WO2006030481A1 - 歪補償装置 - Google Patents

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Ryoji Hayashi
Nobuhiko Ando
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Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Definitions

  • the present invention relates to a distortion compensation apparatus that compensates for nonlinear distortion of a power amplifier that amplifies a transmission signal.
  • Patent Document 1 in addition to the conventional distortion compensation circuit, a baseband signal predetermined by the waveform generation circuit is output, and a demodulated signal corresponding to the baseband signal is extracted. IQ imbalance is compensated by providing an error measurement circuit that measures the demodulation error and an error correction circuit that removes the demodulation error from this demodulated signal.
  • Patent Document 2 and Non-Patent Document 2 describe a technique that compensates for IQ imbalance associated with quadrature modulation, which is not a distortion compensation device! /.
  • an in-phase amplitude signal and a quadrature amplitude signal are linearly converted by a linear conversion unit, and a modulated wave output of a quadrature modulator that receives the linearly converted signal as an input is input to a level signal generation unit to input a level signal.
  • the parameter generation means derives the parameters of the linear transformation for the level signal, and the IQ imbalance is compensated by using the linear transformation parameters for the linear transformation.
  • Non-Patent Document 1 describes an idea of adjusting IQ imbalance of a quadrature modulation circuit and a quadrature demodulation circuit by using a local loop-back signal. However, no specific error detection or adjustment method is described.
  • Patent Document 1 JP-A-6-268703 (paragraph numbers 0014, 0019)
  • Patent Document 2 Japanese Patent No. 3144649 (Paragraph Nos. 0026-0028, 0065-0068)
  • Non-Patent Document 1 Gun, Yamamoto, Kawanaka, “TDMA—Study of Automatic Adjustment Circuit Using TDD”, 1993 Electronic Information Communication Annual Conference Spring Meeting Proceedings, March 15, 1993, Volume 2, B-3 14
  • IQ unbalance compensation coefficient (linear conversion parameter of Patent Document 2) for compensating IQ unbalance is calculated. It was necessary to send a special test signal to decide.
  • mobile communication and broadcast base station devices which are used for distortion compensation devices, are continuously operated throughout the day, and therefore cannot transmit special test signals after the operation is started. For this reason, IQ imbalance was compensated for by using the test signal only once to determine the IQ imbalance compensation coefficient before starting operation after the base station was installed. Therefore, there is a problem that the distortion compensation performance deteriorates because it cannot cope with the temperature change and the change with time after the start of operation.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems. It is possible to obtain an IQ imbalance compensation coefficient in real time using an arbitrary transmission signal. An object of the present invention is to obtain a distortion compensation device in which the distortion compensation performance does not deteriorate even if there is a change.
  • a distortion compensation apparatus is generated in a power amplification unit (described later) by using a distortion compensation coefficient corresponding to the amplitude of the transmission signal stored in the distortion compensation coefficient storage unit with respect to the transmission signal.
  • a distortion compensation unit that compensates for distortion, an orthogonal modulation unit that orthogonally modulates the distortion-compensated signal, a power amplification unit that amplifies the power of the orthogonally modulated signal, and orthogonally demodulates the power-amplified signal to generate a feedback signal.
  • a quadrature demodulator for output, and distortion compensation for calculating a distortion compensation coefficient corresponding to the amplitude of the transmission signal from the transmission signal and the feedback signal and updating the distortion compensation coefficient stored in the distortion compensation coefficient storage unit A coefficient calculator, an IQ imbalance compensation coefficient calculator for calculating an IQ imbalance compensation coefficient for compensating IQ imbalance in the quadrature modulator from the correlation value of the transmission signal and the feedback signal, and the IQ unbalance
  • An IQ imbalance compensator that compensates for IQ imbalance with respect to a distortion compensated signal output from the distortion compensator by the balance compensation coefficient and outputs the signal to the quadrature demodulator is provided.
  • an IQ imbalance compensation coefficient can be obtained in real time using an arbitrary transmission signal. Therefore, even if there is a change in temperature or a change with time after the start of operation, the transmission during operation is performed.
  • the signal can be used to compensate for IQ imbalance, and distortion compensation performance does not deteriorate.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a distortion compensation apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a distortion compensation apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a flow of a timing adjustment process between a transmission signal and a feedback signal and an IQ imbalance compensation process in a distortion compensation apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a distortion compensating apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • This distortion compensation device includes a distortion compensation control unit 10, an IQ imbalance compensation unit 21, a DZA (digital Z analog) conversion unit 22, an orthogonal modulation unit 23, a local oscillation unit 24, a power amplification unit 25, A directional coupling unit 26, a quadrature demodulation unit 27, a local oscillation unit 28, an AZD (analog Z digital) conversion unit 29, a correlation unit 30, and an IQ imbalance compensation coefficient calculation unit 31 are provided.
  • the distortion compensation control unit 10 includes a distortion compensation unit 11, an absolute value calculation unit 12, delay units 13 and 14, A subtraction unit 15, a distortion compensation coefficient calculation unit 16, and a distortion compensation coefficient storage unit 17 are provided.
  • the distortion compensation unit 11 of the distortion compensation control unit 10 transmits the transmission signal ⁇ stored in the distortion compensation coefficient storage unit 17 for the transmission signal x (nT) ( ⁇ is the number of sampling times and ⁇ is the sampling period).
  • ⁇ is the number of sampling times and ⁇ is the sampling period.
  • the IQ unbalance compensation unit 21 performs complex multiplication of the IQ unbalance compensation coefficient for compensating the IQ unbalance calculated by the IQ unbalance compensation coefficient calculation unit 31 on the signal compensated for distortion by the distortion compensation unit 11.
  • the IQ imbalance is compensated, that is, the gain error of the in-phase (I) channel component and the quadrature (Q) channel component in the quadrature modulation unit 23 and the phase shift error of ⁇ ⁇ ⁇ 2 phase shift are compensated.
  • the DZA conversion unit 22 performs DZA conversion on the signal y (nT) for which IQ imbalance has been compensated by the IQ imbalance compensation unit 21, and outputs a complex baseband signal.
  • the quadrature modulation unit 23 performs quadrature modulation on the complex baseband signal output from the DZA conversion unit 22 with the oscillation signal from the local oscillation unit 24.
  • the power amplifying unit 25 amplifies the power of the signal orthogonally modulated by the orthogonal modulating unit 23. Non-linear distortion occurs during this power amplification.
  • the directional coupling unit 26 outputs the signal amplified by the power amplification unit 25 to an antenna (not shown), extracts a part thereof, and outputs it to the orthogonal demodulation unit 27.
  • the quadrature demodulator 27 performs quadrature demodulation on the signal from the directional coupler 26 with the oscillation signal from the local oscillator 28.
  • the AZD converter 29 performs AZD conversion on the signal demodulated by the orthogonal demodulator 27 and outputs a feedback signal z (nT).
  • the absolute value calculation unit 12 of the distortion compensation control unit 10 calculates the amplitude
  • the distortion compensation coefficient according to the amplitude I ⁇ ( ⁇ ) I of ⁇ ) using the error signal e (nT) the distortion compensation according to the amplitude I ⁇ ( ⁇ ) I of the transmitted signal x (nT) Adjust the timing to write to the address of the coefficient storage unit 17.
  • the delay unit 14 includes a transmission signal ⁇ ( ⁇ ) as a distortion compensation unit 11, an IQ imbalance compensation unit 21, a DZA conversion unit 22, a quadrature modulation unit 23, a power amplification unit 25, a directional coupling unit 26, a quadrature demodulation unit 27, A delay amount corresponding to the delay amount generated when the feedback signal ⁇ ( ⁇ ) passes through the AZD converter 29 is given to the transmission signal X (nT), and the feedback signal z (nT) and the transmission signal x (nT) The timing of Adjust the timing to suit.
  • the subtraction unit 15 of the distortion compensation control unit 10 subtracts the transmission signal ⁇ ( ⁇ ), the timing of which has been adjusted by the delay unit 14, from the feedback signal z (nT) output from the AZD conversion unit 29 to generate an error.
  • the signal e (nT) is output.
  • the distortion compensation coefficient calculation unit 16 calculates a distortion compensation coefficient using the error signal e (nT) output from the subtraction unit 15, and updates the distortion compensation coefficient stored in the distortion compensation coefficient storage unit 17.
  • the distortion compensation coefficient calculated and updated by the distortion compensation coefficient calculation unit 16 is written at an address corresponding to the amplitude I ⁇ ( ⁇ )
  • of the transmitted signal ⁇ ( ⁇ ) is read out.
  • the distortion compensation unit 11 multiplies the transmission signal ⁇ ( ⁇ ) by a distortion compensation coefficient corresponding to the amplitude I ⁇ ( ⁇ )
  • the correlator 30 includes the real part x (nT), the imaginary part x (nT), and the feedback signal z (nT) of the transmission signal X (nT).
  • the IQ unbalance compensation coefficient for compensating the IQ unbalance that is, the correlation value calculated by the unit 30, that is, the gain error of the in-phase (I) channel component and the quadrature (Q) channel component in the quadrature modulation unit 23 and ⁇ IQCalculate IQ unbalance compensation factor to compensate for phase shift error of 2 phase shifts.
  • the initial value of the distortion compensation coefficient stored in the distortion compensation coefficient storage unit 17 is 1.
  • the initial value of the IQ imbalance compensation coefficient calculated by the IQ imbalance compensation coefficient calculator 31 is also 1.
  • the output signal y (nT) of the IQ imbalance compensation unit 21 is equal to the transmission signal X (nT), as shown in the following equations (1) and (2).
  • the gain error indicated by the ratio of the voltage gains of the in-phase (I) channel component and the quadrature (Q) channel component is represented, and the phase shift error of ⁇ 2 phase shift is ⁇ .
  • the output of the quadrature modulation unit 23 is as shown in the following equation (3). y (nT) cosn oT— ay (nT) sin (n oT + ⁇ ) (3)
  • ⁇ is an angular frequency of the oscillation signal of the local oscillation unit 24.
  • the output of the quadrature modulation unit 23 shown in the above formula (3) is amplified by the power amplification unit 25, and a part thereof is taken out by the directional coupling unit 26.
  • phase rotation ⁇ is applied in the directional coupling unit 26
  • the signal input to the quadrature demodulation unit 27 is expressed by the following equation (4).
  • a is a voltage gain obtained by combining the power amplifying unit 25 and the directional coupling unit 26.
  • the quadrature demodulator 27 multiplies the signal shown in the above equation (4) by the local oscillation signal from the local oscillation unit 28 and the local oscillation signal phase-shifted by ⁇ 2. Remove double components. If there is no IQ imbalance in the orthogonal demodulator 27, the feedback signal z (nT) obtained by converting the output by the AZD converter 29 is as shown in the following equations (5) and (6).
  • the correlation unit 30 calculates autocorrelation A, ⁇ , and C of x (nT) and x (nT) by the following equations (9) and (11).
  • the IQ unbalance compensation coefficient calculation unit 31 calculates the following equations (16) to (19) from the above equation (9) and equation (15), and further solves equations (16) to (19) Calculate the IQ imbalance compensation coefficient, sm ⁇ , a, sin ⁇ , using the following equations (20) – (23).
  • V (CD-BF) 2 + (CE-BG) When a multiplexed signal such as OFDM or CDMA is transmitted as the transmission signal x (nT), the real part X ( ⁇ ) and imaginary part ⁇ ( ⁇ ) of the transmission signal x (nT) are uncorrelated. Because it ’s good to think,
  • the IQ imbalance compensation unit 21 converts the above equation (7) and the above equation (8) into ⁇ ( ⁇ ), ⁇ ( ⁇ ) ⁇ ⁇
  • the IQ unbalance compensation unit 21 uses the transmission signal shown by the above formulas (29) and (30) and the IQ unbalance compensation coefficient calculation unit 31 to formula (20) set (23) or formula (25) ) —Complexly multiplying the IQ imbalance compensation coefficient calculated in Eq. (28) to reduce the transmission signal X ( ⁇ ), X ( ⁇ )
  • the IQ imbalance compensator 21 outputs y (nT) and y (nT) shown in the above equations (31) and (32).
  • an arbitrary transmission signal X (nT) is obtained by obtaining a correlation between an arbitrary transmission signal x (nT) and its feedback signal z (nT). Can be used to determine IQ imbalance compensation factors in real time, so temperature changes and aging Even if there is a delay, IQ transmission imbalance x (nT) can be used to compensate for IQ imbalance.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a distortion compensation apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the evaluation function calculator 32 is added to FIG. 1 of the first embodiment, and the other components are the same as those in FIG.
  • the evaluation function calculator 32 changes the transmission signal X while changing the delay amount of the transmission signal ⁇ ( ⁇ ).
  • the evaluation function calculation unit 32 uses, for example, the following expressions (35) and (3) as the evaluation function S ( ⁇ ).
  • the timing of the feedback signal ⁇ ( ⁇ ) and the transmission signal ⁇ ( ⁇ ) If the delay function is such that the evaluation function S () is cross-correlated, the delay is the maximum, and if the evaluation function S ( ⁇ ) is the error sum of squares, the minimum is the minimum.
  • the evaluation function calculation unit 32 sets the delay amount corresponding to the delay amount ⁇ thus obtained in the delay units 13 and 14 so that the timing adjustment is performed. [0037] The force to complete timing adjustment when there is no IQ imbalance When the IQ imbalance exists, the delay amount obtained under the influence of IQ imbalance is correct, and the delay amount force also deviates.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the flow of the timing adjustment processing of the transmission signal and the feedback signal and the IQ imbalance compensation processing in the distortion compensation apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • steps ST11 to ST17 show the evaluation function S ( ⁇ ) calculation and timing adjustment processing by the evaluation function calculator 32
  • steps ST18 to ST20 are the IQ imbalance compensation similar to the first embodiment. Show processing! /
  • step STl 1 the evaluation function calculation unit 32 sets the delay amount ⁇ of the transmission signal ⁇ ( ⁇ ) to 0, and when using the cross-correlation as the evaluation function, the evaluation function SO When the register is set to 0 and the error sum of squares is used as the evaluation function, set the register of the evaluation function SO to M (M is a sufficiently large value).
  • step ST12 the evaluation function calculation unit 32 calculates the evaluation function S (from the transmission signal x (nT) and the feedback signal ⁇ ( ⁇ + ⁇ ) from the AZD conversion unit 29.
  • step ST14 the evaluation function calculation unit 32 sets S ( ⁇ ) calculated in step ST12 in the register of the evaluation function SO, and Set the delay amount ⁇ in the delay amount ⁇ 0 register.
  • the evaluation function calculation unit 32 skips the process in step ST14 and proceeds to the process in step ST15.
  • step ST15 the evaluation function calculation unit 32 sets the delay amount ⁇ of the transmission signal x (nT) to ⁇
  • step ST16 the evaluation function calculation unit 32 determines whether the delay amount is less than the preset maximum delay amount ⁇ max. If ⁇ is less than ⁇ max, the above steps ST12 to ST15 are performed. Repeat the process. If ⁇ exceeds max in step ST16, the evaluation function calculator 32 in step ST17 In step ST14, the value of delay amount ⁇ set in the register of delay amount ⁇ 0 is set in delay units 13 and 14.
  • step ST18 the correlation unit 30 calculates the correlations A, B, C, D, E, F, and G from the transmission signal X ( ⁇ ) and the feedback signal ⁇ ( ⁇ + ⁇ ) by the above equation (9). Calculated according to set (15).
  • step ST19 the IQ imbalance compensation coefficient calculator 31 calculates the IQ imbalance compensation coefficients ⁇ , sin ⁇ , a, sin ⁇ from the correlations A, B, C, D, E, F, G calculated in step ST18. Is calculated using the above equation (20) —the above equation (23) or the above equation (25) —the above equation (28).
  • step ST20 the IQ imbalance compensator 21 performs complex multiplication of the transmission signal from the distortion compensator 11 and the IQ imbalance compensation coefficient sine s, a, sin ⁇ calculated in step ST19. Compensate for IQ imbalance.
  • step ST11 to ST20 is preset in step ST21! Repeat as many times as necessary.
  • the evaluation function such as the cross-correlation between the arbitrary transmission signal X (nT) and the feedback signal ⁇ ( ⁇ ⁇ ) or the sum of squared errors is maximized or minimized.
  • the IQ unbalance compensation unit 21 is provided between the distortion compensation unit 11 and the DZA conversion unit 22, and the IQ unbalance compensation unit 21 performs IQ processing by digital processing.
  • the balance compensation processing is performed, but the IQ unbalance compensation unit 21 is provided between the DZA conversion unit 22 and the quadrature modulation unit 23, and the output of the IQ unbalance compensation coefficient calculation unit 31 is DZA converted and the IQ
  • the imbalance compensator 21 may perform IQ imbalance compensation processing by analog processing. Industrial applicability As described above, the distortion compensator according to the present invention can obtain the IQ imbalance compensation coefficient in real time, and the transmitted signal x (nT ) Can be used to compensate for IQ imbalance, so that distortion compensation performance is not degraded.

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Abstract

　送信信号と帰還信号の相関値から直交変調部２３におけるＩＱ不平衡を補償するためのＩＱ不平衡補償係数を演算するＩＱ不平衡補償係数演算部３１と、ＩＱ不平衡補償係数により歪補償部１１から出力された歪補償された信号に対してＩＱ不平衡を補償して直交変調部２３に出力するＩＱ不平衡補償部２１とを備えた歪補償装置。

Description

明 細 書
歪補償装置
技術分野
[0001] この発明は送信信号を増幅する電力増幅器の非線形歪を補償する歪補償装置に 関するものである。
背景技術
[0002] 従来の歪補償装置では、例えば特許文献 1に示されているように、直交変調回路 や直交復調回路にお!ヽて、同相（I)チャネル成分と直交 (Q)チャネル成分の利得誤 差及び π Ζ2移相の移相誤差によって歪補償性能が劣化すると ヽぅ課題がある。ここ で、利得誤差と移相誤差をあわせて IQ不平衡と呼ぶ。
[0003] それに対して、特許文献 1では、従来の歪補償回路に加えて、波形生成回路より予 め定められたベースバンド信号を出力させ、このベースバンド信号に対応する復調 信号を取り出すことにより復調誤差を測定する誤差測定回路と、この復調信号より復 調誤差を除去する誤差修正回路とを設けることにより IQ不平衡を補償している。
[0004] また、特許文献 2や非特許文献 2では、歪補償装置ではな!/、が、直交変調に伴う I Q不平衡を補償する技術にっ 、て述べられて 、る。
特許文献 2では、同相振幅信号及び直交振幅信号を線形変換手段により線形変 換し、線形変換された信号を入力とする直交変調器の変調波出力をレベル信号生 成手段に入力してレベル信号を抽出し、そのレベル信号に対してパラメータ生成手 段が線形変換のパラメータを導出し、その線形変換パラメータを線形変換に用いるこ とにより IQ不平衡の補償を行っている。
[0005] この特許文献 2の第 1実施例では、既知の試験信号を使ってレベル信号に基づき 線形変換パラメータを求めているが、第 2実施例では、同相及び直交振幅入力の状 態に従ってレベル信号に基づき線形変換パラメータを求めている。すなわち、第 2実 施例では特別な試験信号を使わないが、その代わりに送信信号が特別な値、例えば 、 I成分や Q成分がゼロ、あるいは I成分と Q成分が等しくなる瞬間の値を用いて補償 のための線形変換パラメータを計算して 、る。 [0006] また、非特許文献 1は自局折り返し信号を用い、直交変調回路、直交復調回路の I Q不平衡を調整するアイデアを述べている。しかし、具体的な誤差検出方法や調整 方法は述べていない。
[0007] 特許文献 1 :特開平 6— 268703号公報（段落番号 0014, 0019)
特許文献 2 :特許第 3144649号公報（段落番号 0026— 0028, 0065-0068) 非特許文献 1 :郡、山本、川中、「TDMA— TDDを利用した自動調整回路の検討」、 1993年電子情報通信学会春季大会講演論文集、 1993年 3月 15日、分冊 2、 B - 3 14
[0008] 従来の特許文献 1や特許文献 2の第 1実施例の技術を利用した歪補償装置では、 I Q不平衡を補償するための IQ不平衡補償係数 (特許文献 2の線形変換パラメータ） を決めるために特別な試験信号を送信する必要があった。しかし、歪補償装置の用 途である移動体通信や放送用基地局装置は、終日連続して運用されるために、運用 開始後は特別な試験信号を送信することができない。そのため、基地局設置後の運 用開始前に一度だけ試験信号を使って IQ不平衡補償係数を求めて IQ不平衡を補 償していた。したがって、運用開始後の温度変化や経時変化に対応することができ ず、歪補償性能が劣化するという課題があった。
[0009] また、従来の特許文献 2の第 2実施例の技術を利用した歪補償装置では、 IQ不平 衡補償係数を決めるために送信信号の特別な値を利用する必要があった。しかし、 実際の運用中に指定された特別な値の送信信号が現れる保証がなぐまた、現れる 場合でも指定の値が非常に特殊で出現確率が低いため現れるまでに時間がかかり、 IQ不平衡を補償するための時間が長くなるという課題があった。
[0010] この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、任意の送信信号を 使ってリアルタイムで IQ不平衡補償係数を求めることができ、運用開始後の温度変 化や経時変化があっても歪補償性能が劣化しな 、歪補償装置を得ることを目的とす る。
発明の開示
[0011] この発明に係る歪補償装置は、送信信号に対して歪補償係数記憶部に記憶されて いる上記送信信号の振幅に応じた歪補償係数により後述の電力増幅部で発生する 歪を補償する歪補償部と、歪補償された信号を直交変調する直交変調部と、直交変 調された信号を電力増幅する電力増幅部と、電力増幅された信号を直交復調し帰還 信号を出力する直交復調部と、上記送信信号と上記帰還信号から上記送信信号の 振幅に応じた歪補償係数を演算して上記歪補償係数記憶部に記憶されている歪補 償係数を更新する歪補償係数演算部と、上記送信信号と上記帰還信号の相関値か ら上記直交変調部における IQ不平衡を補償するための IQ不平衡補償係数を演算 する IQ不平衡補償係数演算部と、上記 IQ不平衡補償係数により上記歪補償部から 出力された歪補償された信号に対して IQ不平衡を補償して上記直交復調部に出力 する IQ不平衡補償部とを備えたものである。
[0012] この発明は、任意の送信信号を使用してリアルタイムで IQ不平衡補償係数を求め ることができ、そのため、運用開始後の温度変化や経時変化があっても、運用中の送 信信号を使用して IQ不平衡を補償することができ、歪補償性能が劣化しないという 効果がある。
図面の簡単な説明
[0013] [図 1]この発明の実施の形態 1による歪補償装置の構成を示すブロック図である。
[図 2]この発明の実施の形態 2による歪補償装置の構成を示すブロック図である。
[図 3]この発明の実施の形態 2による歪補償装置における送信信号と帰還信号とのタ イミング調整処理と IQ不平衡の補償処理の流れを示すフローチャートである。
発明を実施するための最良の形態
[0014] 以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形 態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1.
第 1図はこの発明の実施の形態 1による歪補償装置の構成を示すブロック図である 。この歪補償装置は、歪補償制御部 10と、 IQ不平衡補償部 21と、 DZA (デジタル Zアナログ)変換部 22と、直交変調部 23と、局部発振部 24と、電力増幅部 25と、方 向性結合部 26と、直交復調部 27と、局部発振部 28と、 AZD (アナログ Zデジタル） 変換部 29と、相関部 30と、 IQ不平衡補償係数演算部 31とを備えている。
また、歪補償制御部 10は、歪補償部 11と、絶対値演算部 12と、遅延部 13, 14と、 減算部 15と、歪補償係数演算部 16と、歪補償係数記憶部 17とを備えている。
[0015] 次に動作について説明する。
歪補償制御部 10の歪補償部 11は送信信号 x(nT) (ηは標本ィ匕回数、 Τは標本ィ匕 周期）に対して、歪補償係数記憶部 17に記憶されている送信信号 χ(ηΤ)の振幅 I X (ηΤ) Iに応じた歪補償係数を複素乗算することにより、電力増幅部 25で発生する 歪を補償して歪補償された信号を出力する。 IQ不平衡補償部 21は歪補償部 11によ り歪補償された信号に対して IQ不平衡補償係数演算部 31により演算された IQ不平 衡を補償するための IQ不平衡補償係数を複素乗算することにより IQ不平衡を補償し て、すなわち、直交変調部 23における同相（I)チャネル成分と直交 (Q)チャネル成 分の利得誤差及び π Ζ2移相の移相誤差を補償して IQ不平衡が補償された信号 y ( nT)を出力する。 DZA変換部 22は IQ不平衡補償部 21により IQ不平衡が補償され た信号 y(nT)を DZA変換して複素ベースバンド信号を出力する。
[0016] 直交変調部 23は DZA変換部 22により出力された複素ベースバンド信号を局部 発振部 24の発振信号で直交変調する。電力増幅部 25は直交変調部 23により直交 変調された信号を電力増幅する。この電力増幅の際に非線形の歪が発生する。方向 性結合部 26は電力増幅部 25により増幅された信号を図示しないアンテナに出力す ると共に、その一部を取り出して直交復調部 27に出力する。直交復調部 27は方向 性結合部 26からの信号を局部発振部 28の発振信号で直交復調する。 AZD変換部 29は直交復調部 27により直交復調された信号を AZD変換して帰還信号 z (nT)を 出力する。
[0017] 歪補償制御部 10の絶対値演算部 12は送信信号 χ(ηΤ)の振幅 | χ(ηΤ) |を演算 し、遅延部 13は絶対値演算部 12により演算された送信信号 χ(ηΤ)の振幅 I χ(ηΤ) Iに応じた歪補償係数を誤差信号 e (nT)を用いて演算するときに、送信信号 x(nT) の振幅 I χ(ηΤ) Iに応じた歪補償係数記憶部 17のアドレスに書き込むようタイミン グを合わせる。遅延部 14は送信信号 χ(ηΤ)が歪補償部 11、 IQ不平衡補償部 21、 DZA変換部 22、直交変調部 23、電力増幅部 25、方向性結合部 26、直交復調部 2 7、 AZD変換部 29を通って帰還信号 ζ (ηΤ)となるときに生じる遅延量に相当する遅 延量を送信信号 X (nT)に与え、帰還信号 z (nT)と送信信号 x (nT)とのタイミングが 合うようにタイミングを調整する。
[0018] 歪補償制御部 10の減算部 15は、 AZD変換部 29より出力された帰還信号 z (nT) から、遅延部 14によりタイミングが調整された送信信号 χ (ηΤ)を減算して誤差信号 e (nT)を出力する。歪補償係数演算部 16は減算部 15から出力された誤差信号 e (nT )を用いて歪補償係数を演算し、歪補償係数記憶部 17に記憶されている歪補償係 数を更新する。歪補償係数記憶部 17では、歪補償係数演算部 16により演算されて 更新された歪補償係数が送信信号 x (nT)の振幅 I χ (ηΤ) |に応じたアドレスに書 き込まれると共に、送信信号 χ (ηΤ)の振幅 I χ (ηΤ) |に応じた歪補償係数が読み 出される。歪補償部 11は送信信号 χ (ηΤ)に対して、歪補償係数記憶部 17から読み 出された送信信号 χ (ηΤ)の振幅 I χ (ηΤ) |に応じた歪補償係数を複素乗算するこ とにより電力増幅部 25で発生する歪を補償して歪補償された信号を出力する。
[0019] 相関部 30は、送信信号 X (nT)の実部 x (nT)、虚部 x (nT)、帰還信号 z (nT)の
I Q
実部 z (nT)、虚部 z (nT)の相関値を演算し、 IQ不平衡補償係数演算部 31は相関
I Q
部 30により演算された相関値カゝら IQ不平衡を補償するための IQ不平衡補償係数、 すなわち、直交変調部 23における同相（I)チャネル成分と直交 (Q)チャネル成分の 利得誤差及び π Ζ2移相の移相誤差を補償するためのの IQ不平衡補償計数を演 算する。
[0020] 次に IQ不平衡の補償処理についてさらに詳細に説明する。
ここで、電力増幅部 25で発生する歪は十分小さく無視できるとすると、歪補償係数 記憶部 17に記憶されている歪補償係数の初期値は 1となる。さらに、 IQ不平衡を補 償しない場合は IQ不平衡補償係数演算部 31により演算される IQ不平衡補償係数 の初期値も 1となる。このとき、 IQ不平衡補償部 21の出力信号 y (nT)は、次の式（1) 及び式（2)に示すように、送信信号 X (nT)と等 、。
y (nT) =x (nT) (1)
y (nT) =χ (nT) (2)
Q Q
[0021] 直交変調部 23にお 、て、同相（I)チャネル成分と直交（Q)チャネル成分の電圧利 得の比で示す利得誤差をひとし、 π Ζ2移相の移相誤差を εとすると、直交変調部 2 3の出力は次の式（3)に示すようになる。 y (nT) cosn oT— a y (nT) sin (n oT+ ε ) (3)
I Q
ここで、 ωは局部発振部 24の発振信号の角周波数である。上記式（3)に示す直交 変調部 23の出力は、電力増幅部 25により増幅された後、その一部が方向性結合部 26により取り出される。
[0022] 方向性結合部 26で位相回転 δが加わるとすると、直交復調部 27に入力される信 号は次の式 (4)に示すようになる。ここで、 aは電力増幅部 25と方向性結合部 26を合 わせた電圧利得である。
ay (nl cos (ηωΤ+ δ )— a a y T) sin (n oT+ ε + δ ) (4)
I Q
[0023] 直交復調部 27は上記式 (4)に示す信号に、局部発振部 28からの局部発振信号及 び π Ζ2移相した局部発振信号を乗じ、低域通過フィルタで局部発振信号の 2倍成 分を取り除く。直交復調部 27には IQ不平衡がないとすると、その出力を AZD変換 部 29で変換した帰還信号 z (nT)は次の式（5)及び式 (6)に示すようになる。
z (nT) = av、nT) cos δ— a a v (ηΊ sin ε + δ ) (5)
I I Q
z (nT) = ay (nT) sin δ +a a y (nT) sin ( ε + δ ) (6)
Q I Q
したがって、上記式（1)及び式（2)から次の式（7)及び式 (8)が得られる。
z (nT) = ax、nT) cos δ— a a x (nl sin ε + δ ) (7)
I I Q
z (nT) = ax (nT) sin δ + a a x (nT) cos ( ε + δ ) (8)
Q I Q
[0024] 相関部 30は x (nT)、x (nT)の自己相関 A, Β, Cを次の式（9)一式（11)により演
I Q
算し、 X (nT)、 X (ηΤ)、 ζ (ηΤ)、 ζ (nT)の相互相関 D, E, F, Gを次の式（12)—
I Q I Q
式（15)により演算する。
[数 1]
Figure imgf000009_0001
D = 'X|(nT)Zl(nT) ( 12)
Figure imgf000009_0002
IQ不平衡補償係数演算部 31は、上記式（9)一式（15)より次の式（16)—式（19) を演算し、さらに、式（16)—式（19)を解いて、次の式（20)—式（23)により、 IQ不平 衡補償係数ひ， sm ε , a, sin δを演算する。
= aAcos 0 —a a Bsin ( ε + δ) (16)
E = aAsm δ - -haaBcos( ε + δ) (17)
= aBcos δ - —a a Csin ( ε - δ) (18)
G = aBsin δ - ■fa a Ccos ( ε + δ) (19)
[数 2]
(AF- BD)2 +(AG- BE)
a = (20)
(CD - BF)2 + (CE一 BG)2
(AF - BD)(CD - BF) + (AG - BE)(CE - BG) sin ε = - (21 )
AF - BD)Z + (AG - BE) J (CD - BF)Z + (CE一 BG)
(CD - BF)2 + (CE - BG)
(22) AC-B2
CE - BG
sin5 (23)
V(CD-BF)2+(CE-BG) こ、送信信号 x(nT)として OFDMや CDMAのような多重された信号を送信する 場合には、送信信号 x(nT)の実部 X (ηΤ)と虚部 χ (ηΤ)は無相関と考えて良いの で、 一一
Β = 0 (24)
として良ぐ ：のとき上記式（20)—式（23)は次の式（25)—式（28)に示すようになる
[数 3]
Figure imgf000010_0001
DF+EG
sine = - (26) a = (2 7)
A
E
sin δ = - (28)
ΙΌΖ + Ε2
[0027] ここで、 IQ不平衡補償部 21は、上記式（7)及び上記式 (8)を χ (ηΤ) , χ (ηΤ) \Ζ
I Q
つ ヽて解 、て、次の式（29)及び式（30)を得る。
[数 4]
Ζ](η ) cosie + δ) + zQ(nT) sinis + δ)
X|(nT) = (29)
a cose
- Z!(nT)sin0 + z0CnT)cos6
½(ηΤ) = (30)
a cosE 上記式（29)及び式（30)では、帰還信号 z(nT)が与えられたときに、送信信号 χ(ηΤ )がどのような値を示すかと!/、う逆関数を求めて 、ることになる。
[0028] そして、 IQ不平衡補償部 21は、上記式（29)及び式（30)で示す送信信号と、 IQ 不平衡補償係数演算部 31により式 (20)一式 (23)又は式 (25)—式 (28)で演算さ れた IQ不平衡補償係数を複素乗算することにより、送信信号 X (ηΤ), X (ηΤ)を次
I Q
の式 (31)及び式 (32)に示すように y (nT), y (nT)に変換して出力する。 [数 5] x,(nT)cos(e + δ) - Q(nT)sin(e十 δ)
y,(nT)
a cose
AC - B ( 3 1 )
(AG - BE)(CD - BF) - (AF - BD)(CE - BG) x {(AG - BE)x , (nT) - (AF - BD)x0(nT)} , (nT) sin δ十 x Q (nT) cos δ
y0(nT)
act cose
AC - B ( 3 2 )
(AG - BE)(CD - BF) - (AF - BD)(CE - BG) x {- (CE - BG)x,(nT) + (CD - BF)xQ (nT)} 特に送信信号 x(nT)の実部 x , (nT)と虚部 xQ (nT)が無相関のときは下記となる。
Figure imgf000011_0001
[0029] IQ不平衡補償部 21が上記式 (31)及び式 (32)に示す y (nT) , y (nT)を出力す
I Q
ることにより、 AZD変換部 29から出力される帰還信号 z (ηΤ) , ζ (nT)は、上記式（
I Q
5)、式（6)に上記式（31)及び式（32)を代入することにより、次の式（33)及び式（34 )となる。
z (nT) =x (nT) (33)
z (nT) =x (nT) (34)
[0030] 上記式（33)及び式（34)は、 IQ不平衡補償部 21が上記式（31)及び式（32)に示 す y (nT) , y (nT)を出力することにより、直交変調部 23における IQ不平衡を補償
I Q
していることを意味している。このようにして、 IQ不平衡による歪補償性能の劣化を防 ぐことができる。
[0031] 以上のように、この実施の形態 1によれば、任意の送信信号 x (nT)とその帰還信号 z (nT)との相関を求めることにより、任意の送信信号 X (nT)を使用してリアルタイムで IQ不平衡補償係数を求めることができ、そのため、運用開始後の温度変化や経時変 ィ匕があっても、運用中の送信信号 x (nT)を使用して IQ不平衡を補償することができ
、歪補償性能が劣化しな 、と 、う効果が得られる。
[0032] 実施の形態 2.
上記実施の形態 1では、予め帰還信号 z (nT)と送信信号 X (ηΤ)とのタイミングが遅 延部 13, 14により合っているものとしている力 この実施の形態 2は、帰還信号 ζ (ηΤ
)と送信信号 χ (ηΤ)とのタイミングがずれていて、さらに IQ不平衡がある場合に、タイ ミング調整をして力も IQ不平衡の補償を行うものである。
[0033] 第 2図はこの発明の実施の形態 2による歪補償装置の構成を示すブロック図であり
、上記実施の形態 1の第 1図に評価関数演算部 32を追加したもので、その他の構成 要素は第 1図と同じであり同一の符号をつけて説明を省略する。
[0034] 次に動作について説明する。
評価関数演算部 32は、送信信号 χ (ηΤ)の遅延量てを変化させながら、送信信号 X
(nT)と AZD変換部 29から出力される帰還信号 z (nT)の評価関数 S ( て )を演算し、 評価関数 S ( τ )が最大又は最小となる遅延量 τを遅延部 13, 14に設定する。
[0035] ここで、評価関数演算部 32は、評価関数 S ( τ )として、例えば次の式（35)や式（3
6)に示すように、送信信号 χ (ηΤ)の振幅 I χ (ηΤ) |と帰還信号 z (nT)の振幅 | ζ (η
Τ) Iの相互相関や誤差二乗和等を使用する。
[数 6]
N -1
S(T) = J |x(nT)z(nT + τ)| ( 3 5 )
N -1
S(x) = T (|x(nT)|― |z(nT + τ)|) ( 3 6 )
[0036] 電力増幅部 25の歪が十分小さぐかつ、直交変調部 23と直交復調部 27に IQ不平 衡がない場合には、帰還信号 ζ (ηΤ)と送信信号 χ (ηΤ)とのタイミングが合うような遅 延量てでは、評価関数 S ( て )が相互相関の場合は最大となり、評価関数 S ( τ )が誤 差二乗和の場合は最小となる。評価関数演算部 32は、このようにして求めた遅延量 τに対応した遅延量を遅延部 13, 14に設定し、タイミング調整が行われるようにする [0037] IQ不平衡がない場合には以上でタイミング調整が完了する力 IQ不平衡がある場 合には、 IQ不平衡の影響で求めた遅延量が正 、遅延量力もずれてしまう。
第 3図はこの発明の実施の形態 2による歪補償装置における送信信号と帰還信号 とのタイミング調整処理と IQ不平衡の補償処理の流れを示すフローチャートである。 第 3図において、ステップ ST11— ST17は評価関数演算部 32による評価関数 S ( τ )の演算とタイミング調整の処理を示し、ステップ ST18— ST20は実施の形態 1と同 様の IQ不平衡の補償の処理を示して！/、る。
[0038] ステップ STl 1にお 、て、評価関数演算部 32は、送信信号 χ (ηΤ)の遅延量 τを 0 と設定すると共に、評価関数として相互相関を使用する場合には評価関数 SOのレジ スタを 0と設定し、評価関数として誤差二乗和を使用する場合には評価関数 SOのレ ジスタを M (Mは十分大きな値）と設定する。ステップ ST12において、評価関数演算 部 32は、送信信号 x (nT)と AZD変換部 29からの帰還信号 ζ (ηΤ+ τ )から評価関 数 S ( を演算する。
[0039] ステップ ST13において、評価関数演算部 32は、評価関数として相互相関を使用 する場合には、上記ステップ ST12で演算した S ( τ )が上記ステップ ST11で設定し た S0 ( = 0)より大きいかを判定し、評価関数として誤差二乗和を使用する場合には、 上記ステップ ST12で演算した S ( τ )が上記ステップ STl 1で設定した SO ( = M)より 小さいかを判定する。
[0040] 上記ステップ ST13の判定結果が YESの場合には、ステップ ST14において、評価 関数演算部 32は、上記ステップ ST12で演算した S ( τ )を評価関数 SOのレジスタに 設定し、そのときの遅延量 τを遅延量 τ 0のレジスタに設定する。一方、上記ステツ プ ST13の判定結果が NOの場合には、評価関数演算部 32は上記ステップ ST14の 処理をスキップしてステップ ST15の処理に移行する。
[0041] ステップ ST15において、評価関数演算部 32は送信信号 x (nT)の遅延量 τを Δ
てだけ増カロさせる。ステップ ST16において、評価関数演算部 32は、遅延量てが予 め設定されている最大遅延量 τ max未満であるかを判定し、 τが τ max未満である 場合には、上記ステップ ST12— ST15の処理を繰り返す。上記ステップ ST16で τ がて maxを越えている場合には、ステップ ST17において、評価関数演算部 32は、 上記ステップ ST14で遅延量 τ 0のレジスタに設定されている遅延量 τの値を遅延 部 13, 14に設定する。
[0042] ステップ ST18にお 、て、相関部 30は送信信号 X (ηΤ)と帰還信号 ζ (ηΤ+ τ )から 相関 A, B, C, D, E, F, Gを上記式（9)一式（15)により演算する。ステップ ST19に おいて、 IQ不平衡補償係数演算部 31は、ステップ ST18で演算した相関 A, B, C, D, E, F, Gから IQ不平衡補償係数 α , sin ε , a, sin δを、上記式（20)—上記式（ 23)又は上記式（25)—上記式（28)を使用して演算する。ステップ ST20にお 、て、 IQ不平衡補償部 21は、歪補償部 11からの送信信号と上記ステップ ST19で演算し た IQ不平衡補償係数ひ， sin s , a, sin δを複素乗算することにより IQ不平衡を補償 する。
[0043] 以上の処理で IQ不平衡が補償しきれない場合には、さらに、必要に応じ、ステップ ST21にお!/、て、上記ステップ ST11— ST20の処理を予め設定されて!、る所要回数 だけ繰り返す。
[0044] 以上のように、この実施の形態 2によれば、任意の送信信号 X (nT)と帰還信号 ζ (η Τ)の相互相関又は誤差二乗和等の評価関数を最大又は最小にするような遅延量を 求めて送信信号 X (nT)と帰還信号 z (nT)のタイミングを調整した後、任意の送信信 号 X (nT)と帰還信号 z (nT)との相関を求めることにより、送信信号 x (nT)と帰還信号 ζ (ηΤ)とのタイミングがずれていて、さらに IQ不平衡がある場合でも、任意の送信信 号 χ (ηΤ)を使用してリアルタイムで IQ不平衡補償係数を求めることができ、そのため 、運用開始後の温度変化や経時変化があっても、運用中の送信信号 x (nT)を使用 してタイミング調整と IQ不平衡を補償することができ、歪補償性能が劣化しな 、と!、う 効果が得られる。
[0045] 上記実施の形態 1及び上記実施の形態 2において、 IQ不平衡補償部 21を歪補償 部 11と DZA変換部 22との間に備え、 IQ不平衡補償部 21がデジタル処理により IQ 不平衡の補償処理を行っているが、 IQ不平衡補償部 21を DZA変換部 22と直交変 調部 23との間に備え、 IQ不平衡補償係数演算部 31の出力を DZA変換して、 IQ不 平衡補償部 21がアナログ処理により IQ不平衡の補償処理を行うようにしても良い。 産業上の利用可能性 以上のように、この発明に係る歪補償装置は、リアルタイムで IQ不平衡補償係数を 求めることができ、運用開始後の温度変化や経時変化があっても、運用中の送信信 号 x (nT)を使用して IQ不平衡を補償することができ、歪補償性能が劣化しないよう にするものに適している。

Claims

請求の範囲
[1] 送信信号に対して歪補償係数記憶部に記憶されている上記送信信号の振幅に応 じた歪補償係数により後述の電力増幅部で発生する歪を補償する歪補償部と、 歪補償された信号を直交変調する直交変調部と、
直交変調された信号を電力増幅する電力増幅部と、
電力増幅された信号を直交復調し帰還信号を出力する直交復調部と、 上記送信信号と上記帰還信号から上記送信信号の振幅に応じた歪補償係数を演 算して上記歪補償係数記憶部に記憶されて!、る歪補償係数を更新する歪補償係数 演算部と、
上記送信信号と上記帰還信号の相関値から上記直交変調部における IQ不平衡を 補償するための IQ不平衡補償係数を演算する IQ不平衡補償係数演算部と、 上記 IQ不平衡補償係数により上記歪補償部カゝら出力された歪補償された信号〖こ 対して IQ不平衡を補償して上記直交復調部に出力する IQ不平衡補償部とを備えた 歪補償装置。
[2] 上記送信信号と上記帰還信号のタイミングを調整する遅延部と、
上記送信信号と上記帰還信号により上記遅延部における遅延量を求めて上記遅 延部に設定する評価関数演算部とを備え、
上記評価関数演算部による処理後に上記 IQ不平衡補償係数演算部による処理及 び上記 IQ不平衡補償部による処理を行うことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の 歪補償装置。
[3] 上記評価関数演算部による処理、上記 IQ不平衡補償係数演算部による処理及び 上記 IQ不平衡補償部による処理を繰り返して行うことを特徴とする請求の範囲第 2項 記載の歪補償装置。
[4] 上記評価関数演算部は上記送信信号と上記帰還信号の相互相関又は誤差二乗 和を使用して上記遅延部における遅延量を求めることを特徴とする請求の範囲第 2 項記載の歪補償装置。
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