該至少一校正係數相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送。
  13. 如申請專利範圍第10項所述的校正方法，其中在針對該第一傳送訊號進行該頻譜分析來得到該第一頻譜分析結果以及針對該第二傳送訊號進行該頻譜分析來得到該第二頻譜分析結果的步驟中，係針對該第一傳送訊號在該特定頻率的正/負一倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第一頻譜分析結果；以及針對該第二傳送訊號在該特定頻率的正/負一倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第二頻譜分析結果。
  14. 一種用於校正一接收器的一第一訊號路徑與一第二訊號路徑之間的不匹配的校正裝置，其中該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交訊號路徑，該校正裝置包含有：一頻譜分析單元，用來針對分別經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑 所產生的一第一訊號路徑接收訊號以及一第二訊號路徑接收訊號進行頻譜分析，並產生一第一頻譜分析結果以及一第二頻譜分析結果，其中該測試訊號具有一特定頻率；以及一校正係數計算單元，用來依據該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一校正係數，以校正該接收器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配，其中該測試訊號並未經過該至少一校正係數來產生該第一訊號路徑接收訊號以及該第二訊號路徑接收訊號。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的校正裝置，其中該至少一校正係數至少包含有一第一校正係數以及一第二校正係數，其中該第一校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之間的振幅不匹配；以及該第二校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑的相位不匹配。
  16. 如申請專利範圍第14項所述的校正裝置，其中該頻譜分析單元包含有：一第一頻譜分析電路，用來針對該第一訊號路徑接收訊號在該特定頻率上進行傅利葉轉換，以求出該第一訊號路徑在該特定頻率上之該第一頻譜分析結果；以及一第二頻譜分析電路，用來針對該第二訊號路徑接收訊號在該特定頻率上進行傅利葉轉換，以求出該第二訊號路徑在該特定頻率上之該第二頻譜分析結果。
  17. 一種用於校正一傳送器的校正裝置，其中該傳送器具有一第一訊號路徑以及一第二訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之一係為一同相訊號路徑，該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之另一係為一正交訊號路徑，該校正裝置包含有： 一校正單元，包含有至少一校正係數；一控制單元，用來設定該至少一校正係數為至少一第一消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第一測試訊號，以產生一第一傳送訊號，其中該第一測試訊號具有一特定頻率，以及設定該至少一校正係數為至少一第二消除值，並且利用該傳送器經過該至少一校正係數以及經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑來傳送一第二測試訊號，以產生一第二傳送訊號，其中該第二測試訊號具有該特定頻率；一頻譜分析單元，用來針對回送回來之該第一傳送訊號進行頻譜分析來得到一第一頻譜分析結果，以及針對回送回來之該第二傳送訊號進行頻譜分析來得到一第二頻譜分析結果；以及一校正係數計算單元，用來依據該第一消除值、該第二消除值、該第一頻譜分析結果以及該第二頻譜分析結果來計算至少一目標消除值，並將該至少一校正係數設定為該至少一目標消除值。
  18. 如申請專利範圍第17項所述的校正裝置，其中該至少一校正係數設定為該至少一目標消除值以校正該傳送器之該第一訊號路徑以及該第二訊號路徑之間的不匹配。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的校正裝置，其中該至少一校正係數僅具有單一校正係數；以及該校正單元另包含有：一共扼複數單元，用來得到該第一測試訊號的一第一共軛複數；一乘法器，用來將該第一共軛複數乘上該單一校正係數以產生一第一結果；以及一加法器，用來將該第一結果加上該第一測試訊號。
  20. 如申請專利範圍第18項所述的校正裝置，其中該至少一校正係數僅具有單一校正係數；以及該校正單元另包含有：一共扼複數單元，用來得到該第二測試訊號的一第二共軛複數；一乘法器，用來將該第二共軛複數乘上該單一校正係數以產生一第二結果；以及一加法器，用來將該第二結果加上該第二測試訊號。
  21. 如申請專利範圍第18項所述的校正裝置，其中該至少一校正係數包含有一第一校正係數以及一第二校正係數；該第一校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑之間的振幅不匹配；以及該第二校正係數係用來校正該第一訊號路徑與該第二訊號路徑的相位不匹配。
  22. 如申請專利範圍第18項所述的校正裝置，其中該頻譜分析單元係針對該第一傳送訊號在該特定頻率的正/負兩倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第一頻譜分析結果；以及針對該第二傳送訊號在該特定頻率的正/負兩倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第二頻譜分析結果。
  23. 如申請專利範圍第17項所述的校正裝置，其中該校正係數計算單元將該至少一校正係數設定為該至少一目標消除值以校正該傳送器的本地振盪器滲漏。
  24. 如申請專利範圍第23項所述的校正裝置，其中該校正單元另包含有：一加法器，用來將該第一測試訊號和該至少一校正係數相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送。
  25. 如申請專利範圍第23項所述的校正裝置，其中該校正單元另包含有： 一加法器，用來將該第二測試訊號和該至少一校正係數相加，並且經過該第一訊號路徑與該第二訊號路徑傳送。
  26. 如申請專利範圍第23項所述的校正裝置，其中該頻譜分析單元係針對該第一傳送訊號在該特定頻率的正/負一倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第一頻譜分析結果；以及針對該第二傳送訊號在該特定頻率的正/負一倍頻率進行傅利葉轉換，以得到該第二頻譜分析結果。
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