TW201424280A - 利用三次量測達成直接升頻轉換傳送器之快速本地振盪洩漏校正 - Google Patents

Abstract

一直接轉換傳送器包含一混波階段，用以將一輸入信號升頻轉換為具有一本地振盪頻率。一直流偏移電路係耦接至一輸入埠，以提供一組直流偏移信號。藉由在該輸入埠提供一測試信號，並於輸出埠進行不超過三次的差動頻譜量測，一處理器決定一組最佳直流偏移信號。該組最佳直流偏移信號被提供至輸入埠時，能最小化傳送器之輸出信號的本地振盪洩漏。最佳直流偏移信號被儲存在記憶體中，並且被施加於隨後做為輸入信號的資訊承載信號。

Description

利用三次量測達成直接升頻轉換傳送器之快速本地振盪洩漏校正

本發明與直流偏移校正技術相關，例如用以校正直接轉換傳送器中的本地振盪洩漏。

直接升頻轉換傳送器被應用在多種採用分時-同步分碼多重存取(time division synchronous code division multiple access,TD-SCDMA)和寬頻分碼多重存取(wideband code division multiple access,W-CDMA)調變方案的通訊裝置中。此類傳送器的問題在於，輸出端的本地振盪洩漏(local oscillator leakage)會增加誤差向量幅度(error vector magnitude,EVM)。本地振盪洩漏通常有兩種來源。首先，基頻階段產生的差動信號可能不對稱，使得經過差動混波器後的升頻轉換後信號出現直流偏移，亦稱為載波饋通(carrier feed-through)。第二個來源則是直流本地振盪洩漏，產生於通往傳送器輸出端的射頻路徑中。晶片中的基頻電路可對差動信號進行直流偏移校正，以移除差動本地振盪洩漏。然而，移除直流本地振盪洩漏的有效機制(尤其是內建於晶片中的機制)至今仍付之闕如。不幸的是，輸出功率較低時，直流本地振盪洩漏的影響甚鉅，會造成誤差向量幅度上升。

直流偏移校正程序會針對特定裝置決定其所需要的直流偏移校正量，並且通常是在產品製作程序中進行。一般而言，此校正程序是由晶片中的電路執行。實務上，若欲找出最佳校正量，可掃描所有可能的同相 /正交直流偏移值，並量測相對應的本地振盪洩漏功率，直到本地振盪洩漏功率被最小化。這個做法的問題在於需要進行大量測試，其數量正比與掃描的解析度，導致難以兼顧測試效率及測試結果的正確性。

由於直流本地振盪洩漏的大小、相位會與傳送器增益及本地振盪頻率相關，上述掃描的範圍必須涵蓋多種功率等級(通常在-25dBm到-55dBm間)與多個頻帶，校正所需時間往往很長。然而，校正本地振盪洩漏偏移所需要的時間是影響生產線效率的重要因素。因此，現行技術存在發展兼顧正確性和校正效率之直流本地振盪洩漏偏移校正技術的需要。

一直接轉換傳送器包含用以接收一輸入信號之輸入埠及用以傳輸一輸出信號之輸出埠。該傳送器亦包含一混波階段，用以將一輸入信號升頻轉換為具有一本地振盪頻率。一直流偏移電路係耦接至該輸入埠，以提供儲存於一記憶體中之一組直流偏移信號。藉由在該輸入埠提供一測試信號，並於該輸出埠進行不超過三次的差動頻譜量測，一處理器決定一組最佳直流偏移信號。該組最佳直流偏移信號被提供至輸入埠時，能最小化傳送器之輸出信號的本地振盪洩漏。已決定最佳直流偏移信號後，最佳直流偏移信號被儲存在記憶體中，並且被施加於隨後做為輸入信號的資訊承載信號。

100、500‧‧‧傳送器電路

102i、102q‧‧‧輸入信號

110i、110q‧‧‧加法器

112i、112q‧‧‧加法器輸出信號

115i、115q‧‧‧數位-類比轉換器

117i、117q‧‧‧類比信號

120i、120q‧‧‧低通濾波器

121i、121q‧‧‧混波器

122i、122q‧‧‧過濾後信號

123‧‧‧相位偏移器

125‧‧‧混波階段

126‧‧‧加法器

127‧‧‧相加後信號

135‧‧‧本地振盪器

140‧‧‧增益可程式化放大器

145‧‧‧功率放大器

147‧‧‧輸出信號

150‧‧‧天線

155‧‧‧耦接器

157‧‧‧耦接信號

160‧‧‧信號分析器

165‧‧‧測試介面

167‧‧‧控制信號

170‧‧‧記憶體

172‧‧‧記憶體位置

174‧‧‧記憶體位置

176‧‧‧校正組合

180‧‧‧處理器

193‧‧‧輸入埠

195‧‧‧輸出埠

200‧‧‧符號星狀分布

210‧‧‧向量

220‧‧‧向量

222‧‧‧向量

224‧‧‧向量

400‧‧‧校正程序

410~430‧‧‧流程步驟

510‧‧‧射頻偵測器

515‧‧‧電壓信號

520‧‧‧類比-數位轉換器

525‧‧‧數位數字序列

530‧‧‧處理器

533‧‧‧波封偵測程序

537‧‧‧最佳偏移決定程序

圖一為本發明之一具體實施例中的直接轉換傳送器電路之示意圖。

圖二係用以呈現不良直流偏移成分對於一符號星狀分布的影響和期望的校正結果。

圖三係繪示原點偏移抑制量測相關之一頻譜。

圖四為根據本發明之一實施例中的校正程序之流程圖。

圖五為本發明之另一具體實施例中的直接轉換傳送器電路之示意圖。

圖六之表格係用以呈現將本發明之概念時施於TD-SCDMA收發器時所產生的結果範例。

以下各實施例及其相關圖式可充分說明本申請案的發明概念。各圖式中相似的元件編號係對應於相似的功能或元件。須說明的是，此處所謂本發明一辭係用以指稱該等實施例所呈現的發明概念，但其涵蓋範疇並未受限於該等實施例本身。

此外，本揭露書中的數學表示式係用以說明與本發明之實施例相關的原理和邏輯，除非有特別指明的情況，否則不對本發明之範疇構成限制。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，有多種技術可實現該等數學式所對應的物理表現形式。

以下介紹的各個功能方塊圖主要係用以說明信號的相對關係，並非用以限制實現本發明之概念時的電路連接關係。各功能方塊間的互動亦不一定要透過直接的電路連接始能達成。此外，該等功能方塊提供的功能於實際應用中可被整合或分散，不以圖中呈現的區分方式為限。

圖一為本發明之一具體實施例中的直接轉換傳送器電路100之示意圖。須說明的是，傳送器電路100可被整合在另一個更大的傳送器電路中；圖一僅呈現與本發明之概念較密切相關的部份。

自輸入埠193進入的同相和正交輸入信號102i、102q被提供至加法器110i、110q與相對應的直流偏移校正值相加，細節容後詳述。在常態運作中，信號102i、102q以基頻或中頻承載將透過通訊網路傳輸的資訊。加法器110i、110q的輸出信號112i、112q被提供至數位-類比轉換 器115i、115q，並轉換為類比信號117i、117q。隨後，類比信號117i、117q被提供至低通濾波器120i、120q，以將信號平滑化並減少雜訊。過濾後信號122i、122q被提供至混波階段125，藉由本地振盪器135、混波器121i、121q和相位偏移器123將信號122i、122q升頻轉換，並透過加法器126結合為信號127。增益可程式化放大器140將信號127放大至特定大小後，功率放大器145再將該信號放大至適於傳輸的大小。輸出信號147透過輸出埠195被提供至天線150以進行發送。

為了達到校正目的，一同相/正交測試信號被提供做為信號102i、102q，提供至加法器110i、110q的偏移值是會變化的。隨後，輸出信號147對上述偏移值變化的反應由耦接器155所監視。耦接信號157可被提供至測試設備，例如信號分析器160。測試介面165可供外部測試設備存取。外部測試設備可提供控制信號167，以控制直流偏移值。測試介面165可被連接至處理器180。處理器180係將直流偏移校正值DCOC _I 、DCOC _Q 分別儲存在記憶體170內的記憶體位置172、174。在校正程序中，處理器180可採用多種DCOC _I 、DCOC _Q 值(以下稱為校正組合)，並視情況將各種校正組合提供至記憶體170。記憶體170所儲存的校正值會被提供至加法器110i、110q。於一實施例中，記憶體170中存有多種校正組合176，供校正程序依序選用。圖一中的所有元素(信號分析器160除外)、提供信號167的機制，以及提供測試輸入信號102i、102q的機制，都可以被設置在傳送器100所處的通訊裝置(例如行動電話、平板電腦、筆記型電腦)之晶片中。

於一實施例中，輸入信號102i、102q為具一特定頻率之信號的同相成分和正交成分，亦即： 其中V _rms 為輸入校正信號振幅均方根值，f _IF 為校正信號頻率，為數位-類比轉換器的取樣率，亦即每秒的取樣數量，f _N 為標準化後的信號頻率，n為取樣索引值。加法器的輸出信號112i、112q可表示如下： 輸出信號則可表示如下： 其中G _Tx 為於特定輸出功率的傳送器增益，θ為輸出信號相位偏移，而V _LO 、φ、f _LO 分別為本地振盪洩漏成分的信號水平、相位偏移和頻率。此外，

在式一中，項次 V _RMS G _Tx cos(2π[f _LO +f _IF ]t+θ)為目標輸出信號。項次V _LO cos(2πf _LO t+φ)為傳送器輸出端的不良偏移信號，其包含載波饋通成分和直流本地振盪載波洩漏成分。項次Mag _DCOC G _Tx cos(2πf _LO t+θ+)則是用以改善不良偏移信號的直流偏移校正成分。

圖二係用以呈現不良直流偏移成分對於符號星狀分布200的影響和期望的直流偏移校正結果。如圖二所示，符號星狀分布200偏離複數(complex)平面之原點的距離為V _LO ，角度為(φ-θ)，亦即目標輸出信號和不良偏移信號間的相位差。理論上，符號星狀分布200必須以原點為中 心，始能提供良好的編碼決策。因此，標示為210的向量必須與標示為220的向量等長且反向。如圖二所示，最佳校正出現在以下情況：Mag _DCOC．opt =V _LO /G _Tx 且φ _DCOC．opt =(φ-θ)+π。據此，偏移校正程序的目標在於找出分別以向量222、224表示的直流偏移校正值DCOC _I．opt 、DCOC _Q．opt ，以期達到最佳校正。

本技術於決定成分DCOC _I．opt 和DCOC _Q．opt 時至多使用三次原點偏移抑制(origin offset suppression,OOS)量測。原點偏移抑制量測係指傳送器輸出端於傳送頻率f _IF +f _LO 之頻譜功率和於本地振盪頻率f _LO 之頻譜能量間的差異(以分貝為單位)。此差異呈現於圖三。原點偏移抑制量測是一種差動量測，量測輸出信號之兩種頻譜特性的差異，並可利用合適的偵測電路(例如頻譜分析器160)來執行。

原點偏移抑制可根據下列方程式來計算： 本發明於決定最佳Mag _DCOC．opt 、φ _DCOC．opt 時，係採用傳送器100的輸出端提供的至多三次差動量測搭配輸入端的一校正信號。在這幾次差動量測中，不同的校正組合DCOC _I 、DCOC _Q 被提供至加法器110i、110q。

須說明的是，輸入頻率、DCOC _I 、DCOC _Q 的選擇完全是任意的。以下範例僅呈現一種可能的測試組合和測試頻率，實務上亦可採用其他測試信號及/或偏移值。無論測試值DCOC _I 、DCOC _Q 和輸入頻率為何，本發明所得出的最佳值都是相同的。

第一量測(以下稱為OOS1)設定DCOC _I =DCOC _Q =0。根據式二可得出： 根據前述最佳關係式Mag _DCOC．opt =V _LO /C _Tx ，

第二量測(以下稱為OOS2)設定DCOC _I =-Mag _DCOC (亦即Mag _DCOC 的負值)而DCOC _Q =0，等效於令φ _DCOC =π。根據式二可得出： 其中最後一個步驟是根據式三所得出。因此， 或者， 根據圖二， 因此， 同樣是根據圖二， 因此，

第三量測(以下稱為OOS3)設定DCOC _I =DCOC _I．opt 且DCOC _Q =+。據此產生的量測值被拿來和式二計算出之一估計值比較，其中DCOC _I．opt =Mag _DCOC.opt cos(φ-θ)=V _LO cos(φ-θ)。也就是說， DCOC _Q．opt 係根據下列方程式來決定：

圖四為根據本發明之一實施例中的校正程序400之流程圖。在步驟410中，校正信號被提供至傳送器100之輸入端。在步驟415a、415b中，前兩個原點偏移抑制量測OOS1和OOS2係採用任意的偏移值DCOC _I1 、DCOC _QI 、DCOC _I2 、DCOC _Q2 。在步驟420中，量測OOS1和OOS2被用以計算DCOC _I．opt 和|DCOC _Q．opt |或是計算|DCOC _I．opt |和DCOC _Q．opt 。在步驟430中，第三量測OOS3被用以決定絕對值|DCOC _Q．opt |或|DCOC _I．opt |的正負符號，以產生完整的校正參數組合。

用以產生特定OOS量測時所選擇的DCOC _I 和DCOC _Q 可為完全任意的。於另一實施例中，三組不同的(DCOC _I ，DCOC _Q )被提供以產生三 次OOS量測。利用式二，可根據該等OOS量測和已知的(DCOC _I ，DCOC _Q )組合產生一OOS模型。根據該模型可得出最佳DCOC _I 、DCOC _Q 值。

圖五所呈現的傳送器500之功能方塊圖與圖一中的傳送器100相似。因此，該等具有相似標號的元件之詳細功能於此不再贅述。

傳送器500與傳送器100的差別在於，傳送器500之校正程序係完全由傳送器500所在的通訊裝置之晶片中電路完成。舉例而言，形態為電磁波的耦接信號157可被提供至一合適的射頻偵測器510並且被轉換為電壓信號515。隨後，透過類比-數位轉換器520，電壓信號515被轉換為數位數字序列525並提供至處理器530。

處理器530可執行一波封偵測程序533和一最佳偏移決定程序537。最佳偏移決定程序537產生DCOC _I 和DCOC _Q 值之集合，並將該等集合提供至記憶體170，供加法器110i、110q使用。據此產生的傳送器輸出隨後成為耦接信號157，並且透過偵測器510和類比-數位轉換器520被轉換為一數位序列525。例如透過快速傅利葉轉換，信號525可被轉換為以頻域表示，其頻譜被提供至波封偵測程序533。波封偵測程序533可決定頻率f _LO 和f _LO +f _IF 所對應的頻譜能量。最佳偏移決定程序537可根據這兩個能量的差異來計算一相對應的OOS量測。在該OOS量測完成後，最佳偏移決定程序537產生另一組DCOC _I 、DCOC _Q 值。該程序被重複以完成另一OOS量測。在三次OOS量測皆完成後，最佳偏移決定程序530根據前述方式計算DCOC _I．opt 、DCOC _Q．opt ，並將DCOC _I．opt 、DCOC _Q．opt 分別存入記憶體位置172、174。

或者，處理器530可在輸入信號之I _T 、Q _T 成分皆被設定為零的情況下，針對頻率f _LO 執行功率計算。在這個情況下，信號157只包含導因於差動和直流本地振盪洩漏的直流偏移成分。處理器530可計算使量測到之洩漏值偏移的DCOC _I．opt 、DCOC _Q．opt 值。

圖六中的表格呈現將上述三次量測本地振盪校正程序施於一TD-SCDMA收發器的測試結果。受測試之頻段包含頻段A及頻段F，而受測試之UTRA絕對射頻頻道編號(UTRA absolute radio frequency channel numbers,UARFCN)包含10087和9500。縮寫UTRA代表UMTS地面無線接入(UMTS terrestrial radio access)，縮寫UMTS則是代表通用移動電話系統(universal mobile telephony system)。行動通訊的某些傳統通訊標準要求最小OOS至少為-30dB。如圖六所示，此範例系統的多個較低功率等級於未校正時無法達到此要求；在校正之後，OOS被大幅降低。值得注意的是，如本發明所屬技術領域中具有通常知識者透過前述說明可理解者，達成該等OOS降低量所需要的人力和時間都低於先前技術。

本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，在不違背本發明之精神和目標的情況下，還有許多的變化型態。舉例而言，可以任意的I/Q測試信號(例如TD-SCDMA或W-CDMA調變信號)取代一I/Q中頻測試信號。在這個情況下，原點偏移抑制量測可透過類似的方式執行，亦即量測與本地振盪洩漏功率相關的頻段之功率，並且可以相似的方式進行前述三次量測，以決定最佳同相和正交直流偏移校正成分。

用以實現本發明概念的處理器指令可被編碼並儲存於非暫態電腦可讀取媒體內，並且不受限於處理平台的類型，亦不受限於將該等處理器指令存入電腦可讀取媒體的編碼方式。

須說明的是，上述電腦可讀取媒體可為任何一種非暫態媒體，儲存有能被處理器讀取、解碼並執行圖四所示之程序400的處理器指令。非暫態媒體包含電子、磁性及光學儲存裝置。非暫態電腦可讀取媒體包含但不限於：唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)和其他電子儲存裝置、CD-ROM、DVD和其他光學儲存裝置、磁帶、軟碟、硬碟及其他磁性儲存裝置。該等處理器指令可利用各種程式語言實現本發明。

藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。

100‧‧‧傳送器電路

102i、102q‧‧‧輸入信號

110i、110q‧‧‧加法器

112i、112q‧‧‧加法器輸出信號

115i、115q‧‧‧數位-類比轉換器

117i、117q‧‧‧類比信號

120i、120q‧‧‧低通濾波器

121i、121q‧‧‧混波器

122i、122q‧‧‧過濾後信號

123‧‧‧相位偏移器

125‧‧‧混波階段

126‧‧‧加法器

127‧‧‧相加後信號

135‧‧‧本地振盪器

140‧‧‧增益可程式化放大器

145‧‧‧功率放大器

147‧‧‧輸出信號

150‧‧‧天線

155‧‧‧耦接器

157‧‧‧耦接信號

160‧‧‧信號分析器

165‧‧‧測試介面

167‧‧‧控制信號

170‧‧‧記憶體

172‧‧‧記憶體位置

174‧‧‧記憶體位置

176‧‧‧校正組合

180‧‧‧處理器

193‧‧‧輸入埠

195‧‧‧輸出埠

Claims (19)

1. 一種通訊裝置，包含：一直接轉換傳送器，包含：一輸入埠，供接收一輸入信號；一輸出埠，供輸出具有一傳輸頻率之一輸出信號；一混波階段，供將該輸入信號之一代表升頻轉換為具有一本地振盪器之一本地振盪頻率；以及一直流偏移電路，供施加複數個直流偏移信號於該輸入信號；一記憶體，供儲存複數個直流偏移信號；以及一處理器，被設定以：藉由於該輸入埠之一校正信號以及於該輸出埠進行之至多三次差動頻譜量測，決定一組最佳直流偏移信號，當將該組最佳直流偏移信號施加於該輸入埠所接收之該輸入信號時，該組最佳直流偏移信號能最小化該輸出信號之一本地振盪洩漏，該本地振盪洩漏係為該輸出信號於該輸出埠的一成分；將該組最佳直流偏移信號儲存至該記憶體；以及將該記憶體中儲存之該組最佳直流偏移信號施加於該輸入信號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之通訊裝置，其中該處理器被進一步設定以：選擇該複數個直流偏移信號之一第一校正組合及一第二校正組合，該第一校正組合及該第二校正組合各自包含一同相偏移值與一正交偏移值；根據該第一校正組合執行一第一差動頻譜量測；根據該第二校正組合執行一第二差動頻譜量測；根據該第一差動頻譜量測及該第二差動頻譜量測，為該組最佳直流偏移信號決定一同相偏移值或一正交偏移值，亦為該組最佳直流偏移信號決定另一同相偏移值或一正交偏移值之一絕對值； 選擇該等直流偏移信號之一第三校正組合，該第三校正組合包含該組最佳直流偏移信號中根據該第一差動頻譜量測及該第二差動頻譜量測所決定之該同相偏移值或該正交偏移值；根據該第三校正組合執行一第三差動頻譜量測；以及根據該第三差動頻譜量測，為該另一偏移值之該絕對值決定一正負符號，以產生該組最佳直流偏移信號中之完整之一組最佳同相偏移值及最佳正交偏移值。
3. 如申請專利範圍第2項所述之通訊裝置，其中該第一、第二、第三差動頻譜量測各自為一原點偏移抑制量測，該原點偏移抑制量測係量測該輸出埠於該傳輸頻率上之頻譜能量以及於該本地振盪頻率上之頻譜能量之一頻譜能量差異，該頻譜能量差異係以分貝為單位。
4. 如申請專利範圍第3項所述之通訊裝置，進一步包含：一偵測器，耦接至該傳送器之該輸出埠，用以將一電磁波信號轉換為一電壓信號；以及一類比-數位轉換器，用以將該電壓信號轉換為一數位序列；其中該處理器被進一步用以：偵測該數位序列之一頻譜波封；以及根據偵測所得之該頻譜波封執行該第一、第二、第三原點偏移抑制量測。
5. 如申請專利範圍第4項所述之通訊裝置，其中該處理器被進一步用以：將該複數個直流偏移信號之該第一校正組合中之該同相偏移值與該正交偏移值皆設定為零；根據該第一校正組合執行該第一原點偏移抑制量測，以決定一偏移向量之一最佳向量大小，該偏移向量具有一最佳同相偏移值和一最佳正交偏移值，做為偏移向量之成分向量；將該最佳向量大小之負值設定為該第二校正組合中之該同相偏移值 或該正交偏移值，並將該第二校正組合中之另一同相偏移值或另一正交偏移值設定為零；根據該第二校正組合執行該第二原點偏移抑制量測，以決定該最佳同相偏移值或該最佳正交偏移值，並決定另一同相偏移值或另一正交偏移值之最佳偏移值之絕對值；將該最佳同相偏移值或該最佳正交偏移值設定為該第三校正組合中相對應之該同相偏移值或該正交偏移值，並將該另一最佳偏移值之絕對值設定為該第三校正組合中相對應之該另一同相偏移值或另一正交偏移值；根據該第三校正組合執行該第三原點偏移抑制量測，以決定該另一最佳同相偏移值和該另一最佳正交偏移值之該正負符號，以產生完整之該組最佳同相偏移值和最佳正交偏移值；以及將該組最佳同相偏移值和最佳正交偏移值儲存至該記憶體。
6. 如申請專利範圍第5項所述之通訊裝置，其中該複數個直流偏移信號之該第一、第二、第三校正組合係儲存於該記憶體中；該處理器被進一步用以：依一順序自該記憶體擷取該第一、第二、第三校正組合，該順序係對應於該第一、第二、第三原點偏移抑制量測。
7. 如申請專利範圍第1項所述之通訊裝置，其中提供至該輸入埠之該校正信號係任意選定。
8. 如申請專利範圍第7項所述之通訊裝置，其中該第一、第二、第三校正組合係任意選定且彼此獨立。
9. 一種信號處理方法，包含：提供一校正信號至一傳送器之一輸入埠，該傳送器係包含於一通訊裝置中；藉由於該輸入埠之該校正信號以及於該傳送器之一輸出埠進行之至 多三次差動頻譜量測，以決定一組最佳直流偏移信號，當將該組最佳直流偏移信號施加於該輸入埠所接收之一輸入信號時，該組最佳直流偏移信號能最小化該輸出埠送出之一輸出信號之一本地振盪洩漏；將該組最佳直流偏移信號儲存至一記憶體；以及將該記憶體中儲存之該組最佳直流偏移信號提供至與該輸入埠相耦接之一直流偏移電路，以將該組最佳直流偏移信號施加於該輸入信號。
10. 如申請專利範圍第9項所述之信號處理方法，其中決定該組最佳直流偏移信號包含：選擇該複數個直流偏移信號之一第一校正組合及一第二校正組合，該第一校正組合及該第二校正組合各自包含一同相偏移值與一正交偏移值；根據該第一校正組合執行一第一差動頻譜量測；根據該第二校正組合執行一第二差動頻譜量測；根據該第一差動頻譜量測及該第二差動頻譜量測，為該組最佳直流偏移信號決定一同相偏移值或一正交偏移值，亦為該組最佳直流偏移信號決定另一同相偏移值或一正交偏移值之一絕對值；選擇該等直流偏移信號之一第三校正組合，該第三校正組合包含該組最佳直流偏移信號中根據該第一差動頻譜量測及該第二差動頻譜量測所決定之該同相偏移值或該正交偏移值；根據該第三校正組合執行一第三差動頻譜量測；以及根據該第三差動頻譜量測，為該另一偏移值之該絕對值決定一正負符號，以產生該組最佳直流偏移信號中之完整之一組最佳同相偏移值及最佳正交偏移值。
11. 如申請專利範圍第10項所述之信號處理方法，其中該第一、第二、第三 差動頻譜量測各自為一原點偏移抑制量測，該原點偏移抑制量測係量測該輸出埠於一傳輸頻率上之頻譜能量以及於一本地振盪頻率上之頻譜能量之一頻譜能量差異，該頻譜能量差異係以分貝為單位。
12. 如申請專利範圍第11項所述之信號處理方法，進一步包含：藉由該通訊裝置中耦接至該輸出埠之一偵測器，將一電磁波信號轉換為一電壓信號；藉由一類比-數位轉換器，將該電壓信號轉換為一數位序列；藉由該通訊裝置中之一處理器，偵測該數位序列之一頻譜波封；以及藉由該處理器，根據偵測所得之該頻譜波封執行該第一、第二、第三原點偏移抑制量測。
13. 如申請專利範圍第12項所述之信號處理方法，進一步包含：將該複數個直流偏移信號之該第一校正組合中之該同相偏移值與該正交偏移值皆設定為零；根據該第一校正組合執行該第一原點偏移抑制量測，以決定一偏移向量之一最佳向量大小，該偏移向量具有一最佳同相偏移值和一最佳正交偏移值，做為偏移向量之成分向量；將該最佳向量大小之負值設定為該第二校正組合中之該同相偏移值或該正交偏移值，並將該第二校正組合中之另一同相偏移值或另一正交偏移值設定為零；根據該第二校正組合執行該第二原點偏移抑制量測，以決定該最佳同相偏移值或該最佳正交偏移值，並決定另一同相偏移值或另一正交偏移值之最佳偏移值之絕對值；將該最佳同相偏移值或該最佳正交偏移值設定為該第三校正組合中相對應之該同相偏移值或該正交偏移值，並將該另一最佳偏移值之絕對值設定為該第三校正組合中相對應之該另一同相偏移值或 另一正交偏移值；根據該第三校正組合執行該第三原點偏移抑制量測，以決定該另一最佳同相偏移值和該另一最佳正交偏移值之該正負符號，以產生完整之該組最佳同相偏移值和最佳正交偏移值；以及將該組最佳同相偏移值和最佳正交偏移值儲存至該記憶體。
14. 如申請專利範圍第13項所述之信號處理方法，進一步包含：將該複數個直流偏移信號之該第一、第二、第三校正組合儲存至該記憶體中；以及依一順序自該記憶體擷取該第一、第二、第三校正組合，該順序係對應於該第一、第二、第三原點偏移抑制量測。
15. 一種有形非暫態電腦可讀取媒體，包含複數個編碼後處理器指令，一處理器係耦接至一通訊裝置中之一直接轉換傳送器，該直接轉換傳送器包含用以接收一輸入信號之一輸入埠、用以輸出一輸出信號之一輸出埠、一混波階段及一直流偏移電路，該混波階段係用以將該輸入信號升頻轉換為具有一本地振盪器之一本地振盪頻率，該直流偏移電路係用以施加複數個直流偏移信號於該輸入信號，當該複數個編碼後處理器指令被該處理器執行，該複數個編碼後處理器指令驅動該處理器：藉由於該輸入埠之一校正信號以及於該輸出埠進行至之多三次差動頻譜量測，決定一組最佳直流偏移信號，當將該組最佳直流偏移信號施加於該輸入埠所接收之該輸入信號時，該組最佳直流偏移信號能最小化該輸出信號之一本地振盪洩漏，該本地振盪洩漏係為該輸出信號於該輸出埠的一成分；將該組最佳直流偏移信號儲存至一記憶體；以及將該記憶體中儲存之該組最佳直流偏移信號施加於該輸入信號。
16. 如申請專利範圍第15項所述之有形非暫態電腦可讀取媒體，其中該複數個編碼後處理器指令包含一指令，用以驅動該處理器：選擇該等直流偏移信號之一第一校正組合及一第二校正組合，該第 一校正組合及該第二校正組合各自包含一同相偏移值與一正交偏移值；根據該第一校正組合執行一第一差動頻譜量測；根據該第二校正組合執行一第二差動頻譜量測；根據該第一差動頻譜量測及該第二差動頻譜量測，為該組最佳直流偏移信號決定一同相偏移值或一正交偏移值，亦為該組最佳直流偏移信號決定另一同相偏移值或一正交偏移值之一絕對值；選擇該等直流偏移信號之一第三校正組合，該第三校正組合包含該組最佳直流偏移信號中根據該第一差動頻譜量測及該第二差動頻譜量測所決定之該同相偏移值或該正交偏移值；根據該第三校正組合執行一第三差動頻譜量測；以及根據該第三差動頻譜量測，為該另一偏移值之該絕對值決定一正負符號，以產生該組最佳直流偏移信號中之完整之一組最佳同相偏移值及最佳正交偏移值。
17. 如申請專利範圍第16項所述之有形非暫態電腦可讀取媒體，其中該第一、第二、第三差動頻譜量測各自為一原點偏移抑制量測，該原點偏移抑制量測係量測該輸出埠於一傳輸頻率上之頻譜能量及於該本地振盪頻率上之頻譜能量之一頻譜能量差異，該頻譜能量差異係以分貝為單位。
18. 如申請專利範圍第17項所述之有形非暫態電腦可讀取媒體，其中該複數個編碼後處理器指令包含一指令，用以驅動該處理器：偵測一數位序列之一頻譜波封，其中該數位序列係由一類比-數位轉換器自一電壓信號而成，該電壓信號係由耦接至該輸出埠之一偵測器所產生；以及根據偵測所得之該頻譜波封執行該第一、第二、第三原點偏移抑制量測。
19. 如申請專利範圍第18項所述之有形非暫態電腦可讀取媒體，其中該複數 個編碼後處理器指令包含一指令，用以驅動該處理器：將該複數個直流偏移信號之該第一校正組合中之該同相偏移值與該正交偏移值皆設定為零；根據該第一校正組合執行該第一原點偏移抑制量測，以決定一偏移向量之一最佳向量大小，該偏移向量具有一最佳同相偏移值和一最佳正交偏移值，做為偏移向量之成分向量；將該最佳向量大小之負值設定為該第二校正組合中之該同相偏移值或該正交偏移值，並將該第二校正組合中之另一同相偏移值或另一正交偏移值設定為零；根據該第二校正組合執行該第二原點偏移抑制量測，以決定該最佳同相偏移值或該最佳正交偏移值，並決定另一同相偏移值或另一正交偏移值之最佳偏移值之絕對值；將該最佳同相偏移值或該最佳正交偏移值設定為該第三校正組合中相對應之該同相偏移值或該正交偏移值，並將該另一最佳偏移值之絕對值設定為該第三校正組合中相對應之該另一同相偏移值或另一正交偏移值；根據該第三校正組合執行該第三原點偏移抑制量測，以決定該另一最佳同相偏移值和該另一最佳正交偏移值之該正負符號，以產生完整之該組最佳同相偏移值和最佳正交偏移值；以及將該組最佳同相偏移值和最佳正交偏移值儲存至該記憶體。