CN101946478A - 估计正交频分复用接收机中的i/q不平衡参数的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于估计OFDM接收机中的I/Q不平衡参数的设备和方法。该设备包括不平衡参数估计器和I/Q不平衡补偿器。不平衡参数估计器根据接收的信号的前导中的导频音的位置来估计幅度差和相位差。I/Q不平衡补偿器利用不平衡参数估计器估计的幅度差和相位差来补偿I/Q不平衡。

Description

估计正交频分复用接收机中的I/Q不平衡参数的设备和方法

技术领域

本发明涉及用于估计正交频分复用(OFDM)接收机中的I/Q不平衡参数的设备和方法。更具体地说，本发明涉及使用前导的导频音来估计I/Q不平衡参数的设备和方法。

背景技术

多数无线通信终端采纳和使用模拟外差接收方案，该方案通过多个混频器和IF(中频)级将RF(射频)信号下变频为基带信号或低中频信号。

由于使用外差接收方案的已有接收结构使用多个模拟部件，电路构造复杂，这样难于将模拟部件集成到一个芯片，体积由此增加。此外，由于消耗很多功率，接收结构不适用于诸如个人数字助理(PDA)的个人移动通信装置以及中小型化和移动性很重要的无线终端。

因此，近期提供的终端采用了基于直接变换(direct-conversion)方案的接收结构。由于直接变换方案仅使用一个混频器进行一次下变频，因此具有小型化RF部分的优点，直接变换方案在硬件方面比起外差方案具有更灵活的特性。

然而，直接变换方案具有I/Q不平衡的限制，其由I信道和Q信道之间在相位和幅度上的不一致而产生。I/Q不平衡限制是恶化整个接收机性能的因素，用于补偿该I/Q不平衡的电路或信号处理是必不可少的。即部分RF信号通过I/Q不平衡被上变频且移到基带从而产生对下变频的信号的干扰。该干扰随着I/Q不平衡的程度的增加而增加，使得接收的信号可能变成不可恢复状态。此外，I/Q不平衡很大地旋转了接收的信号的星座图，因此最终严重恶化了比特误码率(BER)性能。

作为补偿I/Q不平衡的最通用方法，存在一种方法，当终端制造后执行测试时，产生测试音来直接测量I/Q不平衡，做出校正，然后将终端拿到市场。该方法检测I/Q不平衡产生的映像音(image tone)，将检测的映像音应用到I/Q不平衡补偿器。此外，补偿数字区的I/Q不平衡的方法的例子包括适应性信号处理方法，例如最小均方(LMS)和递归最小平方(RLS)，和诸如对称适应去相关(Symmetric Adaptive Decorrelation，SAD)的数字信号处理(DSP)的信号处理方法。

在OFDM系统中，采用上述适应性信号处理方法或从多个OFDM符号估计I/Q不平衡以执行补偿的方法。然而，该方法不适于例如第三代合作伙伴关系计划(3GPP)长期演进(LTE)和移动WiMAX(全球微波互联接入)等标准。此外，在芯片内产生方波的测试音以补偿I/Q不平衡的方法中，当在实际发送/接收数据期间产生测试音时，数据和测试音之间的冲突发生，使得在实际发送/接收数据期间不可能校正I/Q不平衡。即，根据该方法，很难适应性地采取针对由诸如温度变化的环境引起的影响的措施。同样地，由于能够执行实时校正的DSP的信号处理方法包括重复的和收敛(convergence)处理，因此需要多个训练符号(training symbol)和更多的计算时间。

除了这些方法，一直在提出从OFDM中去除I/Q不平衡的各种方法，但是其都需要上述收敛处理或要求专门用于估计I/Q不平衡的特定的导频结构。

发明内容

本发明的一个方面提供了估计OFDM接收机中的I/Q不平衡参数的设备和方法。

本发明的另一个方面提供了通过接收的OFDM前导值，补偿I/Q不平衡的设备和方法。

根据本发明的方面，一种估计正交频分复用(OFDM)接收机中的I/Q不平衡参数的设备包括：不平衡参数估计器，其用于根据接收的信号的前导中导频音的位置来估计幅度差和相位差；以及I/Q不平衡补偿器，其用于利用由不平衡参数估计器估计的幅度差和相位差来补偿I/Q不平衡。

根据本发明的另一个方面，一种补偿OFDM接收机中的I/Q不平衡参数的方法包括：根据接收的信号的前导中导频音的位置来估计幅度差和相位差；以及利用估计的幅度差和相位差来补偿I/Q不平衡。

附图说明

本发明的上述和其他目标、特征和优点将通过结合附图的下述具体的描述变得更明显，附图中：

图1是说明其中I＝2的OFDM的前导结构的视图；

图2是说明其中I＝1的OFDM的前导结构的视图；

图3是根据本发明的示范性实施例的用于估计OFDM接收机中的I/Q参数的方框图；

图4和图5是说明根据本发明的示范性实施例的用于估计OFDM接收机中的I/Q参数的过程的流程图；以及

图6A和图6B是说明利用当前正在使用的移动WiMAX802.16e的前导所估计的幅度误差和相位误差的曲线图。

具体实施方式

本发明的优选的实施例将结合附图如下做出描述。在下述描述中，将不再具体说明公知的功能和构造，因为这将以不必要的细节模糊本发明。

本发明的示范性实施例提供了一种设备和方法，用于通过OFDM接收机接收的一个OFDM前导值来估计由I/Q不平衡产生的在I信道和Q信道之间的相位差和幅度差。

图3是根据本发明的示范性实施例的用于估计OFDM接收机中的I/Q参数的方框图。此处，OFDM接收机可以包括模数转换器(ADC)300、I/Q不平衡补偿器302、串并转换器(S/P)304、循环前缀(CP)去除器306、快速傅里叶变换器(FFT)308、零去除器310、前导校验(checking)单元312、导频音位置检测器314、不平衡参数ε，φ估计器316、平均和选择单元318、积分器(integrator)320、共轭器322、子载波镜像单元324、OFDM符号校验单元326、信道估计器328、均衡器330和检测器332。

参考图3，ADC 300将从RF前端(未示出)接收的信号量化成数字信号，将量化的数字信号输出到I/Q不平衡补偿器302。

I/Q不平衡补偿器302利用通过积分器320输入的相位差和幅度差来补偿从ADC 300输入的信号，然后将补偿的信号输出到S/P 304。

S/P 304将串行输入的信号转换为并行的信号，而且将其输出。CP去除器306从S/P输出的信号中去除CP，然后将信号输出到FFT 308。FFT 308对从CP去除器306输出的信息执行FFT，而且将信号输出到零去除器310。零去除器310从FFT 308输出的信号中去除零值，而且将信号输出到前导校验单元312、共轭器322和OFDM符号校验单元326。

前导校验单元312校验从零去除器310输出的信号的前导，将前导信号输出到导频音位置检测器314，将前导的导频信号输出到不平衡参数化估计器316。

导频音位置检测器314从前导信号检查导频音的位置，将检测的位置输出到不平衡参数ε，φ估计器316。

不平衡参数ε，φ估计器316利用其导频音位置已经被检测的前导信号和通过子载波镜像单元324输入的信号来估计幅度差和相位差，将估计的幅度差和相位差输出到平均和选择单元318。此时，当如图1所示导频音关于前导中的DC对称地存在时，导频音位置检测器314利用公式(1)估计幅度差和相位差。当如图2所示导频音没有关于前导中的DC对称地存在时，导频音位置检测器314利用公式(2)估计幅度差和相位差。

数学式1

[Math.1]

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\left|\frac{a_1^{*}(-k)-a_2(-k)}{a_1^{*}(-k)+a_2(-k)}\right|-1$

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\∠\frac{a_1^{*}(-k)-a_2(-k)}{a_1^{*}(-k)+a_2(-k)}-1...\left(1\right)$

数学式2

[Math.2]

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\left|\frac{D_m^{*}(-k)-D_m\left(k\right)}{D_m^{*}(-k)+D_m\left(k\right)}\right|-1$

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\∠\frac{D_m^{*}(-k)-D_m\left(k\right)}{D_m^{*}(-k)+D_m\left(k\right)}...\left(2\right)$

其中

是幅度差，

是相位差，

α₁ ^*(-k)是

α₂(-k)是K₂H^*(-k)，

K₁＝(1/2)(1+(1+ε)exp(-jφ))，

K₂＝(1/2)(1-(1+ε)exp(jφ))，

H(k)是子载波k的信道，D_m(k)是第m个OFDM符号的子载波k处接收的信号。

现在，说明获得公式(1)和公式(2)的过程。

描述获得公式(1)的过程。首先需要表示在第m个OFDM符号的子载波k处接收的信号的公式(3)和表示第m个OFDM符号的子载波指标k+1处接收的信号的公式(4)。

数学式3

[Math.3]

$D_m\left(k\right)=K_1{H}_m\left(k\right)S_m\left(k\right)+K_2{H}_m^{*}(-k)S_m^{*}(-k)+N_m\left(k\right)...\left(3\right)$

数学式4

[Math.4]

$D_m(k+l)=K_1{H}_m(k+l)S_m(k+l)+K_2{H}_m^{*}(-k-l)S_m^{*}(-k-l)+N_m(k+l)...\left(4\right)$

其中k的范围是从-(n/2)-1到n/2，表示FFT指标。

K₁＝(1/2)(1+(1+ε)exp(-jφ))，

ε是I信道和Q信道之间的幅度差，φ是I信道和Q信道之间的相位差，H_m(k)是子载波k的信道，S_m(k)是发送的数据符号，

$N_m\left(k\right)=K_1{W}_m\left(k\right)+K_2{W}_m^{*}(-k)\left(W_m\left(k\right)\right)$

是第m个OFDM符号的子载波k处接收的噪声。

为了从公式(3)和公式(4)获得与I信道和Q信道之间的相位差和幅度差有关的K₁和K₂，基于假设H₁(k)＝H₁(k+1)＝H(k)，得到了两个联立方程(simultaneous equation)的求解(solution)。通过上述信道条件，对于在镜像侧的信道满足H₁(-k)＝H₁(-k-1)＝H(-k)的假设。当去除了公式(3)和公式(4)的右侧的两项时，可以获得关于K₁的信息。即，如公式(5)和公式(6)所表示，当两个公式的两侧分别乘以适当的导频信号值，然后两个公式相减，可以得到关于K₁H(k)的值，如公式(7)所示。

数学式5

[Math.5]

$D_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)=K_1{H}_m\left(k\right)S_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)+K_2{H}_m^{*}(-k)S_m^{*}(-k)S_m^{*}(-k-l)$

$+N_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)...\left(5\right)$

数学式6

[Math.6]

$D_m(k+l)S_m^{*}(-k)=K_1{H}_m(k+l)S_m^{*}(-k)S_m(k+l)+K_2{H}_m^{*}(-k-l)S_m^{*}(-k)S_m^{*}(-k-l)$

$+N_m(k+l)S_m^{*}(-k)...\left(6\right)$

数学式7

[Math.7]

$a_1\left(k\right)=K_{1}H\left(k\right)$

$=\frac{D_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)-D_m(k+l)S_m^{*}(-k)+N_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)-N_m(k+l)S_m^{*}(-k)}{S_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)-S_m(k+l)S_m^{*}(-k)}...\left(7\right)$

此处，公式(7)应满足下面公式(8)的条件，避免公式(7)的分母为零。

数学式8

[Math.8]

$S_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)-S_m(k+l)S_m^{*}(-k)\≠0...\left(8\right)$

同样地，当利用公式(3)和公式(4)求解公式时，可以得到公式(9)。

数学式9

[Math.9]

$a_1(-k)=K_2{H}^{*}(-k)$

$=\frac{D_m\left(k\right)S_m(k+l)-D_m(k+l)S_m\left(k\right)+N_m\left(k\right)S_m(k+l)-N_m(k+l)S_m\left(k\right)}{S_m^{*}(-k)S_m(k+l)-S_m^{*}(-k-l)S_m\left(k\right)}...\left(9\right)$

此处，当求解公式(8)和公式(9)以得到仅那些与相位差和幅度差有关的项——其为与I/Q不平衡有关的项——时，可以得到下述公式(10)。

数学式10

[Math.10]

在公式(10)中，N₁和N₂是有关噪声的项，如下述公式(11)所示。

数学式11

[Math.11]

$N_1=\frac{S_m(k+l)\{N_m^{*}(-k)-N_m\left(k\right)\}-S_m\left(k\right)\{N_m^{*}(-k-l)-N_m(k+l)\}}{S_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)-S_m(k+l)S_m^{*}(-k)}$

$N_2=\frac{S_m(k+l)\{N_m^{*}(-k)-N_m\left(k\right)\}-S_m\left(k\right)\{N_m^{*}(-k-l)-N_m(k+l)\}}{S_m\left(k\right)S_m^{*}(-k-l)-S_m(k+l)S_m^{*}(-k)}...\left(11\right)$

因此，当导频音关于前导中的DC对称地存在的情况下，需要在子载波自己、领近的子载波和上述子载波的两个镜像的子载波处的，即在子载波指标k、k+1、-k和-k-1处接收的前导数据以及导频音的信息，以便获取一个相位差和一个幅度差的估计值。

此外，当在公式(10)的结果中缺少噪声项(noise term)，公式(10)关于相位差和幅度差被表达为如公式(12)所示。

数学式12

[Math.12]

$\frac{a_1^{*}(-k)-a_2(-k)}{a_1^{*}(-k)+a_2(-k)}=\frac{K_1-K_2^{*}}{K_1^{*}+K_2}=(1+\mathrm{\ϵ})e^{\mathrm{j\φ}}...\left(12\right)$

公式(12)中的

利用公式(7)获得，如下述公式(13)所示。

数学式13

[Math.13]

$a_1^{*}(-k)=K_1^{*}{H}^{*}(-k)$

$=\frac{D_m^{*}(-k)S_m(k+l)-D_m^{*}(-k-l)S_m\left(k\right)+N_m^{*}(-k)S_m(k+l)-N_m^{*}(-k-l)S_m\left(k\right)}{S_m^{*}(-k)S_m(k+l)-S_m^{*}(-k-l)S_m\left(k\right)}...\left(13\right)$

由此，获得如公式(1)所示的最终估计的幅度差和相位差。

此外，说明获得公式(2)的方法。在导频音并非关于前导中的DC对称地存在的情况下，由于在镜像的导频中存在零的空值(NULL)，在空子载波指标k处接收的信号由公式(14)给出。

数学式14

[Math.14]

$D_m\left(k\right)=K_2{H}_m^{*}(-k)S_m^{*}(-k)+N_m\left(k\right)...\left(14\right)$

由于在公式(14)中信号自己为零值，有关K₁的项消失。此外，导频存在的DC的对侧的子载波指标-k处接收的信号由公式(15)给出。

数学式15

[Math.15]

D_m(-k)＝K₁H_m(-k)S_m(-k)+N_m(-k)

                                ..........(15)

在此，利用公式(14)和公式(15)可以得到下述公式(16)。

数学式16

$\frac{D_m^{*}(-k)-D_m\left(k\right)}{D_m^{*}(-k)+D_m\left(k\right)}=\frac{K_1^{*}-K_2}{K_1^{*}+K_2}=(1+\mathrm{\ϵ})e^{\mathrm{j\φ}}...\left(16\right)$

[Math.16]

利用公式(16)，能够估计I/Q不平衡，而与信道的影响和导频信号的增益影响无关。由公式(2)估计幅度差和相位差，其中所有的导频被平均以减少一个前导中的估计误差。

当导频音关于DC对称地存在时，平均和选择单元318仅针对其中信道增益大于噪声功率而且具有比其他相邻导频音更大的相关度的估计值来计算平均值，通过积分器320将平均值输出到I/Q不平衡补偿器302。另一方面，当导频音没有关于DC对称地存在时，平均和选择单元318仅针对其中信道增益大于噪声功率的导频音的估计值来计算平均值，通过积分器320将平均值输出到I/Q不平衡补偿器302。在此，当导频音关于DC对称地存在，而且公式(10)的H^*(-k)具有比噪声更小的值时，估计误差变得很大。因此，通过在信道估计器328估计信道后，仅包括其信道增益良好的导频的导频音来减少估计误差。即，通过排除不满足下述公式(17)的项，估计误差被减小。

数学式17

[Math.17]

|H^*(-k)|²＞α·σ_N   ........(17)

其中σ_N是噪声功率，α是任意实数值。能够通过α值控制从公式(1)的计算选择的子载波的数目。此外，由于假定导频音关于DC对称地存在的情况下H₁(k)＝H₁(k+1)＝H(k)，通过排除其中频率选择度具有较大值的子载波，能够实现性能改进。即，仅满足下述公式(18)的子载波被选择，和应用到公式(1)。

数学式18

[Math.18]

|H₁(k)-H₁(k+l)|＜β  ........(18)

公式(18)中的β是表示相关度的实数值。能够通过β值控制从公式(1)的计算选择的子载波的数目。

此外，即使当导频音关于DC对称地存在时，利用公式(17)将其中噪声较大的一部分导频从公式(2)的计算过程排除。换句话说，在导频音关于DC对称地存在的情况下，通过将与空载波干扰的导频音的值和空值相比较获得估计误差，空值是原始信号自己的导频音。因此，被干扰的导频音应该具有比噪声更好的增益，以便减少估计误差。

图4和图5是说明根据本发明的示范性实施例的用于估计OFDM接收机中的I/Q参数的过程的流程图。在此，其中导频音关于前导中的DC对称地存在的情况意味着导频信号在DC周围按照对称配置的方式存在，如图1所示。其中导频音并非关于前导中的DC对称地存在的情况意味着导频对于每个部分(sector)一个接一个地移动，在导频之间没有干扰产生，如图2所示。

在步骤403，当导频音关于前导中的DC对称地存在时，OFDM接收机如公式(1)所示地计算幅度差ε和相位差φ。

此后，在步骤405，OFDM接收机对接收的OFDM信号执行信道估计，在步骤407检查是否信道增益大于噪声功率。在此，检查信道增益是否大于噪声功率的原因是为了排除不符合公式(17)的项，以及将具有小误差的估计值输入到I/Q不平衡补偿器，这是因为当导频信号的大小具有比噪声的大小更小的值时，估计误差变得非常大。

当信道增益小于噪声功率时，在步骤415，OFDM接收机排除不符合条件的导频音，而且返回步骤410以执行后续步骤。

同时，当信道增益大于噪声功率时，在步骤408，OFDM接收机检查接收的导频信号是否比相邻的导频信号具有更高的相关度。此处，检查接收的的导频信号是否比相邻的导频信号具有更高的相关度的原因是为了更进一步减少估计误差，即通过排除不满足公式(18)的项，即具有低相关度的导频音，来减少估计误差。

当接收的导频信号比相邻的导频信号具有更低的相关度时，OFDM接收机执行步骤415以执行后续步骤。同时，当接收的导频信号比相邻的导频信号具有更高的相关度时，在步骤409，OFDM接收机选择相应的导频音，在步骤410，查看是否所有的导频音已经被检查。

当并非所有的导频音都被检查时，OFDM接收机返回步骤407以检查其他导频音。同时，当所有的导频音已经被检查时，在步骤411，OFDM接收机计算关于选择的导频音的估计值的平均值，以及在步骤413，将计算的平均值输入到I/Q不平衡补偿器。此后，OFDM接收机结束根据本发明的示范性实施例的算法。

同时，当在步骤401导频音并非关于前导中的DC对称地存在时，OFDM接收机执行步骤416，以计算公式(2)所表示的幅度差ε和相位差φ。

此后，在步骤418，OFDM接收机执行对接收的OFDM信号的信道估计，以及在步骤419，检查是否信道增益大于噪声功率。在此，检查信道增益是否大于噪声功率的原因是为了排除不满足条件的项和将具有较小误差的估计值输入到I/Q不平衡补偿器，这是因为当导频信号的大小具有比噪声的大小更小的值时，估计误差变得非常大。

当信道增益小于噪声功率时，在步骤426，OFDM接收机排除不满足条件的导频音，前进到步骤421以执行后续步骤。

同时，当信道增益大于噪声功率时，OFDM接收机执行步骤420以选择对应的导频音，而且在步骤421查看是否所有的导频音已经被检查。当并非所有的导频音都被检查时，OFDM接收机返回步骤419以检查其他导频音。同时，当所有的导频音已经被检查时，在步骤422，OFDM接收机计算关于选择的导频音的估计值的平均值，而且在步骤424，将计算的平均值输入到I/Q不平衡补偿器。此后，OFDM接收机结束根据本发明的实施例的算法。

图6A和图6B说明利用当前正在使用的802.16e移动WiMAX的前导估计的幅度误差和相位误差。该结果示出在I/Q不平衡中的幅度误差为10％以及相位误差为5°的条件下，通过计算机仿真获得的均方根(rms)值。由于移动WiMAX使用如图2所示的其中I＝3的前导，但是三个部分用于一个小区(cell)，一个接一个地移动前导的导频音，以便去除这些部分间的干扰。因此，由于在三个扇区中的仅一个扇区中导频关于DC对称地存在，所以使用公式(1)。由于在其他两个扇区中，在导频对称的地方存在空载波，所以使用公式(2)。

检查通过利用公式(1)得到的结果表明应用了公式(17)和(18)的rms值很小，公式(2)的结果同公式(1)的结果比较具有较宽的宽度。即，由于在移动WiMAX中I＝3，不需要假设H₁(k)＝H₁(k+3)＝H(k)的情况表现出更好的性能。具体的，当在低信噪比(SNR)时应用公式(17)的条件时，能够获得大的增益。

如上所述，根据本发明，OFDM接收机通过接收的一个OFDM前导值估计和补偿I信道和Q信道之间的相位差和幅度差，使得本发明具有实现简单和实时校正I/Q不平衡的有益效果。

虽然参考具体优选实施例已经示出和说明了本发明，但是本领域的普通技术人员应该理解为在形式和细节上可以做出各种变化，这样的变化包括在由所附权利要求书中定义的本发明的精神和范围之内。因此，本发明的范围不应受限于上述实施例，而应当不仅由所附的权利要求而且由其技术等效物确定。

Claims (12)

1.一种用于估计正交频分复用OFDM接收机中的I/Q不平衡参数的设备，所述设备包括：

不平衡参数估计器，用于根据接收的信号的前导中导频音的位置来估计幅度差和相位差；以及

I/Q不平衡补偿器，用于利用由所述不平衡参数估计器估计的幅度差和相位差来补偿I/Q不平衡。

2.如权利要求1所述的设备，其中当所述导频音关于DC对称性地存在时，所述不平衡参数估计器利用下述公式19来估计幅度差和相位差：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\left|\frac{a_1^{*}(-k)-a_2(-k)}{a_1^{*}(-k)+a_2(-k)}\right|-1$

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\∠\frac{a_1^{*}(-k)-a_2(-k)}{a_1^{*}(-k)+a_2(-k)}-1...\left(19\right)$

其中

是幅度差，是相位差，

α₁ ^*(-k)是

α₂(-k)是K₂H^*(-k)，

K₁＝(1/2)(1+(1+ε)exp(-jφ))，

K₂＝(1/2)(1-(1+ε)exp(jφ))，

以及H(k)是子载波k的信道。

3.如权利要求2所述的设备，其中所述估计幅度差和相位差包括比较导频音和噪声以及选择大于噪声的导频音。

4.如权利要求2所述的设备，其中所述估计幅度差和相位差包括选择具有比相邻的导频音更高相关度的导频音。

5.如权利要求1所述的设备，其中当所述导频音没有关于DC对称性存在时，所述不平衡参数估计器利用下述公式20来估计幅度差和相位差：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\left|\frac{D_m^{*}(-k)-D_m\left(k\right)}{D_m^{*}(-k)+D_m\left(k\right)}\right|-1$

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\∠\frac{D_m^{*}(-k)-D_m\left(k\right)}{D_m^{*}(-k)+D_m\left(k\right)}...\left(20\right)$

其中

是幅度差，

是相位差，D_m(k)是第m个OFDM符号的子载波k处接收的信号。

6.如权利要求5所述的设备，其中所述估计幅度差和相位差包括比较导频音和噪声以及选择大于噪声的导频音。

7.一种用于估计OFDM接收机中的I/Q不平衡参数的方法，所述方法包括：

根据接收的信号的前导的导频音的位置来估计幅度差和相位差；以及

利用估计的幅度差和相位差来补偿I/Q不平衡。

8.如权利要求7所述的方法，其中当所述导频音关于DC对称地存在时，所述估计幅度差和相位差包括利用下述公式21来估计幅度差和相位差：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\left|\frac{a_1^{*}(-k)-a_2(-k)}{a_1^{*}(-k)+a_2(-k)}\right|-1$

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\∠\frac{a_1^{*}(-k)-a_2(-k)}{a_1^{*}(-k)+a_2(-k)}-1...\left(21\right)$

其中

是幅度差，

是相位差，

α₁ ^*(-k)是

α₂(-k)是K₂H^*(-k)，

K₁＝(1/2)(1+(1+ε)exp(-jφ))，

K₂＝(1/2)(1-(1+ε)exp(jφ))，

以及H(k)是子载波k的信道。

9.如权利要求8所述的方法，其中所述估计幅度差和相位差包括比较导频音和噪声以及选择大于噪声的导频音。

10.如权利要求8所述的方法，其中所述估计幅度差和相位差包括选择具有比其他邻近导频音更高的相关度的导频音。

11.如权利要求7所述的方法，其中当所述导频音并非关于DC对称地存在时，所述估计幅度差和相位差包括利用下述公式22来估计幅度差和相位差：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\left|\frac{D_m^{*}(-k)-D_m\left(k\right)}{D_m^{*}(-k)+D_m\left(k\right)}\right|-1$

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\∠\frac{D_m^{*}(-k)-D_m\left(k\right)}{D_m^{*}(-k)+D_m\left(k\right)}...\left(22\right)$

其中是幅度差，

是相位差，D_m(k)是第m个OFDM符号的子载波k处接收的信号。

12.如权利要求11所述的方法，其中所述估计幅度差和相位差包括比较导频音和噪声以及选择大于噪声的导频音。

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