JP2010525710A

JP2010525710A - Ｏｆｄｍ受信機におけるｉｑインバランス補正方法及び装置

Info

Publication number: JP2010525710A
Application number: JP2010504674A
Authority: JP
Inventors: ヨンソン，エリアス
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2007-05-02
Filing date: 2008-04-23
Publication date: 2010-07-22
Also published as: US20080273608A1; EP2156633A1; EP2156633B1; WO2008135393A1; US7856065B2

Abstract

【解決手段】受信ＯＦＤＭ信号を処理することによってＩＱインバランスに起因する歪みを補償する方法及び装置を開示する。受信機回路は、上記の歪みの影響を含む未補償受信ＯＦＤＭ信号を使用して第１の論理チャネルからのシンボルを復調するように構成することができる。受信機回路は更に、ＩＱインバランスの影響を低減するために受信ＯＦＤＭ信号の補償時に使用される復調済みシンボルを使用して、ＩＱインバランス・パラメータを計算するように構成することができる。それによって生成される補償済み信号は、ユーザ・データ・チャネルに対応することもある第２の論理チャネルからのシンボルを復調するのに使用することができる。

Description

背景
技術分野
本発明は一般に、受信された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を処理する方法及び装置に関し、特に、そのような信号処理におけるＩＱインバランス補償に関する。

背景
典型的な無線通信受信機は、無線周波数搬送波信号を中間周波数（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）信号及び／又はベースバンドに変換するダウンコンバータ段階を含む。受信機の中には、ベースバンド信号（いわゆるゼロＩＦ信号）へのダイレクト・ダウン・コンバージョンを利用するものもある。多くのＯＦＤＭベース受信機は、特にダイレクト・コンバージョン・ゼロＩＦ受信機を使用することが予想される。

現代の受信機は、典型的には入力無線周波数信号がローカル発振器及び直交型ローカル発振器によって分周及び逓倍される複雑なダウン・コンバージョンを実行する。入力信号は実際、受信機のあるブランチではローカル発振器周波数のコサイン波で逓倍され、他のブランチではローカル発振器周波数のサイン波で逓倍される。その結果得られる出力は、同相（ｉｎ‐ｐｈａｓｅ：Ｉ）及び直交（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：Ｑ）成分として知られる。

ダウンコンバータのアナログ成分の欠陥は、２つのブランチ間の相対振幅又は相対位相あるいはその両方のインバランスをもたらす可能性がある。これらのＩＱインバランスは、場合によっては無線受信機の性能に大きな影響を及ぼす可能性があり、利用される変調方式の次数が高くなるほどその影響は深刻となる。このことは特に、将来の多くのＯＦＤＭ応用例で利用が予想されるダイレクト・コンバージョン・ゼロＩＦ受信機に当てはまる。

こうしたインバランスを補正する従来の取り組みでは、基準信号がＩＱインバランスの影響の推定値を使用して作成され、当該基準信号と実際の受信信号とを比較して誤差信号が生成される、適応的な統計推定技法が利用されてきた。誤差信号は、ＩＱインバランスに関する統計の推定値を改善するために適応的に最小化される。例えば、米国特許出願公開ＵＳ２００６／００２９１５０号を参照されたい。この手法は計算上複雑であるが、すべての状況に対応できるほどの頑健性は有さない可能性がある。例えば、収束速度が許容できないほど低速となる恐れがある。

概要
受信ＯＦＤＭ信号を処理することによってＩＱインバランスに起因する歪みを補償する新規な方法及び装置であって、第１の論理チャネルから復調される既知のシンボルと、それらの既知のシンボルに対応する未補償受信ＯＦＤＭ信号（ｕｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄｒｅｃｅｉｖｅｄＯＦＤＭｓｉｇｎａｌ）の標本とを使用して補償パラメータが直接計算される、方法及び装置が開示される。補償パラメータは、補償済み信号（ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄｓｉｇｎａｌ）を生成するのに使用され、この補償済み信号に基づいて第２の論理チャネルが復調される。ＩＱインバランスの存在に関わらず信頼性のある形で復調され得る第１の論理チャネルを選択することにより、通常は未補償受信信号に基づいて信頼性のある形で復調することができない第２の論理チャネルの信頼性のある復調を可能にする、補償済み信号が取得される。この補償は、複雑な適応的パラメータ推定技法を使用せずに実行することができる。

本発明の一実施形態において、受信機回路は、上記の歪みの影響を含む未補償受信ＯＦＤＭ信号に含まれる第１の論理チャネルからのシンボルを復調するように構成することができる。前記受信機回路は更に、ＩＱインバランスの影響を低減するために受信ＯＦＤＭ信号の補償時に使用される復調済みシンボルを使用して、ＩＱインバランス・パラメータを計算するように構成することができる。それによって生成される補償済み信号は、前記第１の論理チャネルよりも高次の変調を使用して１つ又は複数のＯＦＤＭ副搬送波上で変調されたユーザ・データ・チャネルであることもある第２の論理チャネルからのシンボルを復調するのに使用することができる。

１つ又は複数の実施形態において、前記受信機回路は、ダイレクト・コンバージョン・ゼロＩＦダウンコンバータによって生成される受信ＯＦＤＭ信号を処理する。１つ又は複数の実施形態において、前記受信機は、前記受信機回路によって処理される受信ＯＦＤＭ信号が各ブランチに対応する成分を含むように１つ又は複数の送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号を、１つ又は複数の受信アンテナで受信するマルチ・ブランチ受信機である。

１つ又は複数の実施形態において、前記第１の論理チャネルは、前記第１の論理チャネルが未補償デジタル信号から復調され得るように、より低次の変調方式を使用して前記ＯＦＤＭ信号上で変調される。様々な実施形態において、前記第１の論理チャネルは、同期チャネル又はブロードキャスト制御チャネルとすることができる。様々な実施形態において、前記第２の論理チャネルは、高データ・レートを達成するためにより高次の変調方式を使用して前記ＯＦＤＭ信号上で変調することができる。かかるシナリオでは、前記第１の論理チャネルにおいて前記第２の論理チャネルと比較してより低次の変調を使用することにより、前記第１の論理チャネルに対するＩＱインバランスの影響を相対的に小さくすることができる。したがって、前記第２の論理チャネルが補償済み信号からしか復元可能でない場合も、前記第１の論理チャネルは、ＩＱインバランスの存在下でも復調することができ、即ち未補償受信信号から復調することができる。

上述の受信機ベース処理は、ハードウェア、ソフトウェア、あるいはその任意の組合せを備える可能性がある１つ又は複数の適切に構成された処理回路を含む受信機において実施することができる。例えば、専用又は汎用マイクロプロセッサ又はデジタル信号プロセッサによって、上述の方法又はその変形形態を実施するコンピュータ・プログラム命令が実行されるように構成することができる。

言うまでもなく、本発明は上記の文脈に限定されるものではなく、また、上述の特徴及び利点に限定されるものでもない。実際には、以下の詳細な説明を添付図面と併せて読めば、追加的な特徴及び利点が当業者には理解されるだろう。

図１は、無線通信ネットワークのブロック図である。図２は、本発明の１つ又は複数の実施形態に係るＩＱインバランス補償処理のフローチャートを示す。図３は、ＩＱインバランス補償用に構成された回路の一実施形態の機能ブロックを示すブロック図である。図４は、図３の受信機回路を含むＯＦＤＭ受信機の一実施形態を示す。

詳細な説明
図１は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を使用して、制御データ、音声データ、又は他のユーザ・データを含む可能性があるデータをリモート受信機１２に送信する少なくとも１つの送信機１０を含む無線通信ネットワーク８を部分的に示す。受信機１２は、本発明の一実施形態に従って送信信号を受信し、受信プロセス中に計算されるＩＱインバランスを補償し、（補償後の）信号を復調して送信データを復元するように構成された１つ又は複数の回路を備える。

受信機１２及び大部分の実用的なＯＦＤＭ受信機では実際、それ自体のＩＱダウンコンバータのアナログ成分の欠陥によって同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）ブランチ間の相対振幅又は相対位相あるいはその両方のインバランスがもたらされる恐れがある。ＩＱインバランスを含む未補償受信ＯＦＤＭ信号のモデルは、次式によって与えられる。

上式で、ｙ_ｉ（ｎ）は、標本ｎ及び受信アンテナｉに関する歪みのない受信信号である。

「受信ＯＦＤＭ信号（ｒｅｃｅｉｖｅｄＯＦＤＭｓｉｇｎａｌ）」という用語は、本明細書で特に明記しない限り、ダウン・コンバート済みの（即ち中間周波数又はベースバンドの）デジタル化された信号を指す。本明細書で提示される分析は、Ｎ_ＴＸ送信アンテナ及びＮ_ＲＸ受信アンテナを有するダイバーシティ・システム、例えば複数入力複数出力、即ちＭＩＭＯシステム等に容易に適用される。マルチ・ブランチ受信機では、ブランチ毎にＩＱインバランスが異なる可能性がある。したがって、本明細書中の式の多くは、ｊ番目の送信アンテナ及び／又はｉ番目の受信アンテナに対応する項を含む可能性がある。本明細書における分析は、適切な形で簡略化された１つの送信アンテナ及び／又は１つの受信アンテナを利用するシステムにも適用可能であり、そのような適切な簡略化は、当業者には容易に理解されるだろう。

なお、本開示で使用される数学用語に関しては、ｘが複素変数である場合、ｘ^＊はその複素共役を指す。ベクトルｘに関しては、ｘ^ｔがその転置、ｘ^Ｈがそのエルミート転置を表す。最後に、離散時間シーケンスｘ（ｎ）に関しては、その離散フーリエ変換はＸ（ｋ）で表される。これらの規定は、本開示の全体をとおして使用される。

式（１）の歪みパラメータμ_ｉ及びν_ｉは、アナログＲＦ部分におけるｌブランチとＱブランチの間の振幅及び位相インバランスに関係する。受信機によって導入される位相インバランスをθ_ｉ、振幅インバランスをα_ｉで表すと、μ_ｉ、ν_ｉ、及びθ_ｉ、α_ｉの関係は、次式によって与えられる。
μ_ｉ＝ｃｏｓ（θ_ｉ／２）＋ｉα_ｉｓｉｎ（θ_ｉ／２）
ν_ｉ＝α_ｉｃｏｓ（θ_ｉ／２）＋ｉｓｉｎ（θ_ｉ／２）

θ_ｉがαゼロと等しくα_ｉがゼロと等しいときは、ＩＱインバランスは存在しない。パラメータμ_ｉ及びν_ｉは、その周波数帯域幅全体で一定と仮定される複素数である。しかしながら、上述のように、ＩＱインバランスは受信機のブランチ毎に異なる可能性があるので、歪み信号の正確なモデルでは受信アンテナ・ブランチ毎に個々のμ_ｉ及びν_ｉパラメータが必要となる可能性がある。

分析上、μ_ｉ及びν_ｉは既知と仮定し、新しい信号

を次式のように定義する。

式（１）を式（２）に代入すると次式のようになる。

即ち、信号

の線形結合から信号

となり、歪みのない受信信号ｙ_ｉ（ｎ）に比例した信号が得られる。再び式（２）を参照すると、不平衡信号（ｕｎｂａｌａｎｃｅｄｓｉｇｎａｌ）

から歪みのない元の信号のスケーリング・バージョンを作成する上で単一のパラメータ、即ちν_ｉ／μ_ｉ ^＊しか必要とされないことが分かる。

図２を参照すると、ブロック２１０は、ＯＦＤＭ信号の受信と、それに基づく未補償受信ＯＦＤＭ信号の生成とを示す。この受信ＯＦＤＭ信号は、上述の不均衡信号

に対応する。

図２のブロック２１６は、上記の分析における

に対応する補償済み信号を、ＩＱインバランス・パラメータを使用して提供する受信ＯＦＤＭ信号の補償を示す。ブロック２１６のＩＱインバランス・パラメータは、上述のパラメータν_ｉ／μ_ｉ ^＊について直接計算される推定値に対応する。先に実証したように、定数でスケーリングされる点を除けば、パラメータν_ｉ／μ_ｉ ^＊の推定値を用いることにより歪みのない信号に近似する新しい信号を計算することが可能となる。

この新しい信号は、ブロック２１６で生成される補償済み信号に対応する。以下の分析では、図２のブロック２１４に従ってν_ｉ／μ_ｉ ^＊がどのように計算され得るかを説明する。

ｘ（ｎ）を長さＮの離散時間シーケンスとした場合、共役シーケンスｘ（（ｎ））^＊の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、

となる。上式の２番目の等式で、ｗ^Ｎｎ＝１とする。また、Ｘ^{ｓｈｉｆｔ}（ｋ）は、

と定義され、且つ
ｗ＝ｅ^{ｉ２π／Ｎ}
とする。

関数Ｘ^{ｓｈｉｆｔ}（ｋ）に関する上記の定義を使用すると、式（１）のＤＦＴは、次式によって与えられる。

これは、ＩＱインバランスに起因する歪みを含めた受信ＯＦＤＭ信号の周波数領域モデルを表す。

ＩＱインバランスによる歪みのない受信信号は、周波数領域、即ちＦＦＴ後では次式のように表現することができる。

上式で、すべての送信アンテナは同一のシンボルを送信する。上式で、

は、トーン（副搬送波）ｋ及び受信アンテナｉに関するセル間干渉であり、Ｈ_ｉ，ｊ（ｋ，ｎ）は、伝搬チャネルの経時変化周波数応答である。但し、ｋは周波数トーンの索引、ｎは時間である。（なお、Ｈ_ｉ，ｊ（ｋ，ｎ）は、時間ｔ＝ｎＴにおけるｈ_ｉ，ｊ（ｌ，ｎ）によって与えられるダウンリンク伝搬チャネルのインパルス応答から導出される。ｌは、インパルス応答における様々なタップの索引であり、Ｔは、デジタル・ベースバンド信号の標本化期間である。）

式（４）では周波数誤差が無視されている。これは、周波数誤差（搬送波周波数とローカル発振器周波数との差）が自動周波数制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃｆｒｅｑｕｅｎｃｙｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＣ）によって無視できる量まで低減されていると仮定すれば妥当である。当業者には様々なＡＦＣ技法が知られている。

式（４）から直ちに次式が得られる。

式（４）及び式（５）を式（３）に挿入すると、次式が得られる。

この式は、

及び

を使用することによって簡略化される。

Ｘ^{ｓｈｉｆｔ}（ｋ）の定義を改めて確認すると、ｋ＝１，．．．，Ｎ−１に関して次式が得られる。

μ_ｉは伝搬チャネルＨ_ｉ，ｊ（ｋ，ｎ_ｓｙｍ）をスケーリングする複素数であるので、従来のチャネル推定ブロックで実際に推定されるのは、μ_ｉＨ_ｉ，ｊ（ｋ，ｎ_ｓｙｍ）となる。推定される伝搬チャネル特性

は、

と表すことができる。

ＩＱインバランス・パラメータρ_ｉは、次式を解くことによって直接推定可能であることが分かる。

式（８）の解は、

となる。

したがって、ＩＱインバランス・パラメータρ_ｉの推定値を計算するには、伝搬チャネルと、歪みのない受信信号

に対応する１組の既知のシンボルＳ（ｋ）とが必要となる。以下に示すように、１組の既知のシンボルＳ（ｋ）は、ＩＱインバランスの存在下でも一定のチャネルから復元することができる。

再び図２を参照すると、ブロック２１２は、受信ＯＦＤＭ信号の第１の論理チャネルからの１組の既知のシンボル（「第１のシンボル」）の復調を示す。この復調は、ＩＱインバランスの存在に関わらず第１の論理チャネルが信頼性のある形で復調され得る状況下で行われる。例えば、第１の論理チャネルは、第２の論理チャネルよりも低次の変調方式を使用してＯＦＤＭ副搬送波上で変調されているため、第２の論理チャネルが信頼性のある形で復調可能でない場合にも信頼性のある形で復調することができる。第１の論理チャネルから復元されるこれらの復調済みシンボルは、式（９）で必要とされるシンボルＳ（ｋ）に使用することができる。

本発明の例示的な一実施形態は、受信された同期チャネル（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｃｈａｎｎｅｌ：ＳＣＨ）又はブロードキャスト制御チャネル（ｂｒｏａｄｃａｓｔ‐ｃｏｎｔｒｏｌｃｈａｎｎｅｌ：ＢＣＨ）を基準シンボル（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｙｍｂｏｌ）Ｓ（ｋ）のソースとして使用することができる。例示的なネットワークでは、上記の論理チャネルの一方又は両方を、副搬送波トーンのいくつかがＳＣＨ及び／又はＢＣＨに送られるようにＯＦＤＭ搬送波上で多重化することができる。ユーザ・データは、残りの副搬送波に割り振ることができる。

１つ又は複数の論理チャネルは、別の論理チャネルで使用される変調方式よりも低次の変調方式を使用してＯＦＤＭ搬送波上で多重化することができる。このような多重化は、受信機による初期のチャネル取得を容易にするために行うことができる。ユーザ・データ・チャネルのような別のチャネルは、ユーザ・データ・レートを最大化するために、より高次の変調方式を使用してＯＦＤＭ搬送波上で変調することができる。例えば、ＱＰＳＫ変調を使用して１つの論理チャネルをいくつかの副搬送波トーン上で多重化することができる。（ＱＰＳＫは４標本／ボーであるため、４次である。）一方、ユーザ・データ・チャネルは、より高次の直交振幅変調（ＱＡＭ）方式、例えば６４ＱＡＭ（６４次）等を使用して変調されたいくつかの副搬送波を使用することができる。

その結果、ある論理チャネル、例えばＳＣＨやＢＣＨのような論理チャネルは多くの場合、ユーザ・データ・チャネルのような他の論理チャネルを信頼性のある形で復調することができない場合にも、ＩＱインバランスを補償することなく信頼性のある形で復調することが可能である。したがって、本発明の一実施形態において、受信ＯＦＤＭ信号内の第１の論理チャネルからの第１のシンボルは、当該第１の論理チャネルがＩＱインバランスの存在に関わらず信頼性のある形で復調され得る場合に復調される。このステップは、図２のブロック２１２に対応する。

式（９）を厳密に検討すると、ＩＱインバランス・パラメータの計算に使用され、それ自体が復調される副搬送波の索引をｋとする各シンボルＳ（ｋ）毎に、対応するシンボルＳ（Ｎ−ｋ）も必要となることが分かる。そのため、式（９）を解きＩＱインバランス・パラメータを計算するために、ミラーリングされたトーン（ｍｉｒｒｏｒｅｄｔｏｎｅ）に対応するシンボルが選択される。

ブロック２１４は、第１の論理チャネルからの復調済みシンボルを使用したＩＱインバランス・パラメータの計算を示す。上記の分析では、復調済みシンボル及び伝搬チャネル特性の推定値を使用したＩＱインバランス・パラメータ計算を実証する式が与えられている。伝搬チャネル特性の推定技法は、当業者にはよく知られているはずである。上記の分析から分かるように、ＩＱインバランス・パラメータは、シングル・ブランチ受信機について判定することも、マルチ・ブランチ受信機の各ブランチ毎に判定することもできる。一般に、ＩＱインバランスはマルチ・ブランチ受信機のブランチ毎に異なるが、ある状況下では、各ブランチのＩＱインバランスが一定であると仮定することによってＩＱインバランス・パラメータの計算を簡略化することができる。

本発明のいくつかの実施形態では、推定されるＩＱインバランス・パラメータを時間にわたって平滑化することが望ましい可能性がある。それ故、一実施形態では、異なるシンボル時間におけるρ_ｉの計算を繰り返し、それらの計算結果をフィルタリングしてＩＱインバランス・パラメータを取得することができる。本明細書では様々なフィルタリング技法が想定される。

ブロック２１４に示されるようにＩＱインバランス・パラメータが計算された後は、ブロック２１６に示されるように、そのＩＱインバランス・パラメータを使用して受信デジタル信号が補償される。先に実証したように、このＩＱインバランス・パラメータを未補償信号に適用することにより、歪みのない理想的な信号のスケーリング・バージョンに近似する補償済み信号を生成することができる。したがって、ＩＱインバランスの影響を低減することが可能となる。その後、ブロック２１８に示されるように、復調器は、補償済み信号を処理することにより、ユーザ・データ・チャネルのような１つ又は複数の追加的なチャネルを復調することができる。このようにすれば、高次の変調を用いて変調されたチャネルのようにＩＱインバランスの存在下で信頼性のある復調が可能でなかったチャネルを、信頼性のある形で復調することが可能となる。

ＩＱインバランスの計算では第１の論理チャネルからのシンボルの復調が必要となるので、一般には、ＩＱインバランスの計算及び適用によって補償されたデジタル信号が生成されるまでに僅かな遅延が生じる可能性がある。この遅延は、必ずしも実質的な悪影響を及ぼすわけではない。例示的な受信機では、セル探索、チャネル推定、及び自動周波数補償が完了した後にＩＱインバランス・パラメータを推定することができる。いくつかの実施形態では、ＩＱインバランス・パラメータを計算した後にバッファされているデータを補償することができるように、受信ＯＦＤＭ信号をバッファすることができる。

本明細書に開示される方法は、１つ又は複数の処理回路を含む可能性がある図３に示されるような受信機回路によって実施することができる。図示の実施形態において、受信機回路３０は、受信ＯＦＤＭ信号の第１の論理チャネルからの第１のシンボルを復調し、当該第１のシンボルを既知のシンボルとして使用してＩＱインバランス・パラメータを計算し、当該ＩＱインバランス・パラメータを使用して受信ＯＦＤＭ信号を補償して補償済み信号を取得し、当該補償済み信号の第２の論理チャネルからの第２のシンボルを復調するように構成された処理回路を備える。

したがって、図３に示される受信機回路３０は、ＩＱインバランスの存在下でも受信ＯＦＤＭ信号内の第１の論理チャネルからのシンボルを復調するように構成された復調回路３２を含む。上述のように、この第１の論理チャネルは、例えばブロードキャスト制御チャネル又は同期チャネルとすることができる。更に、同一の復調回路３２を、補償済み信号、即ちＩＱインバランスの影響が緩和された信号を使用して第２の論理チャネルからのシンボルを復調するように構成することができる。上述のとおり、第１の論理チャネルの変調に利用される変調方式は、第２の論理チャネルの変調に利用される変調方式と異なる可能性がある。復調回路３２は、異なる変調方式に対応する複数の回路を備えることもできるが、単一のデジタル信号処理回路が実装されることが有利である。

復調回路３２は更に、受信信号が復調に先立って一時的に記憶されるように、バッファ回路（図示せず）とインターフェースをとるように構成することができる。上述のとおり、これらのバッファ回路を任意選択で使用して、ＩＱインバランスの計算中に未補償信号の標本を後の補償のために記憶しておくことができる。

図３に示される受信機回路３０では、ＩＱインバランス補償は、ＩＱインバランス補償回路（ＩＱｉｍｂａｌａｎｃｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ）３４において、インバランス・パラメータ計算回路（ｉｍｂａｌａｎｃｅｐａｒａｍｅｔｅｒｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ）３６で計算されたＩＱインバランス・パラメータを使用して実行される。上記の分析で示したように、ＩＱインバランス補償回路３４は、受信ＯＦＤＭ信号にＩＱインバランス・パラメータを適用して、ＩＱインバランスによる歪みを伴わない受信信号のスケーリング・レプリカに近似する補償済み信号を生成することができる。また、上記の分析で示されるように、インバランス・パラメータ計算回路３６は、１組の既知の復調済みシンボルＳ（ｋ）を使用して、補償に使用されるＩＱインバランス・パラメータを計算することができる。インバランス・パラメータ計算回路３６は、当業者によく知られる技法を使用して伝搬チャネル推定回路（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎｃｈａｎｎｅｌｅｓｔｉｍａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ）３８で推定される伝搬チャネルの推定値も使用することができる。

受信機回路３０は、前述の回路の監視、メモリ管理、他の動作回路とのインターフェース、より高次の通信機能の実行等の機能を提供することが可能な追加的なベースバンド処理回路（ａｄｄｉｔｉｏｎａｌｂａｓｅｂａｎｄｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔ）３９も含むことができる。受信機回路３０は、デジタル及び／又はアナログ・ハードウェア、ソフトウェアを実行するマイクロプロセッサ、あるいはその組合せを使用して実装することができることが容易に理解されるだろう。受信機回路３０は、専用又は汎用プロセッサあるいはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を備えることができ、また、各プロセッサを１つずつ備えることも複数備えることもできる。

図４は、受信機回路３０を含む図１のＯＦＤＭ受信機の一実施形態を詳細に示す。本実施形態において、ＯＦＤＭ受信機１２は、ＲＦフロント・エンド４４に給電（ｆｅｅｄ）するいくつかのアンテナ４２に接続される。ＲＦフロント・エンドは、スイッチ、フィルタ、増幅器、及びアンテナ４２上で受信される無線周波数信号の状態を調整する他のアナログ回路を備えることができる。ＲＦフロント・エンド４４は更に、ダウン・コンバート済みのデジタル化された受信ＯＦＤＭ信号を受信機回路３０に供給するために、ミキサ、ローカル発振器、及びアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器を備えることができる。上述のとおり、ＲＦフロント・エンド４４のアナログ成分の欠陥によってＩＱインバランスが導入され、その結果、受信機回路３０に提供される信号にＩＱインバランスに由来する歪みが含まれる可能性がある。ＯＦＤＭ受信機１２は、例えば受信機回路３０及びＲＦフロント・エンド４４を制御することが可能な追加的な受信機処理も含むことができる。

ＯＦＤＭ受信機１２は、送信機回路と組み合わせることによって完全なＯＦＤＭトランシーバ・デバイスを提供することができる。このトランシーバ・デバイスは、セルラー無線電話のような携帯型エンド・ユーザ端末として、あるいは固定通信デバイスとして構成することができる。

上記及び他の変形形態及び拡張機能を念頭に置けば、上記の説明及び各図面は、本明細書に教示される受信ＯＦＤＭ信号を処理する方法及び装置の非限定的な例を示していることが当業者には理解されるだろう。したがって、本発明は、上記の説明及び各図面によって限定されるものではない。そうではなく、本発明は、特許請求の範囲に記載される各請求項及びそれらの法律上の等価物によってのみ限定されるものである。

こうしたインバランスを補正する従来の取り組みでは、基準信号がＩＱインバランスの影響の推定値を使用して作成され、当該基準信号と実際の受信信号とを比較して誤差信号が生成される、適応的な統計推定技法が利用されてきた。誤差信号は、ＩＱインバランスに関する統計の推定値を改善するために適応的に最小化される。例えば、Alireza Tarighat等の「Compensation Schemes and Performance Analysis of IQ Imbalances in OFDM Receivers」、IEEE Transactions on Signal Processing, Vol..53, No.8, August 2005, pp. 3257-68、及び米国特許出願公開ＵＳ２００６／００２９１５０号を参照されたい。この手法は計算上複雑であるが、すべての状況に対応できるほどの頑健性は有さない可能性がある。例えば、収束速度が許容できないほど低速となる恐れがある。

Claims

望ましくないＩＱインバランスを有する受信ＯＦＤＭ信号を処理する方法であって、
前記受信ＯＦＤＭ信号の第１の論理チャネルからの第１のシンボルを復調することであって、前記第１の論理チャネルはＩＱインバランスの存在下で信頼性のある形で復調され得ることと、
前記第１のシンボルを使用してＩＱインバランス・パラメータを計算することと、
前記ＩＱインバランス・パラメータを使用して前記受信ＯＦＤＭ信号を補償して補償済み信号を取得することと、
前記補償済み信号の第２の論理チャネルからの第２のシンボルを復調することと、
を含む方法。
前記受信ＯＦＤＭ信号は、ゼロ周波数ベースバンド信号である、請求項１に記載の方法。
前記受信ＯＦＤＭ信号の第１の論理チャネルからの第１の信号を復調することは、前記第１の論理チャネルに対応する１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアを復調して前記第１のシンボルを取得するステップを含む、請求項１に記載の方法。
前記１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアは、ＩＱインバランスの存在下で前記シンボルが前記受信ＯＦＤＭ信号から信頼性のある形で復調され得るように、相対的に低次の変調方式を使用して変調される、請求項３に記載の方法。
前記第１の論理チャネルは、同期チャネルを含む、請求項４に記載の方法。
前記第１の論理チャネルは、ブロードキャスト制御チャネルを含む、請求項４に記載の方法。
前記第１の論理チャネルは、同期チャネル又はブロードキャスト制御チャネルを含む、請求項１に記載の方法。
前記第２の論理チャネルは、相対的に高次の変調方式を使用して変調される１つ又は複数の副搬送波を含む、請求項５に記載の方法。
前記第２の論理チャネルは、相対的に高次の変調方式を使用して変調される１つ又は複数の副搬送波を含む、請求項６に記載の方法。
前記第１の論理チャネルは、ｎ次の変調方式を使用して副搬送波を変調する第１のシンボル・シーケンスを含み、前記第２の論理チャネルは、ｎよりも高次の変調方式を使用して副搬送波を変調する第２のシンボル・シーケンスを含む、請求項１に記載の方法。
前記第１のシンボルを使用してＩＱインバランス・パラメータを計算することは、１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアに対応する選択された第１のシンボルと、前記選択された第１のシンボルに対応する前記受信ＯＦＤＭ信号の標本との関数として、前記ＩＱインバランス・パラメータを直接計算することを含む、請求項１に記載の方法。
前記第１のシンボルを使用してＩＱインバランス・パラメータを計算することは、前記１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアに対応する伝搬チャネル推定値の関数として前記ＩＱインバランス・パラメータを直接計算することを更に含む、請求項１１に記載の方法。
前記第１のシンボルを使用してＩＱインバランス・パラメータを計算することは、１つ又は複数の副搬送波ペアに対応する選択された第１のシンボルと、前記選択された第１のシンボルに対応する前記受信ＯＦＤＭ信号の標本との関数として、一連のＩＱインバランス推定値を計算することと、前記推定値をフィルタリングして前記ＩＱインバランス・パラメータを提供するステップことと、を更に含む、請求項１１に記載の方法。
前記受信ＯＦＤＭ信号を補償することは、前記ＩＱインバランス・パラメータを使用して前記受信ＯＦＤＭ信号の線形結合及び前記受信ＯＦＤＭ信号の複素共役を計算することによって前記補償済み信号を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
前記受信ＯＦＤＭ信号は、複数の各受信アンテナに関連するデジタル信号を含む、請求項１に記載の方法。
望ましくないＩＱインバランスを有する受信ＯＦＤＭ信号を処理する受信機回路であって、
前記受信ＯＦＤＭ信号の第１の論理チャネルからの第１のシンボルを復調し、前記第１の論理チャネルはＩＱインバランスの存在下で信頼性のある形で復調され得るものであり、
前記第１のシンボルを使用してＩＱインバランス・パラメータを計算し、
前記ＩＱインバランス・パラメータを使用して前記受信ＯＦＤＭ信号を補償して補償済み信号を生成し、
前記補償済み信号の第２の論理チャネルからの第２のシンボルを復調する
ように構成された１つ又は複数の処理回路、
を備える受信機回路。
前記１つ又は複数の処理回路は、前記受信ＯＦＤＭ信号の第１の論理チャネルに対応する１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアを復調することによって、前記第１の論理チャネルからの第１のシンボルを復調するように構成された復調回路を備える、請求項１６に記載の受信機回路。
前記１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアは、ＩＱインバランスの存在下で前記シンボルが前記受信ＯＦＤＭ信号から信頼性のある形で復調され得るように、相対的に低次の変調方式を使用して変調される、請求項１７に記載の受信機回路。
前記復調回路は、前記補償済み信号の第２の論理チャネルを復調するように更に構成され、前記第２の論理チャネルは、相対的に高次の変調方式を使用して変調される１つ又は複数の副搬送波を含む、請求項１８に記載の受信機回路。
前記１つ又は複数の処理回路は、１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアに対応する選択された第１のシンボルと、前記選択された第１のシンボルに対応する前記受信ＯＦＤＭ信号の標本との関数として、前記ＩＱインバランス・パラメータを直接計算するように構成されたＩＱインバランス・パラメータ計算器を備える、請求項１６に記載の受信機回路。
前記インバランス・パラメータ計算器は、前記１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアに対応する伝搬チャネル推定値の関数として前記ＩＱインバランス・パラメータを直接計算するように更に構成される、請求項２０に記載の受信機回路。
前記インバランス・パラメータ計算器は、１つ又は複数のミラーリングされた副搬送波ペアに対応する選択された第１のシンボルと、前記選択された第１のシンボルに対応する前記受信ＯＦＤＭ信号の標本との関数として、一連のＩＱインバランス推定値を計算するように構成され、前記推定値をフィルタリングしてＩＱインバランス・パラメータを提供するように更に構成される、請求項２０に記載の受信機回路。
前記補償器は、前記ＩＱインバランス・パラメータを使用して前記受信ＯＦＤＭ信号の線形結合及び前記受信ＯＦＤＭ信号の複素共役を計算することによって前記受信ＯＦＤＭ信号を補償し、それによって前記補償済み信号を生成するように構成される、請求項１６に記載の受信機回路。
前記受信ＯＦＤＭ信号は、複数の各受信アンテナに対応するデジタル信号を含む、請求項１６に記載の受信機回路。
前記ＩＱインバランス・パラメータは、前記複数の各受信アンテナに対応する項を含む、請求項２４に記載の受信機回路。
請求項１６に記載の受信機回路を含むＯＦＤＭ信号受信用無線デバイス。
請求項１６に記載の受信機回路を含むＯＦＤＭ信号受信用無線デバイスであって、
１つ又は複数のアンテナと、
前記１つ又は複数のアンテナに接続され、少なくとも１つのアナログ／デジタル変換器を含むフロント・エンド回路であって、前記１つ又は複数のアンテナで受信される無線周波数ＯＦＤＭ信号をダウン・コンバートし、前記ダウン・コンバートされた信号を変換して望ましくないＩＱインバランスを有する受信ＯＦＤＭ信号を生成するように構成されたフロント・エンド回路と、
を更に備えるＯＦＤＭ信号受信用無線デバイス。