CN103856425A - 利用三次测量达成直接上变频发射机的快速本地振荡泄漏校正 - Google Patents

Abstract

利用三次测量达成直接上变频发射机的快速本地振荡泄漏校正。本发明提出一种直接变频发射机，包含一混频级，用以将一输入信号上变频为具有一本地振荡频率。一直流偏移电路耦接至一输入端口，以提供一组直流偏移信号。借由在该输入端口提供一测试信号，并于输出端口进行不超过三次的差动频谱测量，一处理器决定一组最佳直流偏移信号。该组最佳直流偏移信号被提供至输入端口时，能最小化发射机的输出信号的本地振荡泄漏。最佳直流偏移信号被储存在存储器中，并且被施加于随后作为输入信号的信息承载信号。

Description

利用三次测量达成直接上变频发射机的快速本地振荡泄漏校正

技术领域

本发明与直流偏移校正技术相关，例如用以校正直接变频发射机中的本地振荡泄漏。

背景技术

直接上变频发射机(direct up-conversion transmitter)被应用在多种采用时分-同步码分多址(time division synchronous code division multiple access,TD-SCDMA)和宽频码分多址(wideband code division multiple access, W-CDMA)调制方案的通讯装置中。此类发射机的问题在于，输出端的本地振荡泄漏(localoscillator leakage)会增加误差向量幅度(error vector magnitude, EVM)。本地振荡泄漏通常有两种来源。首先，基频阶段产生的差动信号可能不对称，使得经过差动混频器后的上变频后信号出现直流偏移，亦称为载波馈通(carrierfeed-through)。第二个来源则是直流本地振荡泄漏，产生于通往发射机输出端的射频路径中。芯片中的基频电路可对差动信号进行直流偏移校正，以移除差动本地振荡泄漏。然而，移除直流本地振荡泄漏的有效机制(尤其是内建于芯片中的机制)至今仍付之阙如。不幸的是，输出功率较低时，直流本地振荡泄漏的影响甚巨，会造成误差向量幅度上升。

直流偏移校正程序会针对特定装置决定其所需要的直流偏移校正量，并且通常是在产品制作程序中进行。一般而言，此校正程序是由芯片中的电路执行。实务上，若欲找出最佳校正量，可扫描所有可能的同相/正交直流偏移值，并测量相对应的本地振荡泄漏功率，直到本地振荡泄漏功率被最小化。这个做法的问题在于需要进行大量测试，其数量正比于扫描的解析度，导致难以兼顾测试效率及测试结果的正确性。

由于直流本地振荡泄漏的大小、相位会与发射机增益及本地振荡频率相关，上述扫描的范围必须涵盖多种功率等级(通常在-25dBm到-55dBm间)与多个频带，校正所需时间往往很长。然而，校正本地振荡泄漏偏移所需要的时间是影响生产线效率的重要因素。因此，现行技术存在发展兼顾正确性和校正效率的直流本地振荡泄漏偏移校正技术的需要。

发明内容

本发明所提出的直接变频发射机包含用以接收一输入信号的输入端口及用以传输一输出信号的输出端口。该发射机亦包含一混频级，用以将一输入信号上变频为具有一本地振荡频率。一直流偏移电路耦接至该输入端口，以提供储存于一存储器中的一组直流偏移信号。借由在该输入端口提供一测试信号，并于该输出端口进行不超过三次的差动频谱测量，一处理器决定一组最佳直流偏移信号。该组最佳直流偏移信号被提供至输入端口时，能最小化发射机的输出信号的本地振荡泄漏。已决定最佳直流偏移信号后，最佳直流偏移信号被储存在存储器中，并且被施加于随后作为输入信号的信息承载信号。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1为本发明的一具体实施例中的直接变频发射机电路的示意图。

图2用以呈现不良直流偏移成分对于一符号星状分布的影响和期望的校正结果。

图3绘示原点偏移抑制测量相关的一频谱。

图4为根据本发明的一实施例中的校正程序的流程图。

图5为本发明的另一具体实施例中的直接变频发射机电路的示意图。

图6的表格用以呈现将本发明的概念实施于TD-SCDMA收发器时所产生的结果范例。

图中元件标号说明：

100、500：发射机电路     102i、102q：输入信号

110i、110q：加法器       112i、112q：加法器输出信号

115i、115q：数字-模拟转换器   117i、117q：模拟信号

120i、120q：低通滤波器        121i、121q：混频器

122i、122q：过滤后信号        123：相位偏移器

125：混频级                   126：加法器

127：相加后信号               135：本地振荡器

140：增益可编程放大器         145：功率放大器

147：输出信号                 150：天线

155：耦接器                   157：耦接信号

160：信号分析器               165：测试接口

167：控制信号                 170：存储器

172：存储器位置               174：存储器位置

176：校正组合                 180：处理器

193：输入端口                 195：输出端口

200：符号星状分布             210：向量

220：向量                     222：向量

224：向量                     400：校正程序

410～430：流程步骤            510：射频侦测器

515：电压信号                 520：模拟-数字转换器

525：数字数字序列             530：处理器

533：波封侦测程序             537：最佳偏移决定程序

具体实施方式

以下各实施例及其相关附图可充分说明本申请的发明概念。各附图中相似的元件标号是对应于相似的功能或元件。须说明的是，此处所谓本发明一词是用以指称这些实施例所呈现的发明概念，但其涵盖范畴并未受限于这些实施例本身。

此外，本文中的数学表示式是用以说明与本发明的实施例相关的原理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范畴构成限制。本发明所属技术领域中的技术人员可理解，有多种技术可实现这些数学式所对应的物理表现形式。

以下介绍的各个功能方块图主要是用以说明信号的相对关系，并非用以限制实现本发明的概念时的电路连接关系。各功能方块间的互动亦不一定要通过直接的电路连接始能达成。此外，这些功能方块提供的功能于实际应用中可被整合或分散，不以图中呈现的区分方式为限。

图1为本发明的一具体实施例中的直接变频发射机电路100的示意图。须说明的是，发射机电路100可被整合在另一个更大的发射机电路中；图1仅呈现与本发明的概念较密切相关的部分。

自输入端口193进入的同相和正交输入信号102i、102q被提供至加法器110i、110q与相对应的直流偏移校正值相加，细节容后详述。在常态运作中，信号102i、102q以基频或中频承载将通过通讯网络传输的信息。加法器110i、110q的输出信号112i、112q被提供至数字-模拟转换器115i、115q，并转换为模拟信号117i、117q。随后，模拟信号117i、117q被提供至低通滤波器120i、120q，以将信号平滑化并减少噪声。过滤后信号122i、122q被提供至混频级125，借由本地振荡器135、混频器121i、121q和相位偏移器123将信号122i、122q上变频，并通过加法器126结合为信号127。增益可编程放大器140将信号127放大至特定大小后，功率放大器145再将该信号放大至适于传输的大小。输出信号147通过输出端口195被提供至天线150以进行发送。

为了达到校正目的，一同相/正交测试信号被提供作为信号102i、102q，提供至加法器110i、110q的偏移值是会变化的。随后，输出信号147对上述偏移值变化的反应由耦接器155所监视。耦接信号157可被提供至测试设备，例如信号分析器160。测试接口165可供外部测试设备存取。外部测试设备可提供控制信号167，以控制直流偏移值。测试接口165可被连接至处理器180。处理器180将直流偏移校正值DCOC_I、DCOC_Q分别储存在存储器170内的存储器位置172、174。在校正程序中，处理器180可采用多种DCOC_I、DCOC_Q值(以下称为校正组合)，并视情况将各种校正组合提供至存储器170。存储器170所储存的校正值会被提供至加法器110i、110q。于一实施例中，存储器170中存有多种校正组合176，供校正程序依序选用。图1中的所有元素(信号分析器160除外)、提供信号167的机制，以及提供测试输入信号102i、102q的机制，都可以被设置在发射机100所处的通讯装置(例如移动电话、平板电脑、笔记本电脑)的芯片中。

于一实施例中，输入信号102i、102q为具一特定频率的信号的同相成分和正交成分，亦即：

$V_{{\mathrm{in}}_I}\left(n\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{f_{\mathrm{IF}}}{f_s}n\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{N}n\right),$

$V_{{\mathrm{in}}_Q}\left(n\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{f_{\mathrm{IF}}}{f_s}n\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{N}n\right),$

其中V_rms为输入校正信号振幅均方根值，f_IF为校正信号频率，f_s为数字-模拟转换器的采样率，亦即每秒的采样数量，f_N为标准化后的信号频率，n为采样索引值。加法器的输出信号112i、112q可表示如下：

$V_{112i}\left(n\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{N}n\right)-\mathrm{DCO}{C}_1,$

$V_{112q}\left(n\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{N}n\right)-\mathrm{DCO}{C}_Q.$

输出信号则可表示如下：

(式一）

其中G_Tx为于特定输出功率的发射机增益，θ为输出信号相位偏移，而V_LO、

f_LO分别为本地振荡泄漏成分的信号水平、相位偏移和频率。此外，

${\mathrm{Mag}}_{\mathrm{DCOC}}=\sqrt{{\mathrm{DCOC}}_I^2+{\mathrm{DCOC}}_Q^2},$ 且

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{DCOC}}={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{DCOC}}_Q}{{\mathrm{DCOC}}_I}\right).$

在式一中，项次

为目标输出信号。项次

为发射机输出端的不良偏移信号，其包含载波馈通成分和直流本地振荡载波泄漏成分。项次则是用以改善不良偏移信号的直流偏移校正成分。

图2用以呈现不良直流偏移成分对于符号星状分布200的影响和期望的直流偏移校正结果。如图2所示，符号星状分布200偏离复数(complex)平面的原点的距离为V_LO，角度为

亦即目标输出信号和不良偏移信号间的相位差。理论上，符号星状分布200必须以原点为中心，始能提供良好的编码决策。因此，标示为210的向量

必须与标示为220的向量

等长且反向。如图2所示，最佳校正出现在以下情况：Mag_DCOC，opt=V_LO/G_Tx且

据此，偏移校正程序的目标在于找出分别以向量222、224表示的直流偏移校正值DCOC_I，opt、DCOC_Q，opt，以期达到最佳校正。

本技术于决定成分DCOC_I，opt和DCOC_Q，opt时至多使用三次原点偏移抑制(origin offset suppression,OOS)测量。原点偏移抑制测量是指发射机输出端于传送频率f_IF+f_LO的频谱功率和于本地振荡频率f_LO的频谱能量间的差异(以分贝为单位)。此差异呈现于图3。原点偏移抑制测量是一种差动测量，测量输出信号的两种频谱特性的差异，并可利用合适的侦测电路(例如频谱分析器160)来执行。

原点偏移抑制可根据下列方程式来计算：

(式二)

本发明于决定最佳Mag_DCOC，opt、

时，是采用发射机100的输出端提供的至多三次差动测量搭配输入端的一校正信号。在这几次差动测量中，不同的校正组合DCOC_I、DCOC_Q被提供至加法器110i、110q。

须说明的是，输入频率、DCOC_I、DCOC_Q的选择完全是任意的。以下范例仅呈现一种可能的测试组合和测试频率，实务上亦可采用其他测试信号及/或偏移值。无论测试值DCOC_I、DCOC_Q和输入频率为何，本发明所得出的最佳值都是相同的。

第一测量(以下称为OOS1)设定DCOC_I=DCOC_Q=0。根据式二可得出：

(式三)

根据前述最佳关系式Mag_DCOC，opt=V_LO/G_Tx，

${\mathrm{Mag}}_{\mathrm{DCOC},\mathrm{opt}}=\frac{V_{\mathrm{LO}}}{G_{\mathrm{Tx}}}=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}{10}^{\left(\frac{\mathrm{OOS}1}{20}\right)}.$ (式四)

第二测量(以下称为OOS2)设定DCOC_I=-Mag_DCOC(亦即Mag_DCOC的负值)而DCOC_Q=0，等效于令

根据式二可得出：

其中最后一个步骤是根据式三所得出。因此，

或者，

(式五)

根据图2，

因此，

(式六)

同样是根据图2，

因此，

(式七)

第三测量(以下称为OOS3)设定DCOC_I=DCOC_I，opt且

据此产生的测量值被拿来和式二计算出的一估计值比较，其中

也就是说，

(式八)

DCOC_Q，opt是根据下列方程式来决定：

${\mathrm{DCOC}}_{Q,\mathrm{opt}}=\left\{\begin{array}{cc}+\sqrt{{{\mathrm{Mag}}_{\mathrm{DCOC},\mathrm{opt}}}^2-{{\mathrm{DCOC}}_{I,\mathrm{opt}}}^2},& \mathrm{OOS}3<{\mathrm{OOS}}_{3T}\\ -\sqrt{{{\mathrm{Mag}}_{\mathrm{DCOC},\mathrm{opt}}}^2-{{\mathrm{DCOC}}_{I,\mathrm{opt}}}^2},& \mathrm{Otherwise}\end{array}\right..$ (式九)

图4为根据本发明的一实施例中的校正程序400的流程图。在步骤410中，校正信号被提供至发射机100的输入端。在步骤415a、415b中，前两个原点偏移抑制测量OOS1和OOS2是采用任意的偏移值DCOC_I1、DCOC_Q1、DCOC_I2、DCOC_Q2。在步骤420中，测量OOS1和OOS2被用以计算DCOC_I，opt和|DCOC_{Q， opt}|或是计算|DCOC_I，opt|和DCOC_Q，opt。在步骤430中，第三测量OOS3被用以决定绝对值|DCOC_Q，opt|或|DCOC_I，opt|的正负符号，以产生完整的校正参数组合。

用以产生特定OOS测量时所选择的DCOC_I和DCOC_Q可为完全任意的。于另一实施例中，三组不同的(DCOC_I,DCOC_Q)被提供以产生三次OOS测量。利用式二，可根据这些OOS测量和已知的(DCOC_I,DCOC_Q)组合产生一OOS模型。根据该模型可得出最佳DCOC_I,DCOC_Q。

图5所呈现的发射机500的功能方块图与图1中的发射机100相似。因此，这些具有相似标号的元件的详细功能于此不再赘述。

发射机500与发射机100的差别在于，发射机500的校正程序是完全由发射机500所在的通讯装置的芯片中电路完成。举例而言，形态为电磁波的耦接信号157可被提供至一合适的射频侦测器510并且被转换为电压信号515。随后，通过模拟-数字转换器520，电压信号515被转换为数字数字序列525并提供至处理器530。

处理器530可执行一波封侦测程序533和一最佳偏移决定程序537。最佳偏移决定程序537产生DCOC_I和DCOC_Q值的集合，并将这些集合提供至存储器170，供加法器110i、110q使用。据此产生的发射机输出随后成为耦接信号157，并且通过侦测器510和模拟-数字转换器520被转换为一数字序列525。例如通过快速傅利叶转换，信号525可被转换为以频域表示，其频谱被提供至波封侦测程序533。波封侦测程序533可决定频率f_LO和f_LO+f_IF所对应的频谱能量。最佳偏移决定程序537可根据这两个能量的差异来计算一相对应的OOS测量。在该OOS测量完成后，最佳偏移决定程序537产生另一组DCOC_I、DCOC_Q值。该程序被重复以完成另一OOS测量。在三次OOS测量皆完成后，最佳偏移决定程序530根据前述方式计算DCOC_I，opt、DCOC_Q，opt，并将DCOC_I，opt、DCOC_Q，opt分别存入存储器位置172、174。

或者，处理器530可在输入信号的I_T、Q_T成分皆被设定为零的情况下，针对频率f_LO执行功率计算。在这个情况下，信号157只包含导因于差动和直流本地振荡泄漏的直流偏移成分。处理器530可计算使测量到的泄漏值偏移的DCOC_I，opt、DCOC_Q，opt值。

图6中的表格呈现将上述三次测量本地振荡校正程序施于一TD-SCDMA收发器的测试结果。受测试的频段包含频段A及频段F，而受测试的UTRA绝对射频频道编号(UTRA absolute radio frequency channel numbers,UARFCN)包含10087和9500。缩写UTRA代表UMTS地面无线接入(UMTS terrestrial radioaccess)，缩写UMTS则是代表通用移动电话系统(universal mobile telephonysystem)。移动通讯的某些传统通讯标准要求最小OOS至少为-30dB。如图6所示，此范例系统的多个较低功率等级于未校正时无法达到此要求；在校正之后，OOS被大幅降低。值得注意的是，如本发明所属技术领域中的技术人员通过前述说明可以理解，达成这些OOS降低量所需要的人力和时间都低于现有技术。

本发明所属技术领域中的技术人员可理解，在不违背本发明的精神和目标的情况下，还有许多的变化型态。举例而言，可以任意的I/Q测试信号(例如TD-SCDMA或W-CDMA调制信号)取代一I/Q中频测试信号。在这个情况下，原点偏移抑制测量可通过类似的方式执行，亦即测量与本地振荡泄漏功率相关的频段的功率，并且可以相似的方式进行前述三次测量，以决定最佳同相和正交直流偏移校正成分。

用以实现本发明概念的处理器指令可被编码并储存于非暂态电脑可读取媒体内，并且不受限于处理平台的类型，亦不受限于将这些处理器指令存入电脑可读取媒体的编码方式。

须说明的是，上述电脑可读取媒体可为任何一种非暂态媒体，储存有能被处理器读取、解码并执行图4所示的程序400的处理器指令。非暂态媒体包含电子、磁性及光学储存装置。非暂态电脑可读取媒体包含但不限于：只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和其他电子储存装置、CD-ROM、DVD和其他光学储存装置、磁带、软盘、硬盘及其他磁性储存装置。这些处理器指令可利用各种程序语言实现本发明。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims (19)

1.一种通讯装置，包含：

一直接变频发射机，包含：

一输入端口，供接收一输入信号；

一输出端口，供输出具有一传输频率的一输出信号；

一混频级，供将该输入信号的一代表上变频为具有一本地振荡器的一本地振荡频率；以及

一直流偏移电路，供施加多个直流偏移信号于该输入信号；

一存储器，供储存多个直流偏移信号；以及

一处理器，被设定以：

借由于该输入端口的一校正信号以及于该输出端口进行的至多三次差动频谱测量，决定一组最佳直流偏移信号，当将该组最佳直流偏移信号施加于该输入端口所接收的该输入信号时，该组最佳直流偏移信号能最小化该输出信号的一本地振荡泄漏，该本地振荡泄漏为该输出信号于该输出端口的一成分；

将该组最佳直流偏移信号储存至该存储器；以及

将该存储器中储存的该组最佳直流偏移信号施加于该输入信号。

2.如权利要求1所述的通讯装置，其特征在于，该处理器被进一步设定以：

选择该多个直流偏移信号的一第一校正组合及一第二校正组合，该第一校正组合及该第二校正组合各自包含一同相偏移值与一正交偏移值；

根据该第一校正组合执行一第一差动频谱测量；

根据该第二校正组合执行一第二差动频谱测量；

根据该第一差动频谱测量及该第二差动频谱测量，为该组最佳直流偏移信号决定一同相偏移值或一正交偏移值，且为该组最佳直流偏移信号决定另一同相偏移值或一正交偏移值的一绝对值；

选择该多个直流偏移信号的一第三校正组合，该第三校正组合包含该组最佳直流偏移信号中根据该第一差动频谱测量及该第二差动频谱测量所决定的该同相偏移值或该正交偏移值；

根据该第三校正组合执行一第三差动频谱测量；以及

根据该第三差动频谱测量，为该另一偏移值的该绝对值决定一正负符号，以产生该组最佳直流偏移信号中的完整的一组最佳同相偏移值及最佳正交偏移值。

3.如权利要求2所述的通讯装置，其特征在于，该第一、第二、第三差动频谱测量各自为一原点偏移抑制测量，该原点偏移抑制测量是测量该输出端口于该传输频率上的频谱能量以及于该本地振荡频率上的频谱能量的一频谱能量差异，该频谱能量差异是以分贝为单位。

4.如权利要求3所述的通讯装置，进一步包含：

一侦测器，耦接至该发射机的该输出端口，用以将一电磁波信号转换为一电压信号；以及

一模拟-数字转换器，用以将该电压信号转换为一数字序列；

其中该处理器被进一步用以：

侦测该数字序列的一频谱波封；以及

根据侦测所得的该频谱波封执行该第一、第二、第三原点偏移抑制测量。

5.如权利要求4所述的通讯装置，其特征在于，该处理器被进一步用以：

将该多个直流偏移信号的该第一校正组合中的同相偏移值与正交偏移值皆设定为零；

根据该第一校正组合执行该第一原点偏移抑制测量，以决定一偏移向量的一最佳向量大小，该偏移向量具有一最佳同相偏移值和一最佳正交偏移值，作为偏移向量的成分向量；

将该最佳向量大小的负值设定为该第二校正组合中的同相偏移值或正交偏移值，并将该第二校正组合中的另一同相偏移值或另一正交偏移值设定为零；

根据该第二校正组合执行该第二原点偏移抑制测量，以决定该最佳同相偏移值或该最佳正交偏移值，并决定另一同相偏移值或另一正交偏移值的最佳偏移值的绝对值；

将该最佳同相偏移值或该最佳正交偏移值设定为该第三校正组合中相对应的同相偏移值或正交偏移值，并将该另一最佳偏移值的绝对值设定为该第三校正组合中相对应的该另一同相偏移值或另一正交偏移值；

根据该第三校正组合执行该第三原点偏移抑制测量，以决定该另一最佳同相偏移值和该另一最佳正交偏移值的该正负符号，以产生完整的该组最佳同相偏移值和最佳正交偏移值；以及

将该组最佳同相偏移值和最佳正交偏移值储存至该存储器。

6.如权利要求5所述的通讯装置，其特征在于，该多个直流偏移信号的该第一、第二、第三校正组合储存于该存储器中；该处理器被进一步用以：

依一顺序自该存储器撷取该第一、第二、第三校正组合，该顺序是对应于该第一、第二、第三原点偏移抑制测量。

7.如权利要求1所述的通讯装置，其特征在于，提供至该输入端口的该校正信号是任意选定。

8.如权利要求7所述的通讯装置，其特征在于，该第一、第二、第三校正组合是任意选定且彼此独立。

9.一种信号处理方法，包含：

提供一校正信号至一发射机的一输入端口，该发射机包含于一通讯装置中；

借由于该输入端口的该校正信号以及于该发射机的一输出端口进行的至多三次差动频谱测量，以决定一组最佳直流偏移信号，当将该组最佳直流偏移信号施加于该输入端口所接收的一输入信号时，该组最佳直流偏移信号能最小化该输出端口送出的一输出信号的一本地振荡泄漏；

将该组最佳直流偏移信号储存至一存储器；以及

将该存储器中储存的该组最佳直流偏移信号提供至与该输入端口相耦接的一直流偏移电路，以将该组最佳直流偏移信号施加于该输入信号。

10.如权利要求9所述的信号处理方法，其特征在于，决定该组最佳直流偏移信号包含：

选择该多个直流偏移信号的一第一校正组合及一第二校正组合，该第一校正组合及该第二校正组合各自包含一同相偏移值与一正交偏移值；

根据该第一校正组合执行一第一差动频谱测量；

根据该第二校正组合执行一第二差动频谱测量；

根据该第一差动频谱测量及该第二差动频谱测量，为该组最佳直流偏移信号决定一同相偏移值或一正交偏移值，且为该组最佳直流偏移信号决定另一同相偏移值或一正交偏移值的一绝对值；

选择该多个直流偏移信号的一第三校正组合，该第三校正组合包含该组最佳直流偏移信号中根据该第一差动频谱测量及该第二差动频谱测量所决定的同相偏移值或正交偏移值；

根据该第三校正组合执行一第三差动频谱测量；以及

根据该第三差动频谱测量，为该另一偏移值的该绝对值决定一正负符号，以产生该组最佳直流偏移信号中的完整的一组最佳同相偏移值及最佳正交偏移值。

11.如权利要求10所述的信号处理方法，其特征在于，该第一、第二、第三差动频谱测量各自为一原点偏移抑制测量，该原点偏移抑制测量是测量该输出端口于一传输频率上的频谱能量以及于一本地振荡频率上的频谱能量的一频谱能量差异，该频谱能量差异是以分贝为单位。

12.如权利要求11所述的信号处理方法，进一步包含：

借由该通讯装置中耦接至该输出端口的一侦测器，将一电磁波信号转换为一电压信号；

借由一模拟-数字转换器，将该电压信号转换为一数字序列；

借由该通讯装置中的一处理器，侦测该数字序列的一频谱波封；以及

借由该处理器，根据侦测所得的该频谱波封执行该第一、第二、第三原点偏移抑制测量。

13.如权利要求12所述的信号处理方法，进一步包含：

将该多个直流偏移信号的该第一校正组合中的同相偏移值与正交偏移值皆设定为零；

根据该第一校正组合执行该第一原点偏移抑制测量，以决定一偏移向量的一最佳向量大小，该偏移向量具有一最佳同相偏移值和一最佳正交偏移值，作为偏移向量的成分向量；

将该最佳向量大小的负值设定为该第二校正组合中的同相偏移值或正交偏移值，并将该第二校正组合中的另一同相偏移值或另一正交偏移值设定为零；

根据该第二校正组合执行该第二原点偏移抑制测量，以决定该最佳同相偏移值或该最佳正交偏移值，并决定另一同相偏移值或另一正交偏移值的最佳偏移值的绝对值；

将该最佳同相偏移值或该最佳正交偏移值设定为该第三校正组合中相对应的该同相偏移值或该正交偏移值，并将该另一最佳偏移值的绝对值设定为该第三校正组合中相对应的该另一同相偏移值或另一正交偏移值；

根据该第三校正组合执行该第三原点偏移抑制测量，以决定该另一最佳同相偏移值和该另一最佳正交偏移值的该正负符号，以产生完整的该组最佳同相偏移值和最佳正交偏移值；以及

将该组最佳同相偏移值和最佳正交偏移值储存至该存储器。

14.如权利要求13所述的信号处理方法，进一步包含：

将该多个直流偏移信号的该第一、第二、第三校正组合储存至该存储器中；以及

依一顺序自该存储器撷取该第一、第二、第三校正组合，该顺序是对应于该第一、第二、第三原点偏移抑制测量。

15.一种有形非暂态电脑可读取媒体，包含多个编码后处理器指令，一处理器耦接至一通讯装置中的一直接变频发射机，该直接变频发射机包含用以接收一输入信号的一输入端口、用以输出一输出信号的一输出端口、一混频级及一直流偏移电路，该混频级用以将该输入信号上变频为具有一本地振荡器的一本地振荡频率，该直流偏移电路用以施加多个直流偏移信号于该输入信号，当该多个编码后处理器指令被该处理器执行，该多个编码后处理器指令驱动该处理器：

借由于该输入端口的一校正信号以及于该输出端口进行至多三次差动频谱测量，决定一组最佳直流偏移信号，当将该组最佳直流偏移信号施加于该输入端口所接收的该输入信号时，该组最佳直流偏移信号能最小化该输出信号的一本地振荡泄漏，该本地振荡泄漏为该输出信号于该输出端口的一成分；

将该组最佳直流偏移信号储存至一存储器；以及

将该存储器中储存的该组最佳直流偏移信号施加于该输入信号。

16.如权利要求15所述的有形非暂态电脑可读取媒体，其特征在于，该多个编码后处理器指令包含一指令，用以驱动该处理器：

选择该多个直流偏移信号的一第一校正组合及一第二校正组合，该第一校正组合及该第二校正组合各自包含一同相偏移值与一正交偏移值；

根据该第一校正组合执行一第一差动频谱测量；

根据该第二校正组合执行一第二差动频谱测量；

根据该第一差动频谱测量及该第二差动频谱测量，为该组最佳直流偏移信号决定一同相偏移值或一正交偏移值，且为该组最佳直流偏移信号决定另一同相偏移值或一正交偏移值的一绝对值；

选择该多个直流偏移信号的一第三校正组合，该第三校正组合包含该组最佳直流偏移信号中根据该第一差动频谱测量及该第二差动频谱测量所决定的该同相偏移值或该正交偏移值；

根据该第三校正组合执行一第三差动频谱测量；以及

根据该第三差动频谱测量，为该另一偏移值的该绝对值决定一正负符号，以产生该组最佳直流偏移信号中的完整的一组最佳同相偏移值及最佳正交偏移值。

17.如权利要求16所述的有形非暂态电脑可读取媒体，其特征在于，该第一、第二、第三差动频谱测量各自为一原点偏移抑制测量，该原点偏移抑制测量是测量该输出端口于一传输频率上的频谱能量及于该本地振荡频率上的频谱能量的一频谱能量差异，该频谱能量差异是以分贝为单位。

18.如权利要求17所述的有形非暂态电脑可读取媒体，其特征在于，该多个编码后处理器指令包含一指令，用以驱动该处理器：

侦测一数字序列的一频谱波封，其中该数字序列是由一模拟-数字转换器自一电压信号而成，该电压信号是由耦接至该输出端口的一侦测器所产生；以及

根据侦测所得的该频谱波封执行该第一、第二、第三原点偏移抑制测量。

19.如权利要求18所述的有形非暂态电脑可读取媒体，其特征在于，该多个编码后处理器指令包含一指令，用以驱动该处理器：

将该多个直流偏移信号的该第一校正组合中的同相偏移值与正交偏移值皆设定为零；

根据该第一校正组合执行该第一原点偏移抑制测量，以决定一偏移向量的一最佳向量大小，该偏移向量具有一最佳同相偏移值和一最佳正交偏移值，作为偏移向量的成分向量；

将该最佳向量大小的负值设定为该第二校正组合中的同相偏移值或正交偏移值，并将该第二校正组合中的另一同相偏移值或另一正交偏移值设定为零；

根据该第二校正组合执行该第二原点偏移抑制测量，以决定该最佳同相偏移值或该最佳正交偏移值，并决定另一同相偏移值或另一正交偏移值的最佳偏移值的绝对值；

将该最佳同相偏移值或该最佳正交偏移值设定为该第三校正组合中相对应的同相偏移值或正交偏移值，并将该另一最佳偏移值的绝对值设定为该第三校正组合中相对应的该另一同相偏移值或另一正交偏移值；

根据该第三校正组合执行该第三原点偏移抑制测量，以决定该另一最佳同相偏移值和该另一最佳正交偏移值的该正负符号，以产生完整的该组最佳同相偏移值和最佳正交偏移值；以及

将该组最佳同相偏移值和最佳正交偏移值储存至该存储器。

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