TWI713313B - 訊號傳輸裝置與校正方法 - Google Patents

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TWI713313B
TWI713313B TW108116093A TW108116093A TWI713313B TW I713313 B TWI713313 B TW I713313B TW 108116093 A TW108116093 A TW 108116093A TW 108116093 A TW108116093 A TW 108116093A TW I713313 B TWI713313 B TW I713313B
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張元碩
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Abstract

訊號傳輸裝置包含發射器，其包含第一震盪器電路系統、訊號處理電路系統與校正電路系統，以及第二震盪器電路系統。第一震盪器電路系統輸出第一震盪訊號。訊號處理電路系統根據該第一震盪訊號對複數個校正訊號進行混頻，以發射第一輸出訊號。校正電路系統偵測該第一輸出訊號的功率以產生複數個係數，並根據該些係數、同相資料訊號與正交資料訊號產生該些校正訊號。第二震盪器電路系統鄰近設置於發射器，並輸出第二震盪訊號。其中該些校正訊號用以降低該第一輸出訊號以及該第二震盪訊號兩者對該第一震盪器電路系統產生的一牽引。

Description

訊號傳輸裝置與校正方法
本案是有關於一種訊號傳輸裝置，且特別是有關於具有多發射器的訊號傳輸裝置與其消除牽引效應的校正方法。
當電子裝置配備有多個發射器時，多個發射器所產生的多個射頻訊號可能會耦合回各個發射器中的震盪器，而使得震盪器產生的震盪訊號產生相位誤差。上述現象一般稱為牽引效應(pulling effect)。
在一些技術中，僅針對單一發射器對本身之震盪器產生牽引效應進行校正，且校正機制通常設置於混頻器後。如此，校正機制所需要的頻寬較高，造成發射器的成本與設計複雜度增加。在另一些技術中，消除牽引效應的校正電路設置於鎖相迴路中。如此，可能會引入不必要相位雜訊，降低發射器的整體效能。
本案的一態樣係於提供一種訊號傳輸裝置，其包 含第一發射器與第二震盪器電路系統。第一發射器包含第一震盪器電路系統、訊號處理電路系統與校正電路系統。第一震盪器電路系統輸出第一震盪訊號。訊號處理電路系統根據該第一震盪訊號對複數個校正訊號進行混頻，以發射第一輸出訊號。校正電路系統偵測該第一輸出訊號的功率以產生複數個係數，並根據該些係數、一同相資料訊號與一正交資料訊號產生該些校正訊號。第二震盪器電路系統鄰近設置於該第一發射器，並用以輸出一第二震盪訊號。其中該些校正訊號用以降低該第一輸出訊號以及該第二震盪訊號兩者對該第一震盪器電路系統產生的一牽引。
本案的一態樣係於提供一種校正方法，其包含下列操作：藉由一第一發射器根據一第一震盪訊號對複數個校正訊號進行混頻，以發射一第一輸出訊號，其中該第一震盪訊號由該第一發射器的一第一震盪器電路系統提供；偵測該第一輸出訊號的功率以產生複數個係數；以及根據該些係數、一同相資料訊號與一正交資料訊號產生該些校正訊號，其中該些校正訊號用以降低該第一輸出訊號以及一第二震盪訊號兩者對該第一震盪器電路產生的一牽引，且該第二震盪訊號由鄰近設置於該第一發射器的一第二震盪器電路系統提供。
綜上所述，本案實施例所提供的訊號傳輸裝置以及校正方法可產生多個校正訊號，以同時消除發射器本身以及鄰近於此發射器之外部電路因牽引效應所產生的誤差。如此一來，可改善應用於多通道傳輸應用下的訊號傳輸裝置內的多個發射器的效能。
100:訊號傳輸裝置
124:震盪器電路系統
122:訊號處理電路系統
201、211:數位類比轉換器
202、212:低通濾波器
206:壓控震盪器
207:本地震盪訊號產生器
203、213:混頻器
215:加法器
204:功率放大器
205:天線
SDBB:基頻訊號
SABB:類比訊號
SVCO1、SVCO2:震盪訊號
SLO、SILO:本地震盪訊號
SQLO:本地震盪訊號
SVM:調變訊號
120、130:發射器
134:震盪器電路系統
124:訊號處理電路系統
I(t)、I[n]:同相資料訊號
Q(t)、Q[n]:正交資料訊號
C1、C2:係數
I’(t)、Q’(t):校正訊號
I’[n]、Q’[n]:校正訊號
320:校正電路系統
SDC1:數位碼
322:回授控制電路
324:計算電路
324A:相位校正電路
324B:校正訊號產生電路
322A:衰減器
322B:自混頻器
322C:放大器
SVM1~SVM3:調變訊號
SVO1:輸出訊號
SVO1’、SVO2:輸出訊號
200A:校正矩陣
θ(t):相位誤差
ωLO(t):角頻率
φ[n]:預先相位校正訊號
I2[n]、Q2[n]:運算值
I[n]Q[n]:運算值
I2[n]-Q2[n]:運算值
C1*(I2[n]-Q2[n]):運算值
2C2*(I2[n]-Q2[n]):運算值
601、602:有限脈衝濾波器
322D:類比數位轉換器
322E:校正電路
323:訊號功率偵測器
325:調整電路
SVD、SVD’:偵測訊號
SVA:調整訊號
400:方法
S401~S409:操作
501~505:乘法器
506:減法器
507:加法器
θ1(t)、θ2(t):相位誤差
第1圖為根據本案一些實施例繪製訊號傳輸裝置的示意圖；第2A圖為根據本案一些實施例繪製第1圖中的發射器的示意圖；第2B圖為發射器發生牽引效應時在時域下的數學等效模型示意圖；第2C圖為根據本案一些實施例所繪示一種抑制牽引效應的校正矩陣的數學等效模型示意圖；第3圖為根據本案一些實施例所繪示第1圖中的發射器的示意圖；第4圖為根據本案一些實施例所繪示係數的調整方法的流程圖；第5圖為根據本案一些實施例繪製第3圖中相位校正電路的示意圖；以及第6圖為根據本案一些實施例繪製第3圖中相位校正電路的示意圖。
下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，但所提供之實施例並非用以限制本案所涵蓋的範圍，而結構操作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本案所涵蓋的範圍。此外， 圖式僅以說明為目的，並未依照原尺寸作圖。為便於理解，下述說明中相同或相似的元件將以相同之符號標示來說明。
另外，關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。
於本文中，用語『電路系統(circuitry)』可泛指包含一或多個電路(circuit)所形成的單一系統。用語『電路』可泛指由一或多個電晶體與/或一或多個主被動元件按一定方式連接以處理訊號的物件。
本文中所使用的『訊號A(t)』指類比形式的連續訊號，『訊號A[n]』指數位形式的離散訊號，並對應至訊號A(t)。例如訊號A[n]可透過數位類比轉換器轉換至對應的訊號A(t)。同理，於另一些實施例中，訊號A(t)可透過類比數位轉換器轉換至對應的訊號A[n]。
為易於理解，各圖式中的類似元件將被指定為相同標號。
第1圖為根據本案一些實施例繪製訊號傳輸裝置100的示意圖。訊號傳輸裝置100包含發射器120與130，因而可應用於多通道傳輸資料的相關應用。為易於說明，第1圖僅示出兩組發射器，但並不以此為限。於其他實施例中，訊號傳輸裝置100的發射器數量可大於2。
發射器120包含訊號處理電路系統122與震盪器電路系統124。震盪器電路系統124產生具有頻率fVCO1的震盪訊號SVCO1至訊號處理電路系統122。訊號處理電路系統122根據震盪訊號SVCO1處理基頻訊號SDBB，並發射出輸出訊號SVO1。發射器130包含訊號處理電路系統132與震盪器電路系統134。震盪器電路系統134產生具有頻率fVCO2的震盪訊號SVCO2至訊號處理電路系統132。訊號處理電路系統132根據震盪訊號SVCO2處理基頻訊號SDBB，並發射出輸出訊號SVO2。
依據不同應用，發射器120與130所處理的基頻訊號SDBB可為相同或不同，且頻率fVCO1與頻率fVCO2可為相同或不同。於一些實施例中，在未具有訊號處理電路系統132的情形下，震盪訊號SVCO2可傳送至訊號處理電路系統122。於此例中，訊號處理電路系統122可選擇性地根據震盪訊號SVCO1或震盪訊號SVCO2發射輸出訊號SVO1。如此，當頻率fVCO1與頻率fVCO2不同時，發射器120可適用於雙模應用。
於一些實施例中，發射器120與發射器130彼此鄰近設置。例如，發射器120與發射器130(與/或震盪器電路系統134)整合設置於單一晶粒內。或者，發射器120與發射器130(與/或震盪器電路系統134)分別設置於第一晶粒與第二晶粒，但第一與第二晶粒皆封裝於單一包裝內(即訊號傳輸裝置100可由多個晶粒實施，並封裝為單一晶片或積體電路)。於實際應用中，發射器120與發射器130可能彼此干擾，而讓輸出訊號SVO1與/或輸出訊號SVO2出現誤差。例如，輸出訊號SVO1耦合至震盪器電路系統124(即發射器120內部發生牽引(pulling effect)且震盪訊號SVCO2與/或輸出訊號SVO2耦合至震盪器電路系統124(即發射器130對發射器120發生牽引)，導致發射器120的輸出訊號SVO1造成誤差。於一些實施例中，如 後所述，發射器120(與/或發射器130)更設置有校正電路系統320，以改善多個來源因牽引效應產生的影響。
第2A圖為根據本案一些實施例繪製第1圖中的發射器120的示意圖。訊號處理電路系統122包含數位類比轉換器201、低通濾波器202、混頻器203、功率放大器204與天線205。震盪器電路系統124包含壓控震盪器206與本地震盪訊號產生器207。
數位類比轉換器201根據基頻訊號SDBB產生類比訊號SABB。低通濾波器202移除類比訊號SABB上的鏡像雜訊。壓控震盪器206產生具有頻率fVCO1的震盪訊號SVCO1。本地震盪訊號產生器207可對震盪訊號SVCO1進行除頻，以產生具有本地頻率fLO的本地震盪訊號SLO。混頻器203可根據本地震盪訊號SLO1對經濾波後的類比訊號SABB進行升頻，以輸出調變訊號SVM。功率放大器204放大調變訊號SVM的功率而產生輸出訊號SVO1。天線205發射輸出訊號SVO1。輸出訊號SVO1在時域上可表示為下式(1)：S VO1=GA BB (t)cos(ω LO t+θ BB (t)+σ)…(1)。
在式(1)中，G為發射器120的整體增益，ABB(t)為類比訊號SABB的振幅，ωLO為對應本地頻率fLO的角頻率，θBB(t)為類比訊號SABB的相位，且σ為基頻訊號SDBB經過發射器120時所引入的額外相位。
當第1圖所述的牽引效應發生時，輸出訊號SVO1可修正為下式(2)：S VO1=GA BB (t)cos(ω LO t+θ BB (t)+σ+θ 1(t)+θ 2(t))=GA BB (t)cos(ω LO t+θ BB (t)+σ+θ(t))…(2)。
其中，θ1(t)為輸出訊號SVO1產生的牽引效應所引入的相位誤差，θ2(t)為另一發射器130(例如為來自震盪訊號SVCO2與/或輸出訊號SVO2的耦合)與/或因牽引效應所引入的相位誤差，故總相位誤差θ(t)為θ1(t)與θ2(t)的總和。若式(2)中額外相位σ為0，且發射器120的增益G=1，可將輸出訊號SVO1進一步簡化為下式(3)：S VO1=A BB (t)cos(ω LO t+θ BB (t)+θ(t))…(3)。
展開式(3)可得到下式(4)：S VO1=[A BB (t)cos(θ BB (t))cos(θ(t))cos(ω LO t)]+[A BB (t)sin(θ BB (t))cos(θ(t))(-sin(ω LO t)]+[A BB (t)cos(θ BB (t))sin(θ(t))(-sin(ω LO t)]-[A BB (t)sin(θ BB (t))sin(θ(t))(cos(ω LO t)]=[I(t)cos(θ(t))cos(ω LO t)+Q(t)cos(θ(t))(-sin(ω LO t))]+[I(t)sin(θ(t))(-sin(ω LO t)-Q(t)sin(θ(t))(cos(ω LO t))]…(4)。
其中，I(t)=ABB(t)cos(θBB(t))，且I(t)為對應於基頻訊號SDBB的同相(in-phase)資料訊號。Q(t)=ABB(t)sin(θBB(t))，且Q(t)為對應於基頻訊號SDBB的正交(quadrature)資料訊號。
第2B圖為發射器120發生牽引效應時在時域下的數學等效模型示意圖。第2C圖為根據本案一些實施例所繪示一種抑制牽引效應的校正矩陣的數學等效模型示意圖。
於一些實施例中，在混頻類比訊號SABB前，類比訊號SABB可經過第2C圖的校正矩陣200A校正，以消除總相位誤差θ(t)。根據第2B圖與第2C圖，同相資料訊號I(t)與正交資料訊號Q(t)滿足式(5)：
Figure 108116093-A0305-02-0009-1
根據式(5)透過校正矩陣200A對類比訊號SABB預先運算，可消除總相位誤差θ(t)。
以複變函數形式改寫式(5)為下式(6)：I'(t)+jQ'(t)=[I(t)+Q(t)]e [-jθ(t)]=[I(t)+Q(t)][α(t)+jβ(t)]…(6)。
其中，I’(t)+jQ’(t)為經過校正矩陣200A運算後的校正訊號，且相位校正訊號α(t)為cos(θ(t))，相位校正訊號β(t)為-sin(θ(t))。等效而言，藉由校正矩陣200A對類比訊號SABB預先進行運算，可產生預先相位校正訊號φ(t)，且φ(t)=-θ(t)。如此，在校正訊號I’(t)+jQ’(t)經過混頻器203進行混頻時，預先相位校正訊號φ(t)可與相位誤差θ(t)互相抵消。
參照文件(Pulling Mitigation in Wireless Transmitter IEEE JSSC vol.49,NO.9,Sep.2014.)的內容與圖3，相位誤差θ(t)與基頻訊號SDBB有關，其中基頻訊號SDBB對應的類比訊號SABB可由同相資料訊號I(t)與正交資料訊號Q(t)疊加而成，即SABB=I(t)+jQ(t)。根據上述文件的圖3與式(6)，預先相位校正訊號φ(t)在座標轉換後可表示為下式(7)：φ[n]=C1(I2[N]-Q2[N])+C2(2I[n]Q[n])...(7)。
因此，上式(7)中的係數C1與C2可用來產生預先相位校正訊號φ[n]。由於φ(t)=-θ(t)，預先相位校正訊號φ[n]產生後，校正矩陣200A可據此產生校正訊號I’(t)+jQ’(t)至發射器120，以消除牽引效應的影響。
下述實施例將以時域或頻域的概念呈現。第3圖為根據本案一些實施例所繪示第1圖中的發射器120的示意圖。
發射器120包含校正電路系統320，且訊號處理電路系統122更包含低通濾波器212、混頻器213、加法器215、功率放大器204與天線205。
數位類比轉換器201根據校正訊號I’[n]產生校正訊號I’(t)。低通濾波器202移除校正訊號I’(t)上因數位類比轉換所造成的鏡像。混頻器203根據本地震盪訊號SILO對濾波後的校正訊號I’(t)升頻，以輸出調變訊號SVM1。
數位類比轉換器211根據校正訊號Q’[n]產生校正訊號Q’(t)。低通濾波器212移除校正訊號Q’(t)上的鏡像。混頻器213根據本地震盪訊號SQLO對濾波後的校正訊號Q’(t)升頻，以輸出調變訊號SVM2。加法器215相加調變訊號SVM1與調變訊號SVM2，以產生調變訊號SVM3。功率放大器204放大調變訊號SVM3以產生輸出訊號SVO1，並經由天線205發射輸出訊號SVO1。
於一些實施例中，校正電路系統320包含回授控制電路322以及計算電路324。回授控制電路322分析輸出訊號SVO1以產生數位碼SDC1，並根據數位碼SDC1產生係數C1~C2。計算電路324根據係數C1~C2、同相資料訊號I[n]與正交資料訊號Q[n]產生校正訊號I’[n]以及校正訊號Q’[n]至訊號處理電路系統122。
回授控制電路322包含衰減器322A、自混頻器322B、放大器322C、類比數位轉換器322D以及校正電路322E。
衰減器322A降低輸出訊號SVO1的功率，以產生輸 出訊號SVO1’至自混頻器322B。於一些實施例中，衰減器322A可由至少一耦合電容實現。自混頻器322B根據輸出訊號SVO1’調變輸出訊號SVO1’，以產生偵測訊號SVD。於一些實施例中，自混頻器322B可由交叉耦接的電晶體對實現。
於一些實施例中，若功率放大器204的增益較低，輸出訊號SVO1可直接輸入至自混頻器322B。於此例中，自混頻器322B對輸出訊號SVO1自我混頻(例如為對輸出訊號SVO1執行平方運算)，以產生偵測訊號SVD。
放大器322C放大偵測訊號SVD，以產生偵測訊號SVD’。放大器322C可為具有固定增益或可調增益的放大器電路。類比數位轉換器322D根據偵測訊號SVD’產生數位碼SDC1。校正電路322E根據數位碼SDC1產生係數C1~C2。
參照第2A圖以及前述的相關文件的圖8及其內文，發射器120的輸出訊號SVO1的頻率為fLO+fM，其中fM為類比訊號SABB的頻率(例如為正交資料訊號Q(t)或同相資料訊號I(t)的頻率)。當受到牽引效應影響時，發射器120的輸出端會出現兩個主要雜訊，其頻率分別為fLO+3fM以及fLO-fM。換句話說，輸出訊號SVO1主要包含頻率為fLO+fM、fLO+3fM以及fLO-fM的多個訊號。經混頻後(相當於平方運算後)，偵測訊號SVD至少包含具有頻率為2fM以及4fM的多個訊號成分。偵測訊號SVD中的訊號成分的頻率約為正交資料訊號Q(t)或同相資料訊號I(t)的頻率的兩倍或四倍。據此，數位碼SDC1至少包含具有頻率為2fM以及4fM的多個訊號成分。因此，具有頻率2fM以及4fM的多個訊號成分可反映出牽引效應的影響。
於一些實施例中，校正電路322E包含訊號功率偵測器323與調整電路325。訊號功率偵測器323偵測數位碼SDC1中具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率，以產生調整訊號SVA。調整電路325根據調整訊號SVA調整係數C1~C2。於另一些實施例中，相對於具有頻率2fM的訊號成分，具有頻率4fM的訊號成分的頻率較高而易於傳輸時受到較大的衰減。因此，訊號功率偵測器323可僅偵測數位碼SDC1中具有頻率2fM的訊號成分的功率，以產生調整訊號SVA。
藉由上述回授控制方式，係數C1~C2可經調整以降低輸出訊號SVO1中具有頻率fLO+3fM或fLO-fM的多個雜訊訊號成分的功率。如此，發射器120受到牽引效應的影響將被降低。
下方實施例以偵測具有頻率2fM的訊號成分的功率為例說明，但本案並不以此為限。於其他實施例中，相關電路設置方式可依各實施例的設置方式進行類推、修改或置換，以偵測具有頻率4fM的訊號成分的功率。
第4圖為根據本案一些實施例所繪示的係數C1~C2的調整方法400的流程圖。於一些實施例中，調整電路325可由數位訊號處理電路實現，以執行第4圖中的方法400，以產生係數C1~C2。該數位訊號處理電路可由調整訊號SVA獲得具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率。
於一些實施例中，藉由比較先前連續兩次所偵測到具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率，可輪流調整係數C1~C2。於第4圖中，E(n)為具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功 率，n為調整次數。於操作S401中，讓係數C1~C2的調整方向皆為增加，即將SIGN_C1與SIGN_C2設定為1，其中SIGN_C1與SIGN_C2分別表示係數C1與C2的調整方向。於操作S402中，確認前三次所量測到的具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-3))是否低於前兩次所量測到的具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-2))。若是，則執行操作S403。反之，則執行操作S404。
於操作S403，將係數C1的調整方向重設為減少，亦即將SIGN_C1設定為-SIGN_C1。如前述，係數C1~C2被調整以降低輸出訊號SVO1中具有頻率fLO+3fM或fLO-fM的多個訊號成分的功率。當功率E(n-3)低於功率E(n-2)時，表示調整方向出現錯誤。於此條件下，可先調整係數C1~C2之一者，以更正係數C1~C2的調整方向。或者，當功率E(n-3)高於功率E(n-2)時，表示調整方向正確。
於操作S404中，產生係數C1(n)，其中C1(n)=C1(n-2)+SIGN_C1*STEP_C1。於上式中，C1(n-2)為係數C1於前2次時刻的數值，且STEP_C1為係數C1的預定調整值。舉例而言，當係數C1~C2的調整方向出現錯誤時，可讓係數C1改為減少預定調整值STEP_C1，以產生新的係數C1。或者，當係數C1~C2的調整方向正確時，可讓係數C1繼續增加預定調整值STEP_C1，以產生新的係數C1。
於操作S405，輸出新的係數C1(n)並保持係數C2，並增加調整次數n，亦即n=n+1。
於操作S406，確認前三次所量測到的具有頻率 2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-3))是否低於前兩次所量測到的具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-2))。若是，則執行操作S407。反之，則執行操作S408。
於操作S407，將係數C2的調整方向重設為減少，亦即將SIGN_C2設定為-SIGN_C2。
於操作S408中，產生係數C2(n)，其中C2(n)=C2(n-2)+SIGN_C2*STEP_C2。C2(n-2)為係數C2於前兩次調整時的數值，且STEP_C2為係數C2的預定調整值。
在係數C1(n)調整後，可經由相同作法確認係數C2的調整方向是否出現錯誤，並在確認係數C2的調整方向後輸出係數C2(n)。操作S406~S408與操作S402~S404類似，故於此不再贅述。
於操作S409，確認調整次數n是否超出臨界值。若是，則結束調整，並輸出係數C1~C2。若否，則重複執行操作S402，以進一步調整係數C1~C2至更佳值。藉由設置操作S409，可讓發射器120的操作效率得以維持。
上述調整係數C1~C2的方式僅為示例。各種可調整係數C1~C2的設置方式應當視為本案所涵蓋的範圍之內。
繼續參照第3圖，計算電路324包含相位校正電路324A與校正訊號產生電路324B。相位校正電路324A根據係數C1~C2、同相資料訊號I[n]以及正交資料訊號Q[n]產生預先相位校正訊號φ[n]。校正訊號產生電路324B根據預先相位校正訊號φ[n]、同相資料訊號I[n]以及正交資料訊號Q[n]產生 的校正訊號I’[n]以及Q’[n]至數位類比轉換器201與112。於一些實施例中，校正訊號產生電路324B為利用可執行第2C圖所示的校正矩陣200A的數位電路實現。校正訊號產生電路324B可根據預先相位校正訊號φ[n]產生相位誤差θ(t)，並進行式(5)的運算，以產生校正信號I’(t)以及Q’(t)。
第5圖為根據本案一些實施例繪製第3圖中相位校正電路324A的示意圖。於此例中，相位校正電路324A包含乘法器501~505、減法器506以及加法器507。此例中的相位校正電路324A可適用窄頻應用。
乘法器501平方相乘同相資料訊號I[n]，以產生運算值I2[n]。乘法器502平方相乘正交資料訊號Q[n]，以產生運算值Q2[n]。乘法器503相乘同相資料訊號I[n]以及正交資料訊號Q[n]，以產生運算值I[n]Q[n]。減法器506自運算值I2[n]減去運算值Q2[n]，以產生運算值I2[n]-Q2[n]。乘法器504相乘係數C1與運算值I2[n]-Q2[n]，以產生運算值C1*(I2[n]-Q2[n])。
乘法器505相乘兩倍的係數C2與運算值I[n]Q[n]，以產生運算值2C2*(I[n]Q[n])。加法器507相加運算值C1*(I2[n]-Q2[n])以及運算值2C2*(I[n]Q[n])，以產生預先相位校正訊號φ[n]。根據式(7)，相位校正電路500可產生預先相位校正訊號φ[n]，以消除牽引效應的影響。
第6圖為根據本案一些實施例繪製第3圖中相位校正電路324A的示意圖。此例中的相位校正電路324A可適用寬頻應用。
相較於第5圖，相位校正電路324A更包含有限脈衝濾波器601~602，其分別替代混頻器504與混頻器505。
於一些實施例中，有限脈衝濾波器601~602可藉由設計每一階(TAP)的係數來產生所需的運算值。舉例而言，在發射器120欲被校正的頻寬內，可依序輸入N個頻率為fi的測試訊號至發射器120，其中i為1,2,...,N，N為正整數。訊號功率偵測器323可據此偵測具有頻率2fi或4fi的訊號成分的功率。同時，經由方法400調整係數C1~C2，以讓具有頻率2fi或4fi的訊號成分的功率降低。當具有頻率2fi或4fi的訊號成分的功率降到最低時，儲存當下的係數C1~C2為濾波係數C1,i以及C2,i。在取得N組的係數C1,i以及C2,i後，可對C1,i~C1,N及其各自的共軛數進行逆傅立葉轉換。如此，可根據運算後的結果的實部取得有限脈衝濾波器601的N階的各個係數。同理，可對2C2,i~2C2,N及其各自的共軛數進行逆傅立葉轉換。如此，可根據運算後的結果的實部取得有限脈衝濾波器602的N階的各個係數。當運算值I2[n]-Q2[n]以及運算值I[n]Q[n]經過有限脈衝濾波器601~602時，有限脈衝濾波器601~602可據此輸出相應的運算值至加法器507，以產生預先相位校正訊號φ[n]。
綜上所述，本案實施例所提供的訊號傳輸裝置以及校正方法可產生多個校正訊號，以同時消除發射器本身以及鄰近於此發射器之外部電路因牽引效應所產生的誤差。如此一來，可改善應用於多通道傳輸應用下的訊號傳輸裝置內的多個發射器的效能。
雖然本案已以實施方式揭露如上，然其並非限定本案，任何熟習此技藝者，在不脫離本案之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本案之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100‧‧‧訊號傳輸裝置
120、130‧‧‧發射器
124‧‧‧震盪器電路系統
134‧‧‧震盪器電路系統
122‧‧‧訊號處理電路系統
132‧‧‧訊號處理電路系統
SVCO1、SVCO2‧‧‧震盪訊號
SVO1‧‧‧輸出訊號
SVO2‧‧‧輸出訊號
SDBB‧‧‧基頻訊號

Claims (8)

  1. 一種訊號傳輸裝置，包含：一第一發射器，包含：一第一震盪器電路系統，輸出一第一震盪訊號；一訊號處理電路系統，根據該第一震盪訊號對複數個校正訊號進行混頻，以發射一第一輸出訊號；以及一校正電路系統，偵測該第一輸出訊號的功率以產生複數個係數，並根據該些係數、一同相資料訊號與一正交資料訊號產生該些校正訊號；以及一第二震盪器電路系統，鄰近設置於該第一發射器，並用以輸出一第二震盪訊號，其中該些校正訊號用以降低該第一輸出訊號以及該第二震盪訊號兩者對該第一震盪器電路系統產生的一牽引；其中該校正電路系統包含一回授控制電路，且該回授控制電路包含：一自混頻器，根據該第一輸出訊號調變該第一輸出訊號，以產生一偵測訊號；一放大器，放大該偵測訊號；一類比數位轉換器，根據放大後的該偵測訊號產生一數位碼；以及一校正電路，根據該數位碼產生該些係數，其中該校正電路包含：一訊號功率偵測器，根據該數位碼偵測一訊號成分的功率以產生一調整訊號，其中該訊號成分的頻率為該 同相資料訊號或該正交資料訊號的頻率的兩倍或四倍；以及一調整電路，根據該調整訊號調整該些係數，以降低該訊號成分的功率。
  2. 如請求項1所述的訊號傳輸裝置，其中該第二震盪器電路系統輸出該第二震盪訊號至一第二發射器，以發射一第二輸出訊號，且該些校正訊號更用以降低該第一輸出訊號、該第二震盪訊號與該第二輸出訊號對該第一震盪器電路系統產生的該牽引。
  3. 如請求項1所述的訊號傳輸裝置，其中該第一發射器與該第二震盪器電路系統設置於一單一晶粒內，或分別設置於一第一晶粒與一第二晶粒內且該第一晶粒與該第二晶粒封裝於一單一包裝。
  4. 如請求項1所述的訊號傳輸裝置，其中該第一震盪訊號之頻率相同於該第二震盪訊號之頻率。
  5. 如請求項1所述的訊號傳輸裝置，其中該第一震盪訊號之頻率不同於該第二震盪訊號之頻率。
  6. 如請求項1所述的訊號傳輸裝置，其中該調整電路根據該調整訊號獲得該訊號成分的功率，並依序調整 該些係數中的一第一係數以及一第二係數。
  7. 一種校正方法，包含：藉由一第一發射器根據一第一震盪訊號對複數個校正訊號進行混頻，以發射一第一輸出訊號，其中該第一震盪訊號由該第一發射器的一第一震盪器電路系統提供；偵測該第一輸出訊號的功率以產生複數個係數；以及根據該些係數、一同相資料訊號與一正交資料訊號產生該些校正訊號，其中該些校正訊號用以降低該第一輸出訊號以及一第二震盪訊號兩者對該第一震盪器電路系統產生的一牽引，且該第二震盪訊號由鄰近設置於該第一發射器的一第二震盪器電路系統提供；其中根據該些係數、該同相資料訊號與該正交資料訊號產生該些校正訊號之步驟包含：利用一自混頻器來根據該第一輸出訊號調變該第一輸出訊號，以產生一偵測訊號；利用一放大器來放大該偵測訊號；利用一類比數位轉換器來根據放大後的該偵測訊號產生一數位碼；以及利用一校正電路來根據該數位碼產生該些係數；其中利用該校正電路來根據該數位碼產生該些係數之步驟包含：利用一訊號功率偵測器來根據該數位碼偵測一訊號成分的功率產生一調整訊號，其中該訊號成分的頻率為 該同相資料訊號或該正交資料訊號的頻率的兩倍或四倍；以及利用一調整電路來根據該調整訊號調整該些係數，以降低該訊號成分的功率。
  8. 如請求項7所述的校正方法，其中該第一發射器與該第二震盪器電路系統設置於一單一晶粒內，或分別設置於一第一晶粒與一第二晶粒內且該第一晶粒與該第二晶粒封裝於一單一包裝。
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