CN102904587B - 直接转换接收器及其校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的直接转换接收器包含混波器、测量模块及校正模块。当校正模块将混波器的开关工作周期调整为短于一标准周期，测量模块测得的二阶失真量为第一二阶失真量。当校正模块将混波器的开关工作周期调整为长于一标准周期，测量模块测得的二阶失真量为第二二阶失真量。校正模块根据这些失真量决定提供至混波器的校正信号，使混波器具有一校正后工作周期。

Description

直接转换接收器及其校正方法

技术领域

本发明与无线通信技术相关，并且尤其与降低通信系统中的二阶交互调变失真的技术相关。

背景技术

目前射频通信系统的发展趋势之一是希望将电路简化，以缩小芯片尺寸并节省硬件成本。直接转换(direct-conversion)接收器的架构较超外差式(superheterodyne)接收器单纯许多，但先前受限于硬件技术，未被广泛应用。近年来，随着制程及电路技术的进步，能实际提供良好效能的直接转换接收器逐渐成为可能，因此在通信领域中日益受到重视。

图1所示者为典型的直接转换接收器局部架构图。初步滤波器11首先负责移除射频信号中在目标频带之外的噪声。低噪声放大器12接着提供一特定增益，放大该射频信号。随后，该射频信号会经混波器13、14解调，利用本地振荡信号LO产生基频同相信号I和基频正交信号Q。直接转换接收器的缺点之一是，由于射频信号经过一次混波即转换为基频信号，混波器13、14造成的直流偏移(DC offset)、闪变噪声(flicker noise)和二阶交互调变失真(second-order inter-modulationdistortion，IMD2)都会进入基频信号频段中，导致信号噪声比下降。

图2绘示了混波器13的一阶信号及二阶信号的输入/输出功率关系图范例。较上方的曲线为一阶信号的输入/输出功率对应关系，较下方者则为二阶信号的输入/输出功率对应关系。此二曲线的虚拟延长线的交点所对应的输入功率一般称为二阶输入截点(second-order input intercept point，IIP2)。IIP2愈大，表示混波器所输出的二阶信号功率愈小，是较理想的状况。

图3为混波器13的一输入/输出信号频谱范例。进入混波器13之前，带有实际数据的目标信号分布在中心频率f_L0的两侧，以斜线区块表示。如图3所示，中心频率f_L0邻近有两个干扰信号分别出现在频率为f_L0+f₁及f_L0+f₂的位置。如果频率f₁及f₂差异不大，由于混波器13必然存在的二阶非线性特性，经过混波器13之后，这两个干扰信号所造成的IMD2(频率为f₁-f₂与f₂-f₁)就会落在直流频段附近，显然会对数据信号造成负面影响。更糟的是，后续的基频信号处理程序并无法滤除IMD2。此问题也同样会发生在混波器14。

IMD2的成因多样。除了上述来自外部的噪声干扰，射频信号本身的二次谐波和混波器13、14中的元件不匹配也是造成IMD2的原因。承上所述，如果IIP2愈大，图3中IMD2的能量就会愈低。因此，许多直接转换接收器的电路规格对于IIP2的最小值都订有严格限制。IIP2特性亦为评估直接转换接收器性能的重要指标。如何降低直接转换接收器中的IMD2以相对提高IIP2是不可忽视的议题。

目前被广泛采用的WCDMA通信装置对于IIP2的要求尤其严格，因为其中的传送电路和接收电路彼此相邻且通常为同时运作，若接收电路的IIP2特性不够好，传送电路发送数据时所造成的干扰就可能使接收电路无法顺利接收外部数据。

发明内容

针对上述问题，本发明提出一种直接转换接收器及其校正方法。利用开关式混波器的开关工作周期(switch duty cycle)与IMD2能量间的特定相对关系，毋须经过大测量试，根据本发明的接收器及校正方法即可快速校正开关式混波器的开关工作周期，有效降低直接转换接受器中的IMD2。

根据本发明的一具体实施例为一直接转换接收器，其中包含开关式混波器、测量模块及校正模块。当校正模块将开关式混波器的开关工作周期调整为短于一标准周期，测量模块测得的二阶失真量为第一二阶失真量。当校正模块将开关式混波器的开关工作周期调整为长于一标准周期，测量模块测得的二阶失真量为第二二阶失真量。校正模块根据这些失真量决定提供至开关式混波器的校正信号，使开关式混波器具有一校正后工作周期。

根据本发明的另一具体实施例亦为一直接转换接收器，其中包含同相开关式混波器、正交开关式混波器、测量模块及校正模块。该同相开关式混波器对应于一同相路径且具有一同相开关工作周期，并用以将一射频信号转换为一同相基频信号。该正交开关式混波器对应于一正交路径且具有一正交开关工作周期，并用以将该射频信号转换为一正交基频信号。该测量模块用以测量该同相路径中的一同相二阶失真量及该正交路径中的一正交二阶失真量。该校正模块用以调整该同相开关工作周期或该正交开关工作周期。当该校正模块用以调整该同相开关工作周期时，该正交开关工作周期为一固定周期。当该校正模块将该同相开关工作周期调整为短于一标准周期，该测量模块测得一第一同相二阶失真量及一第一正交二阶失真量。当该校正模块将该同相开关工作周期调整为长于一标准周期，该测量模块测得一第二同相二阶失真量及一第二正交二阶失真量。该校正模块根据这些失真量决定将提供至该同相开关式混波器的一校正信号，使该同相开关工作周期为一校正后工作周期。

根据本发明的另一具体实施例为一种适用于直接转换接收器的校正方法。该直接转换接收器包含具有一开关工作周期的一开关式混波器。于该校正方法中，该开关工作周期首先被调整为短于一标准周期，此时测得该直接转换接收器中的一二阶失真量为一第一二阶失真量。接着，该开关工作周期被调整为长于该标准周期，并测得该二阶失真量为一第二二阶失真量。提供至该开关式混波器的一校正信号根据该第一二阶失真量及该第二二阶失真量所决定，藉此使该开关式混波器具有一校正后工作周期。

根据本发明的另一具体实施例亦为适用于一直接转换接收器的校正方法。该直接转换接收器包含一同相开关式混波器及一正交开关式混波器。该同相开关式混波器对应于一同相路径且具有一同相开关工作周期。该正交开关式混波器对应于一正交路径且具有一正交开关工作周期。于该校正方法中，该正交开关工作周期首先被设定为一固定周期。在该同相开关工作周期被调整为短于标准周期后，测得该同相路径中的同相二阶失真量为第一同相二阶失真量，且该正交路径中的正交二阶失真量为第一正交二阶失真量。随后，在该同相开关工作周期被调整为长于标准周期后，测得该同相路径中的同相二阶失真量为第二同相二阶失真量，且该正交路径中的正交二阶失真量为第二正交二阶失真量。提供至该同相开关式混波器的一校正信号根据这些失真量所决定，藉此使该同相开关式混波器具有一校正后工作周期。

关于本发明的优点与精神可以藉由以下发明详述及附图得到进一步的了解。

附图说明

图1为典型的直接转换接收器局部架构图。

图2为混波器的一阶信号及二阶信号的输入/输出功率关系图范例。

图3为混波器的一输入/输出信号频谱范例。

图4为根据本发明的一具体实施例中的直接转换接收器的局部方块图。

图5为开关式混波器的一详细实施范例。

图6(A)-图6(D)为两电压V_DC1和V_DC4的差异与IMD2能量的相对关系范例。

图7为根据本发明的另一具体实施例中的直接转换接收器的局部方块图。

图8为电压差异与同相/正交IMD2能量的相对关系范例。

图9为根据本发明的直接转换接收器的一种详细实施范例。

图10为用以产生本地振荡信号的直流电位的范例电路。

图11为根据本发明的一具体实施例中的校正方法流程图。

图12为根据本发明的另一具体实施例中的校正方法流程图。

主要元件符号说明

11：初步滤波器            12：低噪声放大器

13、14：混波器            40：直接转换接收器

42：开关式混波器          44：测量模块

46：校正模块              M1-M4：晶体管

70：直接转换接收器        71A：低噪声放大器

71B：放大器负载           72：同相开关式混波器

73：正交开关式混波器      74：测量模块

75：本地振荡器            76：校正模块

77、79：模拟数字转换器    78、80：滤波器

81：干扰产生模块          82：背景校正模块

90：运算放大器            M5：晶体管

R_S：电阻串                92：R-2R电阻电路

S110-S112：流程步骤       S120-S127：流程步骤

具体实施方式

根据本发明的一具体实施例为一直接转换接收器。举例而言，该接收器可被整合在采用WCDMA规格的无线通信装置的射频电路内。如图4所示，本实施例中的直接转换接收器40包含开关式混波器42、测量模块44及校正模块46。为明确呈现本发明的技术重点，直接转换接收器40中的其他硬件如后续的基频电路未绘示于图中。

图5为开关式混波器42的一详细实施范例。此范例中的开关式混波器42主要包含金氧半场效晶体管M1-M4，并利用本地振荡信号LO将差动射频信号RF转换为差动基频信号BF。以下说明将以本地振荡信号LO为标准工作周期等于50％的方波信号为例，但不以此为限。

测量模块44用以测量直接转换接收器40中的IMD2量，例如测量开关式混波器42输出的基频信号BF+/BF-中的IMD2量。理想上，当提供至晶体管M1-M4的本地振荡信号LO+/LO-的工作周期皆为50％时，测量模块44的测量结果应大致为零。然而实际上，即使上述工作周期皆为50％，开关式混波器42中的元件不匹配等非理想因素通常也会导致测量模块44所测得的IMD2量不为零。开关式混波器42中的差动电路愈不对称，测量模块44所测得的IMD2量就愈大。

为了补偿电路中的不匹配因素以消除IMD2，在本实施例中，晶体管M1、M4的开关工作周期(switch duty cycle)被设计为可调整的，并由校正模块46控制。实际上，晶体管M1-M4各自的开关工作周期即为其栅极所接收的本地振荡信号LO+/LO-的工作周期。由于本地振荡信号LO+并非理想方波，必然存在一定的高低电位转换时间，提高本地振荡信号LO+的直流电位会使波形中的高电位区段增加、低电位区段减少，等同于增加晶体管M1、M4为开启的时间。因此，校正模块46可藉由改变本地振荡信号LO+的直流电位调整晶体管M1、M4的开关工作周期。

于此实施例中，提供至晶体管M2、M3的本地振荡信号LO-的直流电位被设为固定不变，使本地振荡信号LO-的工作周期为50％。另一方面，提供至晶体管M1、M4的本地振荡信号LO+的直流电位(以下简称V_DC1和V_DC4)则被设计为可个别调整。举例而言，本地振荡信号LO-的直流电位可被固定为电压V_CM，而V_DC1和V_DC4被设计为可各自在电压范围V_CM±V_D间变动。

如先前所述，开关式混波器42中的差动电路愈不对称，测量模块44所测得的IMD2量就愈大。在不考虑其他不匹配因素的情况下，两电压V_DC1和V_DC4的差异愈大，IMD2量也会愈大。易言之，上述电压差异与开关式混波器42输出端的IMD2量成正比。

假设V_DC1和V_DC4被设计为可各自在电压范围V_CM±V_D间变动，V_DC1和V_DC4的差异会落在+2V_D和-2V_D之间。以V_D等于15mV的情况为例，若以10mV为间隔，以模拟或实验逐一测量V_DC1和V_DC4的差异由-30mV变化至+30mV时所对应的IMD2能量，会得到类似于V形的关系曲线，图6(A)-图6(C)为其范例。须说明的是，随着电压差异由-2V_D变化至+2V_D，含正负号的IMD2大小对应于线段A’B，但由于测量模块44只能测得取绝对值后的IMD2能量，因此其实际测量结果由线段AO和线段OB组成；线段AO可被视为线段A’O对称于图中横轴的镜像。

图6(A)所示者为不存在其他不匹配因素时所得的测量结果，线段AO和线段OB的交点O会出现在电压差异大致为零的位置。相对地，图6(B)所示者则为存在其他不匹配因素时可能得到的测量结果，线段AO和线段OB的交点O通常不会出现在电压差异为零的位置。于实际应用中，受到测量仪器的精确度的限制，测量模块44所测得的相对关系图会较类似于如图6(C)所示者，无法直接辨识交点O。

根据本发明的校正模块46利用上述相对关系决定将提供至开关式混波器42的校正信号。首先，校正模块46可将V_DC1设为V_CM-V_D，并将V_DC4设为V_CM+V_D，使两电压存在-2V_D的差异。此设定使晶体管M1的开关工作周期减少为短于50％，并使晶体管M4的开关工作周期增加为长于50％。此时测量模块44测得的IMD2能量为第一二阶失真量。以图6(B)所示者为例，该第一二阶失真量即对应于端点A。

随后，校正模块46可将V_DC1设为V_CM+V_D，并将V_DC4设为V_CM-V_D，使两电压存在+2V_D的差异。此设定使晶体管M1的开关工作周期增加为长于50％，并使晶体管M4的开关工作周期减少为短于50％。此时测量模块44测得的IMD2能量为第二二阶失真量。以图6(B)所示者为例，该第二二阶失真量即对应于端点B。

由于线段AO为线段A’O对称于横轴的镜像的特性，无论是否考虑其他不匹配因素，线段AO和线段OB的斜率绝对值会相等。因此，只要如图6(D)所示，找到端点A和端点B，校正模块46即可推估交点O的位置，不需如图6(A)-图6(C)所示，测量-2V_D和+2V_D间的多个电压差异各自对应的IMD2能量。举例而言，校正模块46可根据第一二阶失真量所对应的端点A判断端点A’的位置，再以内插法找出A’B线段与图中横轴(失真量为零)的交点O。交点O的横座标也就是能使开关式混波器42得到最佳补偿的电压差异值。随后，校正模块46即可以此电压差异决定提供至开关式混波器42的校正信号，将V_DC1、V_DC4调整具有上述电压差异，使开关式混波器42具有对应于低IMD2能量的校正后工作周期。

于其他实施例中，校正模块46不一定要采用V_DC1和V_DC4的电压差异为+2V_D和-2V_D的情况为测试点。举例而言，校正模块46也可以选择+V_D和-V_D做为测试点。只要测试时校正模块46令调整后的开关工作周期与标准周期足够大(例如被设计为必存在大于一门槛值的差异)，即可避开图6(C)中曲线底部无法有效辨识的区段。选择+2V_D和-2V_D做为测试点的好处在于，这两点对应的IMD2能量通常相对较高，易于测量，亦可减少噪声造成的误差。

于其他实施例中，校正模块46亦可将提供至晶体管M1、M4的本地振荡信号LO+的直流电位被设为固定不变，并令提供至晶体管M2、M3的本地振荡信号LO-的直流电位(简称V_DC2和V_DC3)为可个别调整。藉由调整V_DC2和V_DC3间的电压差异亦可达到上述效果。此外，校正模块46亦可只调整单一个晶体管(例如晶体管M1)的开关工作周期来达成造成电压差异的效果。

综上所述，直接转换接收器40只要找出两个合适的测试点，就可利用开关式混波器42的开关工作周期与IMD2能量间的特定相对关系，快速推算交点O，使接受器中的IMD2被有效降低，毋须经过大测量试。

根据本发明的另一具体实施例为包含两个混波器的直接转换接收器。如图7所示，本实施例中的直接转换接收器70包含同相开关式混波器72、正交开关式混波器73、测量模块74、本地振荡器75及校正模块76。为明确呈现本发明的技术重点，直接转换接收器70中的其他硬件如后续的基频电路未绘示于图中。

同相开关式混波器72对应于一同相路径并用以将射频信号RF转换为同相基频信号I。正交开关式混波器73对应于一正交路径并用以将射频信号RF转换为正交基频信号Q。振荡模块75负责提供混波器72、73所需的本地振荡信号LO。如图7所示，测量模块74用以分别测量同相路径及正交路径中的IMD2能量。

先前所述应用于开关式混波器42的校正方式亦适用于同相开关式混波器72及正交开关式混波器73。易言之，校正模块76可运用前述方式根据测量模块74的测量结果分别校正同相开关式混波器72与正交开关式混波器73。

实际上，由于同相路径和正交路径会相互影响，校正模块76亦可将两混波器的交互影响纳入考量。于此实施例中，校正模块76首先将正交开关式混波器73的开关工作周期设为固定值(例如令提供至正交开关式混波器73的LO+/LO-信号的直流电位皆为V_CM)，仅调整同相开关式混波器72的开关工作周期。举例而言，校正模块76可控制振荡模块75，藉由改变提供至同相开关式混波器72的LO+/LO-信号的直流电位来调整该同相开关工作周期，但不以此为限。

当校正模块76将该同相开关工作周期调整为短于一标准周期，除了同相路径的IMD2能量之外，测量模块74亦测量正交路径的IMD2能量，得到第一同相二阶失真量及第一正交二阶失真量。当校正模块76将该同相开关工作周期调整为长于一标准周期，测量模块74同样分别测量两路径的IMD2能量，得到一第二同相二阶失真量及一第二正交二阶失真量。

图8为上述测量结果的一范例。图中的A、B、C、D四点分别对应于第一同相二阶失真量、第二同相二阶失真量、第一正交二阶失真量及第二正交二阶失真量。运用先前所介绍的方法，校正模块76可根据A、B两点可找出交点X，并根据C、D两点可找出交点Y。第一同相二阶失真量(A)及第二同相二阶失真量(B)对应于一同相失真量变化率；第一正交二阶失真量(C)及该第二正交二阶失真量(D)则对应于一正交失真量变化率。比较线段XB和线段YD的斜率，可看出调整同相开关工作周期时，同相路径中的IMD2能量变化率较大。须说明的是，实际应用中也存在线段YD的斜率大于线段XB的斜率的可能性。

在此实施例中，校正模块76由同相失真量变化率及正交失真量变化率中选出一较大者，并根据对应于该较大变化率的这些失真量决定大致对应于一零失真量的校正信号。以图8的情况为例，校正模块76可选择对应于较大变化率的第一同相二阶失真量(A)及第二同相二阶失真量(B)来决定校正信号。易言之，校正模块76可选择交点X的横座标做为补偿同相开关式混波器72的电压差异值，据此校正提供至同相开关式混波器72的本地振荡信号的直流电位，使同相开关工作周期72具有对应于低IMD2能量的校正后工作周期。

接着，校正模块76可将同相开关式混波器72的开关工作周期设为该校正后工作周期，开始调整正交开关式混波器73的开关工作周期。举例而言，校正模块76可控制振荡模块75，藉由改变提供至正交开关式混波器73的LO+/LO-信号的直流电位来调整该同相开关工作周期，但不以此为限。

当校正模块76将该正交开关工作周期调整为短于一标准周期，测量模块74测得一第三同相二阶失真量及一第三正交二阶失真量。当校正模块76将该正交开关工作周期调整为长于该标准周期，测量模块74测得一第四同相二阶失真量及一第四正交二阶失真量。随后，利用图八相关说明所介绍的选择机制，校正模块76可根据这些失真量决定将提供至正交开关式混波器73的另一校正信号，使该正交开关工作周期为另一校正后工作周期。

综上所述，此实施例中的校正模块76首先校正同相开关式混波器72，再校正正交开关式混波器73，以分别得出适用于两个混波器的校正信号。于另一实施例中，校正模块76可继续将正交开关式混波器73的开关工作周期设定为上述校正后工作周期，并再次校正同相开关式混波器72。如此反复迭代校正，可逐步找出使同相路径和正交路径中的IMD2能量最小的一组校正信号。实务上，校正模块76可被设计为依照测量模块74的测量结果决定要在重复几次上述程序之后停止寻找较佳校正信号的测试，例如在所有测量结果皆小于一特定值后停止测试。

如同先前针对开关式混波器42的校正方式的叙述，在测试过程中，若校正模块76将同相/正交开关工作周期调整为短于或长于标准周期时，令同相/正交开关工作周期与该准周期间存在大于一门槛值的差异，将有助于提升测量的准确度和便利性。

请参阅图9，图9为直接转换接收器70的一详细实施范例。如图9所示，直接转换接收器70可进一步包含低噪声放大器71A、低噪声放大器负载71B、模拟数字转换器77/79、滤波器78/80、干扰产生模块81以及背景校正模块82。

同相模拟数字转换器77用以将同相基频信号I转换为一同相数字信号。正交模拟数字转换器79用以将正交基频信号Q转换为一正交数字信号。滤波器78、80负责滤除这些数字信号中的噪声。于此范例中，测量模块测量滤波器78、80的数字输出信号，以判断两路径中的IMD2能量。干扰产生模块81则用以在校正过程中提供一单音干扰信号或一双音干扰信号，模拟外部环境可能存在的干扰。于此范例中，干扰信号提供至低噪声放大器负载71B，由此进入开关式混波器72、73的输入端。

背景校正模块82负责在校正电路76校正开关式混波器72、73之前进行一背景校正程序，预先消除同相路径和正交路径中的直流偏移(DC offset)。于此实施例中，在未输入射频信号或前述模拟干扰信号的情况下，背景校正模块82控制振荡模块75将本地振荡信号LO分别提供至同相开关式混波器72及正交开关式混波器73，并检测两混波器的输出端的直流能量。根据其检测结果，背景校正模块82分别调整同相路径和正交路径的直流电位，使两路径的直流能量大致为零。藉此，一部分的不匹配因素可在校正电路76开始校正两混波器之前被补偿，缩小校正电路76需测试的校正范围。

须说明的是，虽图7和图9中并未标示，但实际上射频信号RF、同相信号I、正交信号Q以及本地振荡信号LO等信号皆可为差动信号。

图10为用以产生本地振荡信号的直流电位的范例电路。图中的金氧半晶体管M5被设计为与混波器中的晶体管(例如晶体管M1-M4)相同，且在实体配置上彼此相邻。受到运算放大器90的限制，晶体管M5的汲极电压会与电阻串R_S最上端的参考电压V_REF大致相同。若混波器中的晶体管的门槛电压随着温度的升降有所改变，晶体管M5的门槛电压也会出现大致相同的变化，同时令参考电压V_REF随之调整，连带影响利用电阻串R_S产生的电压V_DC1-V_DC4。这样的连动变化关等同于是会随温度变化相对应地调整各个本地振荡信号的直流电位，抵销混波器中的晶体管的门槛电压变化对其开关工作周期造成的影响。

易言之，只要令用以产生本地振荡信号的直流电位的参考电压相对于温度的变化率大致等于该同相开关式混波器中一晶体管门槛电压相对于温度的变化率，即可达成抵销温度变异影响的效果。图10中的电压V_DC1-V_DC4可各自对应图5中晶体管M1-M4所接收的本地振荡信号的直流电位。图中标号为92的方块代表R-2R电阻电路，可受校正电路46或校正电路76的控制，依需要调整电压V_DC1-V_DC4的大小。

根据本发明的另一具体实施例为一种适用于直接转换接收器的校正方法，图11为其流程图。本方法可实现于如图4所示的直接转换接收器40中，但不以此为限。该直接转换接收器包含一开关式混波器。于该校正方法中，步骤S110首先被执行，将该开关式混波器的一开关工作周期调整为短于一标准周期，并测量此时该直接转换接收器中的IMD2能量，做为第一二阶失真量。接着，在步骤S111中，该开关工作周期被调整为长于该标准周期，并测得另一IMD2能量做为第二二阶失真量。在步骤S112中，提供至该开关式混波器的一校正信号根据该第一二阶失真量及该第二二阶失真量所决定，藉此使该开关式混波器具有一校正后工作周期。

根据本发明的另一具体实施例亦为适用于一直接转换接收器的校正方法，图12为其流程图。本校正方法所适用的直接转换接收器包含一同相开关式混波器及一正交开关式混波器。该同相开关式混波器对应于一同相路径，而该正交开关式混波器对应于一正交路径。

步骤S120-S123主要与该同相开关式混波器相关。首先，在步骤S120中，正交开关式混波器的开关工作周期被设定为一固定周期。步骤S121为将同相开关式混波器的开关工作周期调整为短于一标准周期，并测量同相路径中的IMD2能量及正交路径中的IMD2能量，以产生第一同相二阶失真量及第一正交二阶失真量。步骤S122为将同相开关式混波器的开关工作周期调整为长于该标准周期，并测量同相路径中的IMD2能量及正交路径中的IMD2能量，以产生第二同相二阶失真量及第二正交二阶失真量。接着，步骤S123为根据前两个步骤中得到的四个失真量决定将提供至该同相开关式混波器的校正信号，使该同相开关工作周期为一校正后工作周期。

随后的步骤S124-S127主要与该正交开关式混波器相关。步骤S124为将同相开关式混波器的开关工作周期固定为步骤S123中产生的校正后工作周期。步骤S125为将正交开关式混波器的开关工作周期调整为短于该标准周期，并测量同相路径中的IMD2能量及正交路径中的IMD2能量，以产生第三同相二阶失真量及第三正交二阶失真量。步骤S126为将正交开关式混波器的开关工作周期调整为长于该标准周期，并测量同相路径中的IMD2能量及正交路径中的IMD2能量，以产生第四同相二阶失真量及第四正交二阶失真量。步骤S127则是根据前两个步骤中得到的四个失真量决定将提供至该正交开关式混波器的校正信号，使该正交开关工作周期为另一校正后工作周期。

图12所示的校正方法可实现于如图7所示的直接转换接收器70中，但不以此为限。前述各种适用于直接转换接收器70的实施细节，例如事先进行背景校正或反复迭代校正两混波器等程序，亦可结合在图12所示的校正方法中，此处不再赘述。须说明的是，在实际应用中，针对正交开关式混波器的校正程序也可以在针对同相开关式混波器的校正程序的前实施，不以图12所示的顺序为限。

如上所述，根据本发明的接收器及校正方法利用开关式混波器的开关工作周期与IMD2能量间的特定相对关系，毋须经过大测量试，即可快速校正开关式混波器的开关工作周期，并有效降低直接转换接受器中的IMD2能量，十分适用于如WCDMA通信装置等采用直接转换接收器的系统。

藉由以上较佳具体实施例的详述，希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭示的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的专利范围的范畴内。

Claims (20)

1.一种直接转换接收器，包含：

一开关式混波器，用以将一射频信号转换为一基频信号；

一测量模块，用以测量一二阶失真量；以及

一校正模块，用以调整该开关式混波器中的一开关工作周期；

其中当该校正模块将该开关工作周期调整为短于一标准周期，该测量模块测得一第一二阶失真量；当该校正模块将该开关工作周期调整为长于该标准周期，该测量模块测得一第二二阶失真量；该校正模块根据该第一二阶失真量及该第二二阶失真量决定提供至该开关式混波器的一校正信号，使该开关式混波器具有一校正后工作周期。

2.如权利要求1所述的直接转换接收器，其特征在于，该校正模块藉由改变提供至该开关式混波器的一本地振荡信号的一直流电位来调整该开关工作周期，且该校正信号用以将该直流电位调整为一校正后直流电位，使该开关式混波器具有该校正后工作周期。

3.如权利要求1所述的直接转换接收器，其特征在于，该校正模块利用内插法根据该第一二阶失真量及该第二二阶失真量决定对应于一零失真量的该校正信号。

4.如权利要求1所述的直接转换接收器，其特征在于，当该校正模块将该开关工作周期调整为短于或长于该标准周期时，该开关工作周期与该标准周期间存在大于一门槛值的差异。

5.一种直接转换接收器，包含：

一同相开关式混波器，位于一同相路径且具有一同相开关工作周期，用以将一射频信号转换为一同相基频信号；

一正交开关式混波器，位于一正交路径且具有一正交开关工作周期，用以将该射频信号转换为一正交基频信号；

一测量模块，用以测量该同相路径中的一同相二阶失真量及该正交路径中的一正交二阶失真量；以及

一校正模块，用以调整该同相开关工作周期及该正交开关工作周期；

其中当该校正模块调整该同相开关工作周期时，该正交开关工作周期为一固定周期；当该校正模块将该同相开关工作周期调整为短于一标准周期，该测量模块测得一第一同相二阶失真量及一第一正交二阶失真量；当该校正模块将该同相开关工作周期调整为长于该标准周期，该测量模块测得一第二同相二阶失真量及一第二正交二阶失真量；该校正模块根据这些失真量提供一校正信号至该同相开关式混波器，使该同相开关工作周期为一校正后工作周期。

6.如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，该校正模块藉由改变提供至该同相开关式混波器的一本地振荡信号的一直流电位来调整该同相开关工作周期，且该校正信号用以将该直流电位调整为一校正后直流电位，使该同相开关式混波器具有该校正后工作周期。

7.如权利要求6所述的直接转换接收器，其特征在于，用以产生该直流电位的一参考电压相对于温度的变化率等于该同相开关式混波器中一晶体管门槛电压相对于温度的变化率。

8.如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，当该校正模块将该同相开关工作周期调整为短于或长于该标准周期，该同相开关工作周期与该标准周期间存在大于一门槛值的差异。

9.如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，该第一同相二阶失真量及该第二同相二阶失真量对应于一同相失真量变化率，该第一正交二阶失真量及该第二正交二阶失真量对应于一正交失真量变化率，该校正模块由该同相失真量变化率及该正交失真量变化率中选出一较大变化率，并根据对应于该较大变化率的这些失真量决定对应于一零失真量的该校正信号。

10.如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，当该校正模块用以调整该正交开关工作周期时，该同相开关工作周期为该校正后工作周期；当该校正模块将该正交开关工作周期调整为短于该标准周期，该测量模块测得一第三同相二阶失真量及一第三正交二阶失真量；当该校正模块将该正交开关工作周期调整为长于该标准周期，该测量模块测得一第四同相二阶失真量及一第四正交二阶失真量；该校正模块根据这些失真量决定将提供至该正交开关式混波器的另一校正信号，使该正交开关工作周期为另一校正后工作周期。

11.﹑如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，进一步包含：

一同相模拟数字转换器，用以将该同相基频信号转换为一同相数字信号；以及

一正交模拟数字转换器，用以将该正交基频信号转换为一正交数字信号；

其中该测量模块根据该同相数字信号决定该同相二阶失真量，并根据该正交数字信号决定该正交二阶失真量。

12.如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，进一步包含：

一干扰产生模块，用以于这些开关式混波器的输入端产生一单音干扰信号或一双音干扰信号。

13.如权利要求5所述的直接转换接收器，其特征在于，进一步包含：

一振荡模块，用以提供该同相开关式混波器一本地振荡信号；以及

一背景校正模块，用以于该校正电路校正这些开关式混波器之前控制该振荡模块将该本地振荡信号提供至该同相开关式混波器，并调整该同相路径的一直流电位，使该同相路径的一直流能量为零。

14.一种适用于一直接转换接收器的校正方法，该直接转换接收器包含具有一开关工作周期的一开关式混波器，该校正方法包含：

将该开关工作周期调整为短于一标准周期，并测量该直接转换接收器中的一二阶失真量，以产生一第一二阶失真量；

将该开关工作周期调整为长于该标准周期，并测量该二阶失真量，以产生一第二二阶失真量；以及

根据该第一二阶失真量及该第二二阶失真量决定提供至该开关式混波器的一校正信号，使该开关式混波器具有一校正后工作周期。

15.一种适用于一直接转换接收器的校正方法，该直接转换接收器包含一同相开关式混波器及一正交开关式混波器，该同相开关式混波器对应于一同相路径且具有一同相开关工作周期，该正交开关式混波器对应于一正交路径且具有一正交开关工作周期，该校正方法包含：

(a)设定该正交开关工作周期为一固定周期；

(b)将该同相开关工作周期调整为短于一标准周期，并测量该同相路径中的一同相二阶失真量及该正交路径中的一正交二阶失真量，以产生一第一同相二阶失真量及一第一正交二阶失真量；

(c)将该同相开关工作周期调整为长于该标准周期，并测量该同相二阶失真量及该正交二阶失真量，以产生一第二同相二阶失真量及一第二正交二阶失真量；以及

(d)根据该第一同相二阶失真量、该第一正交二阶失真量、该第二同相二阶失真量及该第二正交二阶失真量决定将提供至该同相开关式混波器的一校正信号，使该同相开关工作周期为一校正后工作周期。

16.如权利要求15所述的校正方法，其特征在于，步骤(b)及步骤(c)藉由改变提供至该同相开关式混波器的一本地振荡信号的一直流电位来调整该同相开关工作周期，且步骤(d)中产生的该校正信号用以将该直流电位调整为一校正后直流电位，使该同相开关式混波器具有该校正后工作周期。

17.如权利要求15所述的校正方法，其特征在于，步骤(b)及步骤(c)分别将该同相开关工作周期调整为与该标准周期存在大于一门槛值的差异。

18.如权利要求15所述的校正方法，其特征在于，步骤(d)包含：

判断该第一同相二阶失真量及该第二同相二阶失真量所对应的一同相失真量变化率；

判断该第一正交二阶失真量及该第二正交二阶失真量所对应的一正交失真量变化率；

由该同相失真量变化率及该正交失真量变化率中选出一较大变化率，并根据对应于该较大变化率的这些失真量决定对应于一零失真量的该校正信号。

19.如权利要求15所述的校正方法，其特征在于，进一步包含：

将该同相开关工作周期设定为该校正后工作周期；

将该正交开关工作周期调整为短于该标准周期，并测量该同相二阶失真量及该正交二阶失真量，以产生一第三同相二阶失真量及一第三正交二阶失真量；

将该正交开关工作周期调整为长于该标准周期，并测量该同相二阶失真量及该正交二阶失真量，以产生一第四同相二阶失真量及一第四正交二阶失真量；以及

根据该第三同相二阶失真量、该第三正交二阶失真量、该第四同相二阶失真量及该第四正交二阶失真量决定将提供至该正交开关式混波器的另一校正信号，使该正交开关式混波器具有另一校正后工作周期。

20.如权利要求15所述的校正方法，其特征在于，步骤(b)及步骤(c)被执行时，一单音干扰信号或一双音干扰信号被提供至这些开关式混波器的输入端。