JPH08307465A - 受信装置の補償方法・受信装置及び送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 無線通信システムに用いられる受信装置の通
信の品質の向上を目的とする。 【構成】 直交ミクサ６を用いて検波する受信装置にお
いて、誤差検出用の正弦波に基づき誤差を検出する誤差
検出回路１０３と、検出された誤差データを記憶するメ
モリ１０２と、実際の通信時にメモリ１０２から誤差デ
ータを読み出して誤差を補償する誤差補償回路１０４と
を備える。 【効果】 あらかじめ求められた高精度の誤差データに
基づき補償するので、誤差を完全に除去できて、ＢＥＲ
（Bit Error Rate）が改善される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、無線通信システムに
用いられ、互いに直交するＩ信号及びＱ信号からデータ
を復調する受信装置、送受信装置、及び、この受信装置
の補償方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図４１は、1986年に出版されたPhilips
Journal of Reserch のvol.41,No.3の219 ページから2
31 ページ（文献１）、1993年に出版された電子情報通
信学会論文誌C-1,vol.J76-C-1,No.11 の462 ページから
469 ページ（文献２）、あるいは、1991年に開催された
IEEE主催のVehicle technol. Conf.のProceeding 457ペ
ージから462 ページ（文献３）に記載されたホモダイン
構成の受信装置の構成例である。

【０００３】同図において、１は図示しないアンテナか
ら周波数frf の受信波を受けて、これを増幅する低雑音
増幅器（ＬＮＡ）、２は低雑音増幅器１の出力から所定
の帯域の信号を取り出す帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
６は帯域通過フィルタ２の出力信号と周波数fpの局部発
振信号とを混合して、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号
を出力する直交ミクサである。Ｉ信号とＱ信号とは互い
に直交する。

【０００４】直交ミクサ６は、帯域通過フィルタ２の出
力を２つに分配する０度分配器４、外部から供給される
局部発振信号の位相を９０度遅延させる９０度移相器
５、０度分配器４の出力信号と９０度移相器５の出力信
号とを混合してＩ信号を出力するミクサ（ＭＩＸ）３
ａ、０度分配器４の出力信号と外部から供給される局部
発振信号とを混合してＱ信号を出力するミクサ（ＭＩ
Ｘ）３ｂから構成されている。

【０００５】８は局部発振信号を発生して直交ミクサ６
に供給する局部発振器（ＬＯ）である。局部発振器８の
発振周波数は、図示しない制御回路から供給されるチャ
ネル設定データに基づき変化する。９ａ、９ｂはＩ信
号、Ｑ信号から低周波信号をそれぞれ取り出す低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）、１０ａ，１０ｂは低域通過フィル
タ９ａ、９ｂの出力をそれぞれ増幅するベースバンド増
幅器（ＡＭＰ）、１１ａ、１１ｂはベースバンド増幅器
１０ａ、１０ｂの出力をそれぞれアナログからデジタル
に変換するＡ−Ｄ変換器、１２はＡ−Ｄ変換器１１ａ、
１１ｂが出力するＩ信号のデータ及びＱ信号のデータに
基づき復調処理を行う復調演算回路である。

【０００６】次に動作について説明する。図４１に示す
従来の構成によるホモダイン受信装置は、 直交ミクサ６
により受信波frf をＩ信号とＱ信号とに複素包絡線検波
する。直交ミクサ６は、ミクサ３ａ，３ｂにより、互い
に９０度の位相差をもたせて分配した２つの局部発振波
fpと、同じ位相で分配した受信波frf とをそれぞれアナ
ログ乗算し、周波数混合する。

【０００７】ここで、局部発振周波数fpと受信波周波数
frf とがほぼ同じであれば、低域通過フィルタ９ａ，９
ｂにより直交ミクサ６のＩ出力およびＱ出力をそれぞれ
ろ波し、ベースバンド周波数近傍となるfpとfrf との差
の周波数成分を取り出すことにより、受信波（ＲＦ）の
変調信号成分が得られる。これらＩ出力およびＱ出力は
ベースバンド増幅器１０ａ，１０ｂにより増幅してレベ
ルを高めた上で、Ａ−Ｄ変換器１１ａ，１１ｂによりそ
れぞれ量子化される。復調演算回路１２は、これらＩ信
号のデータ及びＱ信号のデータに基づき、受信波に変調
されたデータを再生する。

【０００８】このようにホモダイン構成の受信装置は、
Ｉ受信回路およびＱ受信回路とから構成される。

【０００９】このようなホモダイン構成の受信装置は、
ヘテロダイン構成の受信装置と比較して次のような特徴
がある。 (1) 中間周波回路が不要であるため、小形で低コストで
ある。 (2) ミクサの影像周波数が存在しないため、帯域通過フ
ィルタ２が小形になる。

【００１０】これらの理由により、ホモダイン構成の受
信装置は、ＡＭラジオ、ＦＭラジオ及びポケットベル
（主にＦＳＫ変調のもの）などに用いられている。な
お、先に引用した文献１はＡＭラジオ・ＦＭラジオに適
用された場合を示し、文献２はポケットベルに適用され
た場合を示し、文献３はディジタル移動体通信に適用さ
れた場合を示している。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】このような従来のホモ
ダイン構成の受信装置には、構成が簡易な反面、いろい
ろな問題点があり、そのため応用はごく限られている。
以下、問題点について、図４２及び図４３を用いて説明
する。なお、図４３において、実線が理想的な特性を示
し、点線が劣化した特性を示す。

【００１２】(a) ミクサ３ａ，３ｂあるいはベースバン
ド増幅器１０ａ，１０ｂにおいてＤＣオフセットΔｉ，
Δｑが発生する（図４２）。これらＤＣオフセットΔ
ｉ、ΔｑによりＩＱの空間ダイヤグラムの中心がずれる
（図４３（ａ）は、中心が第４象限の方向にオフセット
した場合を示す）。 (b) ミクサ３ａ，３ｂあるいはベースバンド増幅器１０
ａ，１０ｂにおいて利得の不均衡が生じ、Ｉチャネルの
利得ＧｉとＱチャネルの利得Ｇｑとが完全にバランスし
ない（図４２）。この不平衡によりＩＱの空間ダイヤグ
ラムがＩ軸あるいはＱ軸の方向に縮小拡大する（図４３
（ｂ）はＱチャネルの利得が低い場合の空間ダイヤグラ
ムを示す）。 (c) ０度分配器４あるいは９０度移相器５において位相
誤差Δφが発生する（図４２）。この位相誤差Δφによ
り空間ダイヤグラムが楕円になる（図４３（ｃ）は、第
２象限・第４象限を通る軸が楕円の長軸となり、第１象
限・第３象限を通る軸が楕円の短軸となった場合を示
す）。

【００１３】これら(a) 〜(c) のベクトル誤差により、
ホモダイン受信装置の出力の空間ダイヤグラムは、理想
的な特性である真円から、中心がオフセットした楕円に
変形する（図４３（ｄ）は、図４３（ａ）〜（ｃ）の変
形が合成されたものを示す）。

【００１４】この場合において、直交ミクサ３ａ，３ｂ
に、次式で示される、搬送波角周波数がωc 、Ｉ軸の座
標、Ｑ軸の座標がそれぞれｄ1(t)、ｄ2(t)である入力波
Vin(t)が加えられたとする。 Vin(t) ＝ ｄ1(t)・ cos（ωc ｔ）−ｄ2(t)・ sin（ωc ｔ） (1)

【００１５】このとき、Δi 、ΔｑをそれぞれＩ軸、Ｑ
軸に対するＤＣオフセット誤差、ΔＧを利得誤差、Δφ
を位相誤差とすると、低域通過フィルタ９ａ，９ｂによ
りろ波された後のＩ出力、Ｑ出力の電圧Vi(t) 、電圧Vq
(t) は次式で与えられる。但し、搬送波と局部発振波と
の周波数差や位相差は考慮していない。 Vi(t) ＝ ｄ1(t)+ Δi Vq(t) ＝ ΔＧ・｛ーｄ1(t)・sin （Δφ）＋ｄ2(t)・cos （Δφ）｝ ＋Δｑ (2)

【００１６】これらの誤差により、伝送符号の座標によ
っては復調後の振幅が小さくなることがある。すると伝
送品質が劣化する。たとえば、ディジタル伝送の場合、
図４４に示すように劣化する。同図において、縦軸は符
号誤り率(bit error rate ，以下、ＢＥＲ) 、横軸は
（１ビット当りの信号電力／１Ｈｚ当りの雑音電力）を
示す。また、実線は誤差のない完全な直交ミクサのＢＥ
Ｒ特性を示し、点線は誤差を有する不完全な直交ミクサ
のＢＥＲ特性を示す。

【００１７】同図によれば、ＢＥＲがｙとなる電力比
は、完全な直交ミクサではｘ₁ 、不完全な直交ミクサで
はｘ₂ である（ｘ₁ ＜ｘ₂ ）。つまり、同じ電力比の場
合、不完全な直交ミクサのＢＥＲは、完全な直交ミクサ
のＢＥＲよりも大きくなる。したがって、直交ミクサが
不完全な場合、電力レベルが比較的小さいとエラーが頻
繁に発生し、実用上問題になる。このことは、たとえば
陸上移動体通信においては、受信装置のサービスエリア
が狭くなることを意味する。

【００１８】なお、このような問題は、図４５に示す、
中間周波数の直交ミクサ６を用いたヘテロダイン構成の
受信装置においても原理的に存在する。同図において、
５８は受信波を中間周波信号に変換するダウンコンバー
タである。ダウンコンバータ５８は、受信信号と局部発
振信号とを混合するミクサ１３、中間周波信号に変換す
るための局部発振信号を発生する局部発振器１６、ミク
サ１３の出力を増幅する増幅器（ＡＭＰ）１４、増幅器
１４の出力信号から所定の帯域の信号を取り出す帯域通
過フィルタ（ＢＰＦ）１５から構成される。ダウンコン
バータ５８が出力する中間周波信号は、直交ミクサ６に
入力される。

【００１９】しかし、上述の問題は、以下の理由によ
り、ヘテロダイン構成よりもホモダイン構成の方が、よ
り深刻である。 (d) ホモダイン構成において、直交ミクサは高周波で動
作する。高周波で動作する０度分配器４や９０度移相器
５は、分配振幅や位相の点で所定の精度を得にくい。そ
のため利得誤差や位相誤差が大きくなる。また、ＤＣオ
フセットは、1978年発行のWJ社Tech-note vol.5 、NO1
、”Mixers as phase detector”（文献４）に記
載されているように、ミクサ３を構成する平衡ミクサの
各半導体素子の不平衡に起因し、この不平衡は高周波に
おいてより大きくなるため、ＤＣオフセットは大きくな
る。

【００２０】(e) 図４５のヘテロダイン構成において、
ミクサでの歪みを抑制する観点からＲＦ段は低利得であ
る。したがって、増幅器１４を高利得として、直交ミク
サ６から出力される変調信号が、ＤＣオフセットと比較
して十分高レベルとなるようにレベル設定が行われる。
一方、ホモダイン構成において、同様にＲＦ段が低利得
であるが、中間周波帯における増幅器１４に相当するも
のがなく、直交ミクサ６から出力される変調信号のレベ
ルは、ヘテロダイン構成の場合と比較して低い。したが
って、相対的にＤＣオフセットの振幅が大きくなる。

【００２１】以上のように、ホモダイン構成においてＤ
Ｃオフセットの問題は特に深刻である。そこで、従来、
文献２などでは、図４６に示すように、直交ミクサ６の
ＩＱ出力（ＬＰＦ９ａ，９ｂの出力）にそれぞれ高域通
過フィルタ（ＨＰＦ）６０ａ，６０ａを設けることによ
り、直交ミクサ６のＤＣオフセットを抑制している。あ
るいは、図４７に示すように、さらに、ベースバンド増
幅器１０ａ，１０ｂの出力にそれぞれ高域通過フィルタ
６０ｃ，６０ｄを設けることにより、ベースバンド増幅
器１０ａ，１０ｂのＤＣオフセットも抑制している。

【００２２】しかし、これらの高域通過フィルタ６０を
用いた場合、過渡応答により伝送符号が歪むという問題
が生じる。図４８（ｂ）は、図４８（ａ）のインパルス
信号が入力されたときの高域通過フィルタ６０の過渡応
答特性を示す。図４８（ｂ）に示すように、高域通過フ
ィルタ６０を通過しないインパルスの低周波成分が漏れ
るので、時定数によっては伝送符号の隣接符号に対する
干渉が生じる。

【００２３】また、図４９（ｂ）は、高域通過フィルタ
６０に、図４９（ａ）のＤＣオフセットをもつ符号信号
を通過させたときの応答特性を示す。図４９（ｂ）から
わかるように、ＤＣオフセットは抑制できるが、符号の
直流成分もあわせて抑制されるため伝送符号が歪む。こ
の問題を避けるため、高域通過フィルタ６０の遮断周波
数を伝送符号の伝送速度と比較して十分低い周波数に設
定する必要がある。

【００２４】しかし、伝送方式によっては、キャリア再
生などの目的のために符号の先頭に無変調のキャリア
（ＣＷ）を長時間送受信することがある（図５０
（ａ））。例えば、ＱＰＳＫにおいて連続する同一符号
を送る場合である。このとき、高域通過フィルタ６０入
力は長時間一定電圧となるため、図５０（ｂ）の点線の
波形のように、高域通過フィルタ６０において信号が著
しく減衰し、ＣＷ部分がとぎれてしまうことがある。

【００２５】一方、高域通過フィルタ６０の遮断周波数
を低く設定すると、別の問題が生じる。直交ミクサ６の
出力に生じるＤＣオフセットは、局部発振器８のレベル
や周波数により変動する（図５１（ａ））。そのため、
局部発振周波数fpが変化すると符号に重畳されるＤＣオ
フセット量の変動するから、高域通過フィルタ６０の出
力符号は、図５１（ｂ）に示すように乱れ、その結果Ｂ
ＥＲが劣化する。以上のように、高域通過フィルタ６０
の遮断周波数を低く設定すると、長時間にわたり、この
ＤＣオフセットの変動を除去できないという問題が生じ
る。

【００２６】以上の問題の解決策として、例えば、電子
情報通信学会論文誌Ｂ−ＩＩ，ｖｏｌ，Ｊ７５−Ｂ−Ｉ
Ｉ，Ｎｏ．１，ｐｐ１−９（１９９２．１）（文献５）
や米国特許USP5249203号（文献６）に示された、受信信
号の直交座標ＩＱの誤差を、受信動作中に誤差検出手段
１０３により検出し、その後に誤差補償手段１０４によ
りＩＱ受信信号の座標を補正する方法もある（図５
２）。

【００２７】しかしながら、この方法には次のような問
題がある。 (1) 誤差検出処理及び補償処理を受信処理と同時に行う
オンライン処理であるので、復調演算量の増大及び消費
電力の増加を招く。 (2) サービスエリアを広げるためには、特にＣＮが低い
回線状況において最も誤差補償を必要とするが、この状
況下では誤差を検出するために用いられる受信信号に多
くの雑音が含まれており、その結果、誤差の検出精度は
概して低い。したがって、所期の効果が得られない。

【００２８】なお、図４１に示すホモダイン構成の受信
装置、及び図４５に示すヘテロダイン構成の受信装置に
ついて問題点を説明してきたが、図５３に示すホモダイ
ン構成の送信装置、及び、図５４に示すヘテロダイン構
成の送信装置についても、直交ミクサを用いる限り、程
度の差はあるが同様の問題が生じる（送信用直交ミクサ
３８において、ＤＣオフセットは搬送波成分の漏洩に対
応するが、ＢＥＲの劣化をきたすという点で同様）。

【００２９】この発明は、以上のような問題を解決する
ためになされたもので、受信信号の直交座標ＩＱに関す
る誤差の影響を低減し、ＢＥＲを小さくできる受信装
置、送受信装置、及び、この受信装置の補償方法を提供
することを目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る受信装置
の補償方法は、受信信号を検波して互いに直交するＩ信
号及びＱ信号を出力する検波器を備えた受信装置に対
し、上記受信信号として試験信号を入力し、上記試験信
号のＩ信号及びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、
これら誤差のデータをメモリに保存する校正ステップ
と、通信信号を受信したときに上記メモリから誤差デー
タを読み出すとともに、上記誤差データに基づき上記通
信信号のＩ信号及びＱ信号を補償する補償ステップとを
備えるものである。

【００３１】請求項２に係る受信装置の補償方法は、上
記校正ステップを、上記受信信号として試験信号を入力
し、上記試験信号のＩ信号及びＱ信号に生じる誤差を求
めるとともに、これら誤差のデータをメモリに保存する
第１の校正ステップと、上記メモリから誤差データを読
み出すとともに、上記誤差データに基づき上記試験信号
のＩ信号及びＱ信号を補償する第２の校正ステップと、
上記第２の校正ステップにより補償された上記Ｉ信号及
びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差の
データを上記メモリに保存することにより上記誤差デー
タを更新する第３の校正ステップとから構成したもので
ある。

【００３２】請求項３に係る受信装置の補償方法は、上
記校正ステップで入力する上記試験信号を、外部からの
通信信号に含まれるパイロット信号としたものである。

【００３３】請求項４に係る受信装置の補償方法は、上
記校正ステップで入力する上記試験信号を、外部から、
データに先立ち送信される無変調信号としたものであ
る。

【００３４】請求項５に係る受信装置の補償方法は、上
記校正ステップで、上記試験信号を正弦波とし、上記Ｉ
信号及び上記Ｑ信号の低周波成分を抽出することにより
Ｉ信号のＤＣオフセット誤差Δｉ及びＱ信号のＤＣオフ
セット誤差Δｑを求め、上記補償ステップで、上記通信
信号のＩ信号及びＱ信号から上記Ｉ信号のＤＣオフセッ
ト誤差Δｉ及び上記Ｑ信号のＤＣオフセット誤差Δｑを
それぞれ減算してオフセットを補償するものである。

【００３５】請求項６に係る受信装置の補償方法は、上
記校正ステップで、上記試験信号を正弦波とし、この正
弦波入力に対する上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号のうちの一
方の振幅をＶ1 （ｔ）、他方の振幅をＶ2 （ｔ）とした
とき、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号をそれぞれ自乗した後
に低周波成分を抽出することにより、振幅の自乗値（Ｖ
1 （ｔ））² ，（Ｖ2 （ｔ））² を求め、さらに、次式
(a) により利得誤差ΔＧを求め、 ΔＧ＝｛（Ｖ2 （ｔ））² ／（Ｖ1 （ｔ））² ｝^0.5 (a) 上記補償ステップで、上記振幅Ｖ1 （ｔ）に対応する信
号に対し上記利得誤差ΔＧを乗算することにより、ある
いは、上記振幅Ｖ2 （ｔ）に対応する信号を上記利得誤
差ΔＧで除算することにより利得を補償するものであ
る。

【００３６】請求項７に係る受信装置の補償方法上記校
正ステップで、上記Ｉ信号と上記Ｑ信号とを乗算した後
に低周波成分を抽出し、この抽出された値を（Ｖ3
（ｔ））² としたとき、次式(b) により位相誤差Δφを
求め、 Δφ＝sin^-1 ｛（Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・（Ｖ1 （ｔ））² ）｝ (b) 上記補償ステップで、次式(c) により位相を補償するも
のである。 ｛Ｖ2 （ｔ）＋Ｖ1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δφ） (c)

【００３７】請求項８に係る受信装置は、受信した通信
信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力
する検波器と、上記検波器において生じる誤差データが
あらかじめ保存されたメモリと、上記メモリから誤差デ
ータを読み出すとともに、上記誤差データに基づき上記
Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償する補償手段と、上記補償
手段が出力する補償後のＩ信号及びＱ信号に基づきデー
タを復調する復調回路とを備えたものである。

【００３８】請求項９に係る受信装置は、装置内部の温
度を測定する温度センサを備えるとともに、上記メモリ
に、複数の温度それぞれに対応する複数の誤差データが
保存され、上記補償手段が、上記温度センサが出力する
温度に対応する誤差データを読み出して上記Ｉ信号及び
上記Ｑ信号を補償するものである。

【００３９】請求項１０に係る受信装置は、上記検波器
の局部発振波の周波数を検出する局部発振周波数検出器
を備えるとともに、上記メモリに、複数の周波数それぞ
れに対応する複数の誤差データが保存され、上記補償手
段が、上記局部発振周波数検出器が出力する周波数に対
応する誤差データを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信
号を補償するものである。

【００４０】請求項１１に係る受信装置は、上記メモリ
に、上記Ｉ信号のＤＣオフセット誤差Δｉ及び上記Ｑ信
号のＤＣオフセット誤差Δｑが保存され、上記補償手段
に、上記Ｉ信号から上記ＤＣオフセット誤差Δｉを減算
するｉチャネル減算器と、上記Ｑ信号から上記ＤＣオフ
セット誤差Δｑを減算するｑチャネル減算器とを備えた
ものである。

【００４１】請求項１２に係る受信装置は、上記メモリ
に、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号との間の利得誤差ΔＧが
保存され、上記補償手段に、上記Ｉ信号または上記Ｑ信
号いずれか一方に、上記利得誤差ΔＧに対応する係数を
乗算する乗算器を備えたものである。

【００４２】請求項１３に係る受信装置は、上記メモリ
に、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号との間の位相誤差Δφが
保存され、上記補償手段に、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号
のうちの一方の振幅をＶ1 （ｔ）、他方の振幅をＶ2
（ｔ）としたとき、上記位相誤差Δφに基づき、式｛Ｖ
2 （ｔ）＋Ｖ1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δφ）
を演算する演算器を備えたものである。

【００４３】請求項１４に係る受信装置は、上記通信信
号に代えて、上記検波器に試験波が入力されたときに、
上記検波器からのＩ信号及びＱ信号に基づき上記誤差デ
ータを求めて上記メモリに保存する誤差検出回路を備え
たものである。

【００４４】請求項１５に係る受信装置は、上記誤差検
出回路が誤差データを求めるときに、正弦波を発生して
上記検波器に供給する試験信号発生器を備えたものであ
る。

【００４５】請求項１６に係る受信装置は、上記誤差検
出回路に、上記Ｉ信号の低周波成分を抽出してＤＣオフ
セット誤差Δｉを出力するｉチャネル低域通過フィルタ
と、上記Ｑ信号の低周波成分を抽出してＤＣオフセット
誤差Δｑを出力するｑチャネル低域通過フィルタとを備
えたものである。

【００４６】請求項１７に係る受信装置は、上記誤差検
出回路に、上記Ｉ信号を自乗するｉチャネル自乗演算回
路と、上記Ｑ信号を自乗するｑチャネル自乗演算回路
と、上記ｉチャネル自乗演算回路の出力信号の低周波成
分を抽出するｉチャネル低域通過フィルタと、上記ｑチ
ャネル自乗演算回路の出力信号の低周波成分を抽出する
ｑチャネル低域通過フィルタと、上記ｉチャネル低域通
過フィルタの出力及び上記ｑチャネル低域通過フィルタ
の出力に基づき、利得誤差ΔＧを演算する利得誤差演算
回路とを備えたものである。

【００４７】請求項１８に係る受信装置は、上記誤差検
出回路に、上記Ｉ信号と上記Ｑ信号とを乗算する乗算回
路と、上記乗算回路の出力信号の低周波成分を抽出する
低域通過フィルタと、上記低域通過フィルタの出力及び
上記利得誤差演算回路の出力に基づき、位相誤差Δφを
演算する位相誤差演算回路とを備えたものである。

【００４８】請求項１９に係る受信装置は、通信のレー
トの変更に対応して上記低域通過フィルタの周波数特性
を変更する低域通過フィルタ制御手段を備えたものであ
る。

【００４９】請求項２０に係る受信装置は、受信した通
信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出
力する検波器と、上記Ｉ信号の高周波成分を抽出するｉ
チャネル高域通過フィルタと、上記Ｑ信号の高周波成分
を抽出するｑチャネル高域通過フィルタと、上記ｉチャ
ネル高域通過フィルタの出力信号及び上記ｑチャネル高
域通過フィルタの出力信号に基づきデータを復調する復
調回路と、上記Ｉ信号あるいは上記Ｑ信号に含まれるＤ
Ｃオフセットが変動したときに、遮断周波数が高くなる
ように上記ｉチャネル高域通過フィルタ及び上記ｑチャ
ネル高域通過フィルタを制御する高域通過フィルタ制御
手段とを備えたものである。

【００５０】請求項２１に係る受信装置は、上記ｉチャ
ネル高域通過フィルタ及び上記ｑチャネル高域通過フィ
ルタを、供給されるクロックの周波数に応じて遮断周波
数が変化するスイッチトキャパシタフィルタにより構成
するとともに、上記高域通過フィルタ制御手段に、基準
信号を発生する基準信号発生器と、上記基準信号を分周
して上記クロックを発生し、上記ｉチャネル高域通過フ
ィルタ及び上記ｑチャネル高域通過フィルタにそれぞれ
供給するカウンタと、上記ＤＣオフセットが変動したと
きに、上記カウンタの分周数を下げる分周数制御部とを
備えたものである。

【００５１】請求項２２に係る受信装置は、局部発振波
を発生する局部発振器と、上記局部発振波に基づき受信
した通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信
号を出力する検波器と、上記Ｉ信号の高周波成分を抽出
するｉチャネル高域通過フィルタと、上記Ｑ信号の高周
波成分を抽出するｑチャネル高域通過フィルタと、上記
ｉチャネル高域通過フィルタの出力信号及び上記ｑチャ
ネル高域通過フィルタの出力信号に基づきデータを復調
する復調回路と、無変調信号を受信したときに、上記局
部発振波の周波数と上記無変調信号の周波数との差が上
記ｉチャネル高域通過フィルタの遮断周波数及び上記ｑ
チャネル高域通過フィルタの遮断周波数いずれよりも大
きくなるように、上記局部発振器を制御する制御回路と
を備えたものである。

【００５２】請求項２３に係る受信装置は、局部発振波
を発生する局部発振器と、上記局部発振波に基づき受信
した通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信
号を出力する検波器と、上記Ｉ信号の高周波成分を抽出
するｉチャネル高域通過フィルタと、上記Ｑ信号の高周
波成分を抽出するｑチャネル高域通過フィルタと、上記
ｉチャネル高域通過フィルタの出力を入力とし、このフ
ィルタの通過特性と逆特性を有するｉチャネル補正用フ
ィルタと、上記ｑチャネル高域通過フィルタの出力を入
力とし、このフィルタの通過特性と逆特性を有するｑチ
ャネル補正用フィルタと、上記ｉチャネル補正用フィル
タの出力信号及び上記ｑチャネル補正用フィルタの出力
信号に基づきデータを復調する復調回路とを備えたもの
である。

【００５３】請求項２４に係る受信装置は、局部発振波
を発生する局部発振器と、上記局部発振波に基づき受信
した通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信
号を出力する検波器と、上記Ｉ信号を遅延するｉチャネ
ル遅延手段と、上記Ｉ信号の低周波成分を抽出するｉチ
ャネル低域通過フィルタと、上記ｉチャネル遅延手段の
出力と上記ｉチャネル低域通過フィルタの出力との差を
求めるｉチャネル減算器と、上記Ｑ信号を遅延するｑチ
ャネル遅延手段と、上記Ｑ信号の低周波成分を抽出する
ｑチャネル低域通過フィルタと、上記ｑチャネル遅延手
段の出力と上記ｑチャネル低域通過フィルタの出力との
差を求めるｑチャネル減算器と、上記ｉチャネル減算器
の出力信号及び上記ｑチャネル減算器の出力信号に基づ
きデータを復調する復調回路とを備えたものである。

【００５４】請求項２５に係る送受信装置は、送信及び
受信用のアンテナと、上記アンテナからの受信信号を検
波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する検波
器、上記検波器において生じる受信誤差データをあらか
じめ保存した受信誤差メモリ、上記受信誤差メモリから
受信誤差データを読み出すとともに、上記受信誤差デー
タに基づき上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償する補償手
段、及び、上記補償手段が出力する補償後のＩ信号及び
Ｑ信号に基づきデータを復調する復調回路を備えた受信
部と、送信誤差データを保存する送信誤差メモリ、送信
データを変調して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出
力する変調信号生成回路、上記送信誤差メモリから送信
誤差データを読み出して、この送信誤差データに基づき
上記変調信号生成回路が出力するＩ信号及びＱ信号を補
償する誤差補償回路、上記誤差補償回路が出力する補償
後のＩ信号及びＱ信号に基づき送信信号を生成する変調
器、及び、上記変調器の出力を増幅して上記アンテナに
供給する増幅器を備えた送信部と、上記受信部の上記復
調回路が出力するデータの座標と送信されたデータの座
標とを比較することにより送信誤差データを求め、上記
送信部の上記送信誤差メモリに保存する送信誤差演算回
路とを備え、上記送信誤差データを求めるときに、上記
送信部の上記増幅器からの送信波を上記受信部の上記検
波器に供給するものである。

【００５５】請求項２６に係る送受信装置は、上記送信
部の上記増幅器から上記受信部の上記検波器に供給され
る送信信号の周波数を、上記受信部の周波数に変換する
周波数変換器を備えたものである。

【００５６】請求項２７に係る送受信装置は、装置内部
の温度を測定する温度センサを備えるとともに、上記送
信誤差メモリに、複数の温度それぞれに対応する複数の
送信誤差データが保存され、上記送信部の上記誤差補償
回路が、上記温度センサが出力する温度に対応する送信
誤差データを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補
償するものである。

【００５７】請求項２８に係る送受信装置は、上記送信
部の上記変調器の局部発振波の周波数を検出する局部発
振周波数検出器を備えるとともに、上記送信誤差メモリ
に、複数の局部発振周波数それぞれに対応する複数の送
信誤差データが保存され、上記誤差補償回路が、上記局
部発振周波数検出器が出力する周波数に対応する送信誤
差データを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償
するものである。

【００５８】

【作用】請求項１の発明においては、校正ステップが、
受信信号に代えて入力された試験信号に基づき、Ｉ信号
及びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差
のデータをメモリに保存し、補償ステップが、実際の通
信信号を受信したときに上記メモリから誤差データを読
み出すとともに、上記誤差データに基づき上記通信信号
のＩ信号及びＱ信号を補償する。

【００５９】請求項２の発明においては、上記校正ステ
ップの、第１の校正ステップが、上記試験信号のＩ信号
及びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差
のデータをメモリに保存し、第２の校正ステップが、上
記メモリから誤差データを読み出すとともに、上記誤差
データに基づき上記試験信号のＩ信号及びＱ信号を補償
し、第３の校正ステップが、上記第２の校正ステップに
より補償された上記Ｉ信号及びＱ信号に生じる誤差を求
めるとともに、これら誤差のデータを上記メモリに保存
することにより上記誤差データを更新する。

【００６０】請求項３の発明においては、外部からの通
信信号に含まれるパイロット信号が、上記校正ステップ
の上記試験信号として入力される。

【００６１】請求項４の発明においては、外部から、デ
ータに先立ち送信される無変調信号が、上記校正ステッ
プの上記試験信号として入力される。

【００６２】請求項５の発明においては、上記校正ステ
ップで、上記試験信号を正弦波とし、上記Ｉ信号及び上
記Ｑ信号の低周波成分を抽出することによりＩ信号のＤ
Ｃオフセット誤差Δｉ及びＱ信号のＤＣオフセット誤差
Δｑを求め、上記補償ステップで、上記通信信号のＩ信
号及びＱ信号から上記Ｉ信号のＤＣオフセット誤差Δｉ
及び上記Ｑ信号のＤＣオフセット誤差Δｑをそれぞれ減
算してオフセットを補償する。

【００６３】請求項６の発明においては、上記校正ステ
ップで、上記試験信号を正弦波とし、この正弦波入力に
対する上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号のうちの一方の振幅を
Ｖ1（ｔ）、他方の振幅をＶ2 （ｔ）としたとき、上記
Ｉ信号及び上記Ｑ信号をそれぞれ自乗した後に低周波成
分を抽出することにより、振幅の自乗値（Ｖ1 （ｔ））
² ，（Ｖ2 （ｔ））² を求め、さらに、次式(a) により
利得誤差ΔＧを求め、 ΔＧ＝｛（Ｖ2 （ｔ））² ／
（Ｖ1 （ｔ））² ｝^0.5 (a)上記補償
ステップで、上記振幅Ｖ1 （ｔ）に対応する信号に対し
上記利得誤差ΔＧを乗算することにより、あるいは、上
記振幅Ｖ2 （ｔ）に対応する信号を上記利得誤差ΔＧで
除算することにより利得を補償する。

【００６４】請求項７の発明においては、上記校正ステ
ップで、上記Ｉ信号と上記Ｑ信号とを乗算した後に低周
波成分を抽出し、この抽出された値を（Ｖ3 （ｔ））²
としたとき、次式(b) により位相誤差Δφを求め、 Δφ＝sin^-1 ｛（Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・（Ｖ1 （ｔ））² ）｝ (b) 上記補償ステップで、次式(c) により位相を補償する。 ｛Ｖ2 （ｔ）＋Ｖ1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δφ） (c)

【００６５】請求項８の発明においては、検波器が通信
信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力
し、メモリが上記検波器において生じる誤差データをあ
らかじめ保存し、補償手段が上記メモリから誤差データ
を読み出すとともに、上記誤差データに基づき上記Ｉ信
号及び上記Ｑ信号を補償し、復調回路が上記補償手段が
出力する補償後のＩ信号及びＱ信号に基づきデータを復
調する。

【００６６】請求項９の発明においては、温度センサが
装置内部の温度を測定し、上記メモリが、複数の温度そ
れぞれに対応する複数の誤差データを保存し、上記補償
手段が、上記温度センサが出力する温度に対応する誤差
データを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償す
る。

【００６７】請求項１０の発明においては、局部発振周
波数検出器が上記検波器の局部発振波の周波数を検出
し、上記メモリが、複数の周波数それぞれに対応する複
数の誤差データを保存し、上記補償手段が、上記局部発
振周波数検出器が出力する周波数に対応する誤差データ
を読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償する。

【００６８】請求項１１の発明においては、上記メモリ
が、上記Ｉ信号のＤＣオフセット誤差Δｉ及び上記Ｑ信
号のＤＣオフセット誤差Δｑを保存し、上記補償手段
の、ｉチャネル減算器が上記Ｉ信号から上記ＤＣオフセ
ット誤差Δｉを減算し、ｑチャネル減算器が上記Ｑ信号
から上記ＤＣオフセット誤差Δｑを減算する。

【００６９】請求項１２の発明においては、上記メモリ
が、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号との間の利得誤差ΔＧを
保存し、上記補償手段の乗算器が、上記Ｉ信号または上
記Ｑ信号いずれか一方に、上記利得誤差ΔＧに対応する
係数を乗算する。

【００７０】請求項１３の発明においては、上記メモリ
が、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号との間の位相誤差Δφを
保存し、上記補償手段の演算器が、上記Ｉ信号及び上記
Ｑ信号のうちの一方の振幅をＶ1 （ｔ）、他方の振幅を
Ｖ2 （ｔ）としたとき、上記位相誤差Δφに基づき、式
｛Ｖ2 （ｔ）＋Ｖ1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δ
φ）を演算する。

【００７１】請求項１４の発明においては、誤差検出回
路が、上記通信信号に代えて、上記検波器に試験波が入
力されたときに、上記検波器からのＩ信号及びＱ信号に
基づき上記誤差データを求めて上記メモリに保存する。

【００７２】請求項１５の発明においては、試験信号発
生器が、上記誤差検出回路が誤差データを求めるとき
に、正弦波を発生して上記検波器に供給する。

【００７３】請求項１６の発明においては、ｉチャネル
低域通過フィルタが上記Ｉ信号の低周波成分を抽出して
ＤＣオフセット誤差Δｉを出力し、ｑチャネル低域通過
フィルタが上記Ｑ信号の低周波成分を抽出してＤＣオフ
セット誤差Δｑを出力する。

【００７４】請求項１７の発明においては、ｉチャネル
自乗演算回路が上記Ｉ信号を自乗し、ｑチャネル自乗演
算回路が上記Ｑ信号を自乗し、ｉチャネル低域通過フィ
ルタが上記ｉチャネル自乗演算回路の出力信号の低周波
成分を抽出し、ｑチャネル低域通過フィルタが上記ｑチ
ャネル自乗演算回路の出力信号の低周波成分を抽出し、
利得誤差演算回路が上記ｉチャネル低域通過フィルタの
出力及び上記ｑチャネル低域通過フィルタの出力に基づ
き、利得誤差ΔＧを演算する。

【００７５】請求項１８の発明においては、乗算回路が
上記Ｉ信号と上記Ｑ信号とを乗算し、低域通過フィルタ
が上記乗算回路の出力信号の低周波成分を抽出し、位相
誤差演算回路が、上記低域通過フィルタの出力及び上記
利得誤差演算回路の出力に基づき、位相誤差Δφを演算
する。

【００７６】請求項１９の発明においては、低域通過フ
ィルタ制御手段が、通信のレートの変更に対応して上記
低域通過フィルタの周波数特性を変更する。

【００７７】請求項２０の発明においては、検波器が通
信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出
力し、ｉチャネル高域通過フィルタが上記Ｉ信号の高周
波成分を抽出し、ｑチャネル高域通過フィルタが上記Ｑ
信号の高周波成分を抽出し、復調回路が上記ｉチャネル
高域通過フィルタの出力信号及び上記ｑチャネル高域通
過フィルタの出力信号に基づきデータを復調し、高域通
過フィルタ制御手段が、上記Ｉ信号あるいは上記Ｑ信号
に含まれるＤＣオフセットが変動したときに、遮断周波
数が高くなるように上記ｉチャネル高域通過フィルタ及
び上記ｑチャネル高域通過フィルタを制御する。

【００７８】請求項２１の発明においては、上記高域通
過フィルタ制御手段の、基準信号発生器が基準信号を発
生し、カウンタが、上記基準信号を分周してスイッチト
キャパシタフィルタの制御クロックを発生するととも
に、上記ｉチャネル高域通過フィルタ及び上記ｑチャネ
ル高域通過フィルタにそれぞれ供給し、分周数制御部
が、上記ＤＣオフセットが変動したときに、上記カウン
タの分周数を下げる。

【００７９】請求項２２の発明においては、局部発振器
が局部発振波を発生し、検波器が上記局部発振波に基づ
き通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号
を出力し、ｉチャネル高域通過フィルタが上記Ｉ信号の
高周波成分を抽出し、ｑチャネル高域通過フィルタが上
記Ｑ信号の高周波成分を抽出し、復調回路が、上記ｉチ
ャネル高域通過フィルタの出力信号及び上記ｑチャネル
高域通過フィルタの出力信号に基づきデータを復調し、
制御回路が、無変調信号を受信したときに、上記局部発
振波の周波数と上記無変調信号の周波数との差が上記ｉ
チャネル高域通過フィルタの遮断周波数及び上記ｑチャ
ネル高域通過フィルタの遮断周波数いずれよりも大きく
なるように、上記局部発振器を制御する。

【００８０】請求項２３の発明においては、局部発振器
が局部発振波を発生し、検波器が上記局部発振波に基づ
き通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号
を出力し、ｉチャネル高域通過フィルタが上記Ｉ信号の
高周波成分を抽出し、ｑチャネル高域通過フィルタが上
記Ｑ信号の高周波成分を抽出し、上記ｉチャネル高域通
過フィルタの通過特性と逆特性を有するｉチャネル補正
用フィルタが歪等を補償し、上記ｑチャネル高域通過フ
ィルタの通過特性と逆特性を有するｑチャネル補正用フ
ィルタが歪等を補償し、復調回路が上記ｉチャネル補正
用フィルタの出力信号及び上記ｑチャネル補正用フィル
タの出力信号に基づきデータを復調する。

【００８１】請求項２４の発明においては、局部発振器
が局部発振波を発生し、検波器が上記局部発振波に基づ
き通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号
を出力し、ｉチャネル遅延手段が上記Ｉ信号を遅延し、
ｉチャネル低域通過フィルタが上記Ｉ信号の低周波成分
を抽出し、ｉチャネル減算器が上記ｉチャネル遅延手段
の出力と上記ｉチャネル低域通過フィルタの出力との差
を求め、ｑチャネル遅延手段が上記Ｑ信号を遅延し、ｑ
チャネル低域通過フィルタが上記Ｑ信号の低周波成分を
抽出し、ｑチャネル減算器が上記ｑチャネル遅延手段の
出力と上記ｑチャネル低域通過フィルタの出力との差を
求め、復調回路が上記ｉチャネル減算器の出力信号及び
上記ｑチャネル減算器の出力信号に基づきデータを復調
する。

【００８２】請求項２５の発明においては、アンテナが
送信及び受信を行い、受信部が受信処理を行い、送信部
が送信誤差メモリの送信誤差データに基づき誤差補償を
行った後に送信処理を行い、送信誤差演算回路が、上記
受信部の上記復調回路が出力するデータの座標と送信さ
れたデータの座標とを比較することにより送信誤差デー
タを求め、上記送信部の上記送信誤差メモリに保存する
とともに、上記送信誤差データを求めるときに、上記送
信部の送信波が上記受信部に供給される。

【００８３】請求項２６の発明においては、周波数変換
器が、上記送信部の上記増幅器から上記受信部の上記検
波器に供給される送信信号の周波数を、上記受信部の周
波数に変換する。

【００８４】請求項２７の発明においては、温度センサ
が装置内部の温度を測定するとともに、上記送信誤差メ
モリに、複数の温度それぞれに対応する複数の送信誤差
データが保存され、上記送信部の上記誤差補償回路が、
上記温度センサが出力する温度に対応する送信誤差デー
タを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償する。

【００８５】請求項２８の発明においては、局部発振周
波数検出器が上記送信部の上記変調器の局部発振波の周
波数を検出するとともに、上記送信誤差メモリに、複数
の局部発振周波数それぞれに対応する複数の送信誤差デ
ータが保存され、上記誤差補償回路が、上記局部発振周
波数検出器が出力する周波数に対応する送信誤差データ
を読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償する。

【００８６】

【実施例】

実施例１．以下、 この実施例１の受信装置について図に
基づき説明する。図１において、１は図示しないアンテ
ナから周波数frf の受信波（ベクトル誤差抽出時には所
定の正弦波）を受けて、これを増幅する低雑音増幅器
（ＬＮＡ）、２は低雑音増幅器１の出力から所定の帯域
の信号を取り出す帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、６は帯
域通過フィルタ２の出力信号と周波数fpの局部発振信号
とを混合して、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号を出力
する直交ミクサである。Ｉ信号とＱ信号とは互いに直交
する。

【００８７】直交ミクサ６は、帯域通過フィルタ２の出
力を２つに分配する０度分配器４、外部から供給される
局部発振信号の位相を９０度遅延させる９０度移相器
５、０度分配器４の出力信号と９０度移相器５の出力信
号とを混合してＩ信号を出力するミクサ（ＭＩＸ）３
ａ、０度分配器４の出力信号と外部から供給される局部
発振信号とを混合してＱ信号を出力するミクサ（ＭＩ
Ｘ）３ｂから構成されている。

【００８８】８は、局部発振信号を発生して直交ミクサ
６に供給する局部発振器（ＬＯ）である。局部発振器８
の発振周波数は、図示しない制御回路から供給されるチ
ャネル設定データに基づき変化する。９ａ、９ｂは直交
ミクサ６から出力されるＩ信号、Ｑ信号から低周波信号
をそれぞれ取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１０
ａ，１０ｂは低域通過フィルタ９ａ、９ｂの出力をそれ
ぞれ増幅するベースバンド増幅器（ＡＭＰ）、１１ａ、
１１ｂはベースバンド増幅器１０ａ、１０ｂの出力をそ
れぞれアナログからデジタルに変換するＡ−Ｄ変換器で
ある。

【００８９】１０１はＡ−Ｄ変換器１１ａ，１１ｂが出
力するＩデータ及びＱデータに生じるベクトル誤差を検
出するとともに、この誤差を補償する誤差検出補償回路
である。誤差検出補償回路１０１は、ベクトル誤差を検
出する誤差検出回路１０３と、検出された誤差データ
（メモリ１０２）の出力に基づきＩデータ及びＱデータ
に対して補償処理を行う誤差補償回路１０４とから構成
される。１０２は誤差検出補償回路１０１において検出
された誤差データを保存するメモリである。１２は誤差
検出補償回路１０１が出力する補償済のＩ’データ及び
Ｑ’データに基づき復調処理を行う復調演算回路であ
る。

【００９０】また、誤差検出回路１０３の詳細構成を図
２に示す。同図において、１０７はＩデータ及びＱデー
タのＤＣオフセット誤差Δｉ、Δｑを検出するＤＣオフ
セット検出回路である。ＤＣオフセット検出回路１０７
は、ＩデータのＤＣオフセット誤差Δｉを検出する低域
通過フィルタ演算手段１１６ａと、ＱデータのＤＣオフ
セット誤差Δｑを検出する低域通過フィルタ演算手段１
１６ｂとから構成される。

【００９１】１０８ａは、低域通過フィルタ演算手段１
１６ａが出力するＤＣオフセット誤差ΔｉとＡ−Ｄ変換
器１１ａが出力するＩデータとの差Ｖi’（ｔ）を求め
る減算回路、１０８ｂは、低域通過フィルタ演算手段１
１６ｂが出力するＤＣオフセット誤差ΔｑとＡ−Ｄ変換
器１１ｂが出力するＱデータとの差Ｖq’（ｔ）を求め
る減算回路である。

【００９２】１０５は、減算回路１０８ａ，１０８ｂが
出力するＶi’（ｔ）及びＶq’（ｔ）に基づき利得誤差
ΔＧを検出して、メモリ１０２に対し出力する利得誤差
検出回路である。利得誤差検出回路１０５は、Ｖi’
（ｔ）、Ｖq’（ｔ）の自乗（Ｖi’（ｔ））² 、（Ｖ
q’（ｔ））² をそれぞれ求める自乗演算回路１１０
ａ，１１０ｂと、（Ｖi’（ｔ））² 、（Ｖq’（ｔ））
² の低周波成分（Ｖ1’（ｔ））² 、（Ｖ2’（ｔ））²
をそれぞれ取り出す低域通過フィルタ演算手段１１１
ａ，１１１ｂと、低域通過フィルタ演算手段１１１ａ，
１１１ｂそれぞれの出力に基づき利得誤差ΔＧを求める
演算回路Ａ１１２とから構成される。

【００９３】１０６は、Ｖi’（ｔ）、Ｖq’（ｔ）、及
び利得誤差ΔＧに基づき位相誤差Δφを検出して、メモ
リ１０２に対し出力する位相誤差検出回路である。位相
誤差検出回路１０６は、Ｖi’（ｔ）、Ｖq’（ｔ）の積
（Ｖi’（ｔ）・Ｖq’（ｔ））を求める乗算回路１１３
と、（Ｖi’（ｔ）・Ｖq’（ｔ））の低周波成分を取り
出す低域通過フィルタ演算手段１１４と、低域通過フィ
ルタ演算手段１１４の出力及び利得誤差ΔＧ及び後述す
る定数ａ² に基づき位相誤差Δφを求める演算回路Ｂ１
１５とから構成される。

【００９４】なお、理解が容易になるように、図２には
Ａ−Ｄ変換器１１、メモリ１０２、誤差補償回路１０
４、復調演算回路１２も示してある。

【００９５】また、誤差補償回路１０４の詳細構成を図
３に示す。同図において、１２０は、ＤＣオフセット誤
差−Δｉ、−Δｑを、Ａ−Ｄ変換器１１ａ，１１ｂが出
力するＩデータ、Ｑデータにそれぞれ加算することによ
りＤＣオフセットを減算するＤＣオフセット補償回路で
ある。ＤＣオフセット補償回路１２０は、Ｉチャネルの
加算を行う加算回路１２０１ａと、Ｑチャネルの加算を
行う加算回路１２０１ｂとから構成される。

【００９６】１２１は、利得誤差ΔＧに基づきＩデー
タ、Ｑデータについて利得誤差補償を行う利得誤差補償
回路である。利得誤差補償回路１２１は、Ｉチャネルに
ついて乗算処理を行う乗算回路１２１１ａと、Ｑチャネ
ルについて乗算処理を行う乗算回路１２１１ｂとから構
成される。なお、後述するように２つの乗算回路のうち
一方がなくてもよい。

【００９７】１２２は、位相誤差Δφに基づきＩデー
タ、Ｑデータについて位相誤差補償を行う位相誤差補償
回路である。位相誤差補償回路１２２は、Ｉチャネルに
ついて位相誤差を補償する乗算回路１２２１ａと、Ｑチ
ャネルについて位相誤差を補償する乗算回路１２２１ｂ
とから構成される。なお、後述するように２つの乗算回
路のうち一方がなくてもよい。

【００９８】なお、理解が容易になるように、図３には
Ａ−Ｄ変換器１１、メモリ１０２、誤差検出回路１０
３、復調演算回路１２も示してある。

【００９９】次に動作について説明する。図１に示す従
来の構成によるホモダイン受信装置は、 通常の通信動作
において、直交ミクサ６により受信波frf をＩ信号とＱ
信号とに複素包絡線検波する。直交ミクサ６は、ミクサ
３ａ，３ｂにより、互いに９０度の位相差をもたせて分
配した２つの局部発振波fpと、同じ位相で分配した受信
波frf とをそれぞれアナログ乗算し、周波数混合する。

【０１００】ここで、局部発振周波数fpと受信波周波数
frf とがほぼ同じであれば、低域通過フィルタ９ａ，９
ｂにより直交ミクサ６のＩ出力およびＱ出力をそれぞれ
ろ波し、ベースバンド周波数近傍となるfpとfrf との差
の周波数成分を取り出すことにより、受信波（ＲＦ）の
変調信号成分が得られる。これらＩ出力およびＱ出力は
ベースバンド増幅器１０ａ，１０ｂにより増幅してレベ
ルを高めた上で、Ａ−Ｄ変換器１１ａ，１１ｂによりそ
れぞれ量子化される。

【０１０１】そして、誤差検出補償回路１０１が、Ｉデ
ータ及びＱデータそれぞれについて補償処理を行う。補
償に必要な誤差データは、後述する手順によりあらかじ
めメモリ１０２に記憶されている。復調演算回路１２
は、これらＩ信号のデータ及びＱ信号のデータに基づ
き、受信波に変調されたデータを再生する。

【０１０２】＜誤差検出回路１０３の動作＞次に誤差デ
ータを求めるための動作について説明する。通信を開始
する前（通信のために装置の電源をオンした直後でもよ
いし、あるいは、通信装置の製造時の調整作業の時であ
ってもよい）において、図１に示すように、外部よりこ
の受信装置に正弦波を入力する。この正弦波は、直交ミ
クサ６において局部発振波fpと周波数混合され、さら
に、低域通過フィルタ９ａ，９ｂにおいてろ波されて、
局部発振周波数fpと正弦波周波数frf との差のＩＱの周
波数成分（角周波数Δω）が取り出される。これらＩ出
力およびＱ力は、ベースバンド増幅器１０ａ，１０ｂに
より増幅され、レベルが高められて、Ａ−Ｄ変換器１１
ａ，１１ｂにより量子化される。

【０１０３】誤差検出補償回路１０１内の誤差検出回路
１０３は、後述のデジタル演算を実施して、ＤＣオフセ
ット誤差Δｉ及びΔｑ、利得誤差ΔＧ、位相誤差Δφを
抽出する。これら誤差データはメモリ１０２に保存され
る。

【０１０４】次に、誤差検出回路１０３のデジタル演算
の具体的内容について図２に基づいてさらに詳細に説明
する。

【０１０５】正弦波を注入したときに、Ａ−Ｄ変換器１
１ａ，１１ｂに入力されるＩ成分、Ｑ成分の電圧Ｖi
（ｔ）、Ｖq （ｔ）は、前述した式(2) と同様の次式で
与えられる。 Ｖi （ｔ） ＝ ａ・cos （Δω・ｔ）＋Δi Ｖq （ｔ） ＝ ΔＧ・ａ・sin （Δφ- Δω・ｔ）＋Δｑ (3) ここでａは振幅である。

【０１０６】これら電圧Ｖi （ｔ）、Ｖq （ｔ）がデジ
タル信号に変換された信号が、誤差検出回路１０３に入
力される。これらデジタル信号は、まずＤＣオフセット
検出回路１０７に入力される。ＤＣオフセット検出回路
１０７の低域通過フィルタ演算手段１１６ａ，１１６ｂ
が、それぞれＩチャネル、Ｑチャネルについて平滑化
し、上記式(3) におけるΔω成分を抑制する。このよう
な平滑化を実施することにより、式(3) のΔｉ及びΔｑ
が得られる。ＤＣオフセット検出回路１０７は、これら
Δｉ、Δｑをメモリ１０２に書き込む。

【０１０７】これら低域通過フィルタ演算手段１１６
ａ，１１６ｂは、ＩＩＲ（Infinit Impulse Response）
フィルタやＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィル
タのようなデジタルフィルタである。あるいは、簡単な
時間移動平均演算（離散フーリエ変換の０次項）であっ
てもよい。

【０１０８】これらＤＣオフセットΔｉ、Δｑは、デジ
タル信号に変換された電圧Ｖi （ｔ）、Ｖq （ｔ）信号
とともに、それぞれ減算回路１０８ａ，１０８ｂに入力
される。減算回路１０８ａ，１０８ｂにより、電圧Ｖi
（ｔ）、Ｖq （ｔ）からＤＣオフセットΔｉ、Δｑがそ
れぞれ減算される。この動作により、ＤＣオフセットが
補正された電圧Ｖi’（ｔ）、Ｖq’（ｔ）が得られる。
これら補正後の電圧Ｖi’（ｔ）、Ｖq’（ｔ）は、利得
誤差検出回路１０５及び位相誤差検出回路１０６に入力
される。

【０１０９】利得誤差検出回路１０５において、まず、
自乗演算回路１１０ａ，１１０ｂにより、Ｖi’
（ｔ）、Ｖq’（ｔ）の自乗演算がそれぞれ行われる。
更に、低域通過フィルタ演算手段１１６ａ，１１６ｂと
同じ演算内容（遮断周波数）を有する低域通過フィルタ
演算手段１１１ａ，１１１ｂにより、（Ｖi’（ｔ））²
、（Ｖq’（ｔ））² に含まれる２・Δω成分が抑制さ
れる。低域通過フィルタ演算手段１１１ａ，１１１ｂが
それぞれ出力する（Ｖ1 （ｔ））² 、（Ｖ2 （ｔ））²
は、は次式で与えられる。 （Ｖ1 （ｔ））² ＝ａ² ／２ （Ｖ2 （ｔ））² ＝（ΔＧ・ａ）² ／２ (4)

【０１１０】演算回路Ａ１０５は、次式に従い、（Ｖ1
（ｔ））² 及び（Ｖ2 （ｔ））² から利得誤差ΔＧと振
幅の自乗ａ² を求める。 ΔＧ ＝ ｛（Ｖ2 （ｔ））² ／（Ｖ1 （ｔ））² ｝^0.5 ａ² ＝ ２＊（Ｖ1 （ｔ））² (5) この利得誤差ΔＧはメモリ１０２に書き込まれる。同時
に、利得誤差ΔＧは、振幅の自乗ａ² とともに、位相誤
差検出回路１０６に対し出力される。

【０１１１】位相誤差検出回路１０６において、まず、
乗算回路１１３により、Ｖi’（ｔ）とＶq’（ｔ）との
積が求められる。この結果は、低域通過フィルタ演算手
段１１１と同じ演算内容（遮断周波数）の低域通過フィ
ルタ演算手段１１４に入力され、積Ｖi’（ｔ）・Ｖq’
（ｔ）に含まれる２・Δω成分が抑制される。この出力
（Ｖ3 （ｔ））² は次式で与えられる。 （Ｖ3 （ｔ））² ＝ 0.5 ＊ΔＧ＊ａ² ＊sin （Δφ） (6)

【０１１２】演算回路Ｂ１０６は、次式に従い、（Ｖ3
（ｔ））² 及び利得誤差検出回路１０５で求められた利
得誤差ΔＧと振幅の自乗ａ² とに基づき位相誤差Δφを
求める。 Δφ ＝ sin^-1 ｛２＊（Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・ａ² ）｝ ＝ sin^-1 ｛（Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・（Ｖ1 （ｔ）² ）｝ (7) この位相誤差Δφは、メモリ１０２に書き込まれる。

【０１１３】以上の手順に従い、所定の正弦波を入力す
ることにより、誤差検出回路１０３はベクトル誤差Δi
、Δq 、ΔＧおよびΔφを抽出し、これらをメモリ１
０２に保存することができる。

【０１１４】なお、以上述べた誤差抽出演算によれば、
式(5) の自乗根の算出および式(7)逆三角関数の計算を
デジタル演算で行うとすると、計算の負荷が大きくな
る。また、参照テーブルを用いた場合であってもメモリ
の容量が大きくなる。そこで、ΔＧが１に近い、すなわ
ち利得誤差が比較的小さい条件下において、近似式ｘ
^0.5 ＝0.5 ＊（1 ＋ｘ）を用いて、式(5) を次式で近似
してもよい。 ΔＧ ＝ 0.5 ＊｛（Ｖ2 （ｔ））² ／（Ｖ1 （ｔ））² ＋１｝ (8)

【０１１５】また、Δφが０に近い、すなわち位相誤差
が比較的小さい条件下において、近似式sin θ＝θを用
いて、式(7) を次式で近似してもよい。 Δφ ＝ ２＊（Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・ａ² ） ＝ （Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・（Ｖ1 （ｔ）² ） (9)

【０１１６】また，以上の説明では位相誤差Δφを求め
てメモリ１０２に保存したが、次に述べる誤差補償演算
ではsin Δφを用いるから、メモリ１０２にsin Δφを
保存してもよい。

【０１１７】＜誤差補償回路１０４の動作＞以上の手順
に従い、メモリ１０２には誤差データがあらかじめ保存
されている。そして、実際の通信時には、メモリ１０２
に格納された誤差データΔｉ、Δｑ、ΔＧおよびΔφを
用いて、誤差補償回路１０４がベクトル誤差を補償す
る。

【０１１８】次に、誤差補償回路１０４の動作について
図３に基づき詳細に説明する。誤差補償は、実際の通信
中に、ベクトル誤差Δｉ、Δｑ、ΔＧおよびΔφを用い
て、実際の受信波より得られた符号の座標を補正するこ
とにより行われる。

【０１１９】まず、ＤＣオフセット補償回路１２０の加
算回路１２０１ａ，１２０１ｂにより、Ａ−Ｄ変換され
た符号Ｉ(t) 、Ｑ(t) に対し−Δｉ、−Δｑがそれぞれ
加算されてオフセット誤差が補償される。これらの結果
が新たに符号Ｉ(t) 、Ｑ(t)とされる。 Ｉ(t) ＜− （Ｉ(t) ーΔi ） Ｑ(t) ＜− （Ｑ(t) ーΔq ） (10)

【０１２０】このときの信号座標は、式(2) より次式で
与えられる。 Ｉ(t) ＝ｄ1 （ｔ） Ｑ(t) ＝ΔＧ・｛ーｄ1 （ｔ）・sin （Δφ）＋ｄ2 （ｔ）・cos （Δφ）｝ (11)

【０１２１】次に、利得誤差補償回路１２１の乗算回路
１２１１ａ，１２１１ｂにより、次式に従いＱ(t) に関
して利得誤差ΔＧが補償される。この結果が新たに符号
Ｑ(t) とされる。 Ｑ(t) ＜− Ｑ(t) ／ΔＧ (12)

【０１２２】このときの信号座標は式(11)より次式とな
る。 Ｉ(t) ＝ｄ1 （ｔ） Ｑ(t) ＝ーｄ1 （ｔ）・sin （Δφ）＋ｄ2 （ｔ）・cos （Δφ） (13)

【０１２３】なお、式(12)に代えて、Ｉ(t) ＜− Ｉ
(t) ・ΔＧとしてもよい。

【０１２４】次に、位相誤差補償回路１２２の乗算回路
１２２１ａ，１２２１ｂにより、次式に従いＱ(t) に関
して位相誤差Δφが補償される。この結果が新たに符号
Ｑ(t) とされる。 Ｑ(t) ＜− ｛Ｑ(t) ＋Ｉ(t) ＊sin （Δφ）｝／ cos（Δφ） ＝｛Ｖ2(t)＋Ｖ1(t)＊sin （Δφ）｝／ cos（Δφ） (14)

【０１２５】以上の演算によりＩＱ信号の座標は次式で
与えられる。 Ｉ(t) ＝ ｄ1 （ｔ） Ｑ(t) ＝ ｄ2 （ｔ） (15) このように、誤差がない正しい信号座標が得られる。

【０１２６】なお、比較的、演算負荷が大きい式(12)の
除算を緩和するため、 Ｉ(t) ＜− Ｉ(t) ＊ΔＧ (16) （図３の乗算回路１２１１ｂは、式(16)を実行するため
のものである）

【０１２７】また、演算負荷が大きい式(14)の三角関数
演算を緩和するため、Δφが０に近い、すなわち位相誤
差が比較的小さい条件下において、式(14)を次式で置き
換えてもよい。 Ｑ(t) ＜− ｛Ｑ(t) ＋Ｉ(t) ＊Δφ｝ (17)

【０１２８】以上説明したように、実施例１の受信装置
によれば、ベクトル誤差を検出してメモリに蓄える誤差
検出回路と、メモリに蓄えられた誤差データに基づいて
ベクトル誤差を補償する誤差補償回路とを備えたので、
ベクトル誤差を除去して良好なＢＥＲ特性を得ることが
できる。

【０１２９】＜誤差検出及び誤差補償の処理手順＞図４
に、上述した誤差検出及び誤差補償の手順をまとめて示
す。同図においてＳ１は誤差抽出手順（復調前に実
施）、Ｓ２は誤差補償手順（受信時）である。まず、誤
差抽出手順Ｓ１が実行され、次に、誤差補償手順Ｓ２が
実行される。

【０１３０】まず、誤差を抽出するための正弦波が受信
機に入力される（Ｓ１１）。次に、誤差検出回路１０３
が復調誤差を検出する（Ｓ１２）。次に、メモリ１０２
にベクトル誤差データを書き込む（Ｓ１３）。そして、
通信が開始されて（Ｓ２１）、実際に受信・復調する時
において、誤差補償回路１０４はメモリ１０２からベク
トル誤差データを読み出す（Ｓ２２）。次に、これらデ
ータに基づき誤差補償を行う（Ｓ２３）。そして復調処
理を行う（Ｓ２４）。

【０１３１】また、図５のＳ３のように、誤差抽出を製
品製造時に実施するようにしてもよい。つまり、誤差抽
出を製品の組立が完了した後の製品調整時にあらかじめ
行うものである。製造組立が完了した後（Ｓ３１）に、
誤差を抽出するための正弦波が受信機に入力される（Ｓ
３２）。次に、誤差検出回路１０３が復調誤差を検出す
る（Ｓ３３）。次に、メモリ１０２にベクトル誤差デー
タを書き込む（Ｓ３４）。しかる後に製品が出荷される
（Ｓ３５）。そして、出荷後の実際の受信・復調時に
は、メモリ１０２からあらかじめ保存されたベクトル誤
差データを読み出して誤差補償を行う。

【０１３２】図５の手順によれば、以上述べた効果の他
に、工場において、回線の雑音を含まない純度の高い正
弦波より誤差を検出するので、誤差補償を正確に行うこ
とができるという効果もある。

【０１３３】以上のように、この実施例１の受信装置に
よれば、誤差データを保存するメモリを備え、誤差デー
タを求める誤差抽出ステップ（校正ステップ）と、実際
の通信信号を受けて誤差補償を行う誤差補償ステップと
を別個に設けたので、純粋な正弦波に基づき誤差データ
を正確に測定することができて、精度のよい補償を行う
ことができる。そして、この補償の精度は、受信信号の
ＣＮ比が低い場合であっても変わらないから、この実施
例１の受信装置の補償方法は、特に、受信信号強度が小
さくて通信可能な限界に近いレベルである場合に有効で
ある。このことは、サービスエリアが広がることを意味
し、大きなメリットを奏する。また、誤差補償回路１０
４の補償処理と誤差検出回路１０３の誤差抽出とは同時
に行われない。したがって、実際の通信中の復調時の消
費電力は増大せず、低消費電力化が可能となる効果もあ
る。

【０１３４】なお、受信装置に注入される正弦波周波数
と、直交ミクサ６に入力される局部発振周波数fpとの周
波数差は、低域通過フィルタ９の通過帯域内であればよ
く、周波数設定にさほど精度を要しない。従って、簡易
な装置でベクトル誤差を検出することができる。

【０１３５】なお、以上の説明において、ホモダイン構
成の受信装置を例にとり説明したが、この実施例１を直
交ミクサ６を用いたヘテロダイン構成の受信装置につい
て適用することができて、同様の効果を奏する。

【０１３６】なお、以上の説明は、デジタル演算の具体
的ハードウエア構成について述べていないが、論理回路
によるハードウエアであっても、ＤＳＰやＣＰＵなどの
ソフトエウエアをベースにした処理であってもよく同様
の効果を奏する。

【０１３７】実施例２．上記実施例１において、ＤＣオ
フセットは、誤差検出補償回路１０１において補償され
た。しかし、直交ミクサ６の出力に高域通過フィルタ
（ＨＰＦ）６を設けることにより、誤差検出補償回路で
のＤＣオフセット補償を省略することができる。

【０１３８】以下、この実施例２の受信装置について図
を用いて説明する。図６は、実施例２の受信装置の構成
図である。同図において、６０ａ，６０ｂは、低域通過
フィルタ９ａ，９ｂの出力信号の高周波成分をそれぞれ
抽出する高域通過フィルタ（ＨＰＦ）である。また、１
３０は、利得誤差及び位相誤差の検出及び補償を行う誤
差検出補償回路である。実施例１の誤差検出補償回路１
０１とは、ＤＣオフセットの検出及び補償を行わない点
で相違する。図７、図８に、誤差検出補償回路１３０を
構成する誤差検出回路１０３、誤差補償回路１０４の詳
細構成を、それぞれ示す。図１〜図３に示された構成要
素と同一ないしは相当部分には、同一符号を付してい
る。

【０１３９】図７に示された誤差検出回路及び図８に示
された誤差補償回路は、図２の誤差検出回路１０３及び
図３の誤差補償回路１０４からＤＣオフセットΔｉ、Δ
ｑの処理に関する構成を取り除いたものである。これ
は、高域通過フィルタ６０ａ，６０ｂによりＤＣオフセ
ットを抑制しているためである。そのため、メモリ１０
２には利得誤差ΔＧおよび位相誤差Δφのみが保存され
る。その他の動作は、実施例１の場合と全く同じであ
り、同一の効果を奏する。

【０１４０】さらに、誤差検出補償回路１３０は、ＤＣ
オフセットΔi 、Δq の検出・補償演算を行う必要がな
いので、構成が簡単になり、演算が高速になされるとと
もに、より低消費電力となる効果もある。

【０１４１】なお、実施例１と同様に、低域フィルタ１
１１、１１４は、ＩＩＲフィルタやＦＩＲフィルタのよ
うなディジタルフィルタ、あるいは、簡単な時間移動平
均演算器( 離散フーリエ変換の０次項) により構成され
る。

【０１４２】なお、実施例１と同様に、受信装置に注入
する正弦波周波数と直交ミクサ６に入力する局部発振周
波数fpとの差は、低域通過フィルタ９の通過帯域内であ
ればよく、設定精度を要しない。従って、簡易な装置で
ベクトル誤差を検出することができる。

【０１４３】なお、実施例１と同様に、直交ミクサ６を
用いるヘテロダイン構成の受信装置等にも適用できて、
同様の効果を奏する。

【０１４４】なお、実施例１と同様に、論理回路による
ハードウエア、あるいはＤＳＰやＣＰＵなどのソフトウ
エア、いずれにより構成してもよい。

【０１４５】実施例３．実施例３は、実施例１および実
施例２に示した受信装置に、誤差検出に用いる正弦波源
（送信装置）を設けた受信装置に関するものである。以
下、この実施例３の受信装置について図に基づき説明す
る。図９において、１３４は誤差検出に用いる正弦波を
発生して、受信装置の低雑音増幅器１に入力する送信装
置である。図１の実施例１と同一ないしは相当部分には
同一符号を付している。

【０１４６】次に動作を説明する。この実施例３の誤差
検出・補償の具体的動作は、実施例１あるいは実施例２
と同じである。本実施例では誤差検出に用いる正弦波源
を装置内に設けたものである。この実施例３によれば、
実施例１あるいは実施例２と全く同一の効果を奏する。

【０１４７】処理手順を図１０に示す。まず、電源が投
入されると（Ｓ４１）、送受信機内の正弦波源１３４が
正弦波を発生し、受信装置１３３の低雑音増幅器１に入
力する（Ｓ４２）。そして、実施例１のように復調誤差
を検出して（Ｓ４３）、メモリ１０２に誤差情報を書き
込む（Ｓ４４）。これら誤差情報に基づき、次の処理
（Ｓ２）において誤差補償が行われる。

【０１４８】したがって、この実施例３によれば、図１
０に示す手順で、通信を始める前に通信ごとに誤差検出
を実施することができるため、直前に測定された誤差デ
ータに基づき誤差検出及び誤差補償を行うことができる
ので、補償の精度が向上する。さらに、誤差検出を随時
行うことができて便利であるまた、実施例１で示した製
造時の誤差検出と比較して、誤差の経年変化を受けない
利点もある。

【０１４９】なお、以上の説明は、ホモダイン構成の受
信装置について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロ
ダイン構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏
する。

【０１５０】実施例４．実施例４は、実施例１および実
施例２に示した受信装置の誤差検出に用いる正弦波を、
受信装置と対向する基地局から供給する通信システムに
関するものである。以下、この実施例４の通信システム
を図について説明する。図１１において、１３５は基地
局送信装置である。図１の実施例１と同一ないしは相当
部分には同一符号を付している。

【０１５１】次に動作を説明する。誤差検出・補償の動
作は、実施例１あるいは実施例２と同じである。本実施
例では誤差検出に用いる正弦波源を基地局送信装置１３
５から供給するようにしたものである。

【０１５２】衛星通信などでは、たとえば図１２に示す
ように、通信用変調波ｆ₁ 〜ｆ₄ が基地局送信装置１３
５から送信されるとともに、アンテナビームの方向あわ
せや受信周波数の基準源としての無変調の正弦波のパイ
ロット信号ｆ_pilot が基地局から送出されている場合が
多い。そこで、本実施例では受信装置に注入する正弦波
として基地局から送信されるパイロット信号ｆ_pilot を
用いたものである。

【０１５３】この実施例４における具体的な誤差検出・
補償の動作は全く同じであり、実施例１および実施例２
と同一の効果を奏する。さらに、誤差検出を随時行うこ
とができて便利であり、補償の精度が向上するととも
に、装置内部に送信装置を備える必要がなく、構成が簡
単になる。また、従来の変調された受信波による校正
（文献５、６）と比較しても、狭帯域な正弦波を用いる
ため、良好なＣＮが得られ、高い検出精度が得られる。

【０１５４】処理手順を図１３に示す。まず、電源が投
入されると（Ｓ５１）、基地局からの信号の受信を開始
し（Ｓ５２）、通信相手のパイロット信号を補足する
（Ｓ５３）。そして、実施例１のように復調誤差を検出
して（Ｓ５４）、メモリ１０２に誤差情報を書き込む
（Ｓ５５）。これら誤差情報に基づき、次の処理（Ｓ
２）において誤差補償が行われる。

【０１５５】したがって、この実施例４によれば、図１
３に示す手順で、通信を始める前に通信ごとに誤差検出
を実施することができるため、より高精度の誤差検出及
び誤差補償を行うことができる効果を奏する。さらに、
誤差検出を随時行うことができて便利である。

【０１５６】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０１５７】実施例５．実施例５は、実施例１および実
施例２に示した受信装置の誤差検出に用いる正弦波を、
受信装置と対向する基地局から供給する通信システムに
関するものである。以下、この実施例５の通信システム
を図について説明する。図１４において、１３６は基地
局送信装置である。図１の実施例１と同一ないしは相当
部分には同一符号を付している。

【０１５８】次に動作を説明する。誤差検出・補償は実
施例１あるいは実施例２と同じである。本実施例では誤
差検出に用いる正弦波源を基地局の送信装置としたもの
である。衛星通信や移動体通信で近年盛んなディジタル
変調方式(PSKやQAM など) では、図１５に示すように、
基地局から通信用変調波( 期間Ｔ₂ のランダムパター
ン) が送信される前に、受信周波数の同期用として無変
調の正弦波(CW)が送出されている場合が多い（期間Ｔ
₁ ）。そこで、本実施例では受信装置に注入する正弦波
として基地局から期間Ｔ₁ において送信されるCW信号を
用いた。

【０１５９】この実施例５における具体的な誤差検出・
補償の動作は全く同じであり、実施例１および実施例２
と同一の効果を奏する。さらに、誤差検出を随時行うこ
とができて便利であり、補償の精度が向上するととも
に、装置内部に送信装置を備える必要がなく、構成が簡
単になる。この実施例５は、実施例４のようなパイロッ
ト信号を有さない通信システムについて適用可能であ
る。

【０１６０】処理手順を図１６に示す。まず、電源が投
入されると（Ｓ５１）、基地局からの信号の受信を開始
し（Ｓ６２）、通信相手の伝送符号の先頭の無変調波
（正弦波）を補足する（Ｓ６３）。そして、実施例１の
ように復調誤差を検出して（Ｓ６４）、メモリ１０２に
誤差情報を書き込む（Ｓ６５）。これら誤差情報に基づ
き、次の処理（Ｓ２）において誤差補償が行われる。

【０１６１】したがって、この実施例５によれば、図１
６に示す手順で、通信を始める前に通信ごとに誤差検出
を実施することができるため、より高精度の誤差検出及
び誤差補償を行うことができる効果を奏する。さらに、
誤差検出を随時行うことができて便利である。特に時分
割多重方式では、１バーストごとに誤差検出を実施する
ことができるため、実施例４よりさらに高精度の検出・
補償を行うことができる効果もある。

【０１６２】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０１６３】実施例６．実施例６は、実施例１および実
施例２に示した受信装置の誤差検出回路１０３を受信装
置とは別に、外部に設けたものである。以下、この実施
例６の受信装置を図について説明する。図１７におい
て、１３７は誤差検出回路１０３を内蔵した校正用装
置、１３８は受信装置である。図１の実施例１と同一な
いしは相当部分には同一符号を付している。

【０１６４】次に動作を説明する。誤差検出・補償の動
作は実施例１あるいは実施例２と同じである。本実施例
では誤差検出回路１０３を受信装置１３８の外部に設け
たこと以外は、動作も含め実施例１および実施例２と同
じである。受信装置１３８に誤差検出用の正弦波を注入
したときに、Ａ−Ｄ変換器１１から出力されるデータに
基づき外部の誤差検出回路１０３が誤差を検出する。そ
して誤差データを受信装置１３８内部のメモリ１０２に
書き込む。その結果を利用し、実際の通信時には誤差の
補償を行う。

【０１６５】本実施例は、誤差検出回路１０３を受信装
置１３８の外部に設け、例えば受信装置１３８の製造時
に誤差を検出するようにしたものである。従って、実施
例１および実施例２と比較して、装置の構成を簡単にか
つ小形化することができる効果がある。また、誤差検出
回路１０３を内蔵した校正用装置１３７としてマイクロ
プロセッサを用いた計算機などを利用すると、Ｂａｓｉ
ｃ，Ｆｏｒｔｒａｎ、あるいはＣなどの高級言語の利用
が可能である。従って、有効桁数を高めた浮動小数点演
算、逆三角関数や平方根などの関数も利用でき、誤差検
出の高精度化も可能となる効果もある。

【０１６６】なお、図１８のように、Ａ−Ｄ変換器１１
を校正用装置１３７に設けるようにしてもよい。図１８
の構成によれば、受信装置１３８と校正用装置１３７と
を接続する信号線の本数が少なくてすむ。

【０１６７】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０１６８】以上の説明は、校正用装置１３７にマイク
ロプロセッサを用いた計算機を例にとったが、論理回路
によるＨ/ Ｗであっても、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗ
をベースにした処理であってもよく、受信装置を小形化
できる効果は何ら変わらない。

【０１６９】実施例７．実施例７は、実施例１の図２お
よび実施例２の図７に示した誤差検出回路の低域通過フ
ィルタ演算手段１１１、１１４、１１６の遮断周波数を
可変できるようにしたものである。以下、この実施例７
の誤差検出回路に適用される低域通過フィルタ演算手段
の構成について図に基づき説明する。図１９において、
１４０はＦＩＲフィルタであり、多段縦続接続された遅
延素子１４２ａ〜１４２ｅ、入力信号及び遅延素子１４
２ａ〜１４２ｅの出力信号に対し、所定のタップ係数ｈ
_n（ｎは整数、１〜６）をそれぞれ乗算する乗算回路１
４３ａ〜１４３ｆ、乗算回路１４３ａ〜１４３ｆの出力
をそれぞれ加算する加算回路１４４ａ〜１４４ｅから構
成される。１４１は、外部から入力されるＦＩＲフィル
タ１４０のタップ係数ｈ₁ 〜ｈ₆ を書き換えるタップ係
数ｈ_n 書き換え手段である。

【０１７０】次に動作について説明する。この実施例７
は、誤差検出回路１０３の低域通過フィルタ演算手段１
１１、１１４、１１６に用いられるＦＩＲフィルタ１４
０のタップ係数を、書き換え手段１４１により書き換え
できるようにしたものである。これにより、必要に応じ
て低域通過フィルタ演算手段１１１、１１４、１１６の
遮断周波数を変更することができる。

【０１７１】たとえば、移動体通信用受信機において、
通信レートが異なる複数の方式に対応するマルチレート
方式がある。この場合、受信装置は、種々の通信レート
に対応できなければならない。この実施例７の受信装置
においては、図示しない制御部からレートの情報を受け
て、書き換え手段１４１は、このレートに最適なフィル
タ特性が得られるように、低域通過フィルタ演算手段１
１１、１１４、１１６のタップ係数ｈ_n を求める。これ
ら３種類のフィルタには同じタップ係数が供給されるの
で、これらフィルタの特性はすべて同じである。なお、
レート情報は通信に先立ち、ＣＰＵなどの制御装置から
通知されるので、受信装置においてレートを容易に知る
ことができる。

【０１７２】これにより例えば、伝送速度の異なるシス
テムに１台の受信装置で対応する場合であっても、この
誤差検出方式が適用可能となる。

【０１７３】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０１７４】実施例８．実施例８は、実施例１および実
施例２に示した受信装置の誤差検出回路１０３における
誤差検出を、複数回繰り返し行うことにより高精度化し
たものである。図２０は、この実施例８の受信装置の構
成図である。図２０の受信装置と図１の受信装置とは、
図２０において、誤差検出回路１０３は、誤差補償回路
１０４の出力Ｉ’信号及びＱ’信号に基づき誤差を検出
する点で異なる。

【０１７５】次に、この実施例８の受信装置の動作につ
いて図２１に基づいて説明する。同図において、Ｓ７は
誤差検出手順であり、Ｓ２は誤差補償手順である。

【０１７６】Ｓ７における１回目の誤差検出演算は、実
施例１および実施例２と同じである。すなわち、受信機
に正弦波を入力し（Ｓ７１）、復調誤差を検出し（Ｓ７
４）、メモリ１０２に誤差情報を書き込む（Ｓ７５）。
このとき、メモリ１０２は誤差データを記憶していない
から、誤差補償回路１０４は、誤差補償を行わないか、
あるいは、あらかじめ定められた初期値に基づいて誤差
補償を行う。

【０１７７】これに対し２回目以降は、メモリ１０２か
ら前回の誤差検出演算で書き込まれた誤差情報を読み出
して、ＩＱデータを誤差補償回路１０４により補償す
る。これらＩＱデータに基づき、再度、誤差検出を行
う。その検出結果によりメモリ１０２に書き込まれた誤
差情報を修正する。すなわち、受信機に正弦波を入力し
（Ｓ７１）、メモリから誤差情報を読み出し（Ｓ７
２）、受信機のＩＱデータを修正し（Ｓ７３）、復調誤
差を検出し（Ｓ７４）、メモリに修正された誤差情報を
書き込む（Ｓ７５）。

【０１７８】３回目以降も同様である。メモリ１０２に
格納された値に対して、新たに得られた値を、ＤＣオフ
セットや位相誤差については加算、利得誤差については
乗算することにより修正する。

【０１７９】以上のように繰り返し誤差検出演算を行う
ので、誤差検出演算の高精度化が可能となる。とりわ
け、実施例１で述べたＤＳＰなどのデジタル演算の負荷
を低減するために行った各種近似演算を用いた場合に、
高精度化の効果が顕著に得られる。

【０１８０】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０１８１】以上の説明は、ディジタル演算のＨ/ Ｗに
ついて述べていないが、論理回路によるＨ/ Ｗであって
も、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗをベースにした処理で
あってもよく同様の効果を奏する。

【０１８２】実施例９．実施例９は、実施例１および実
施例２に示した受信装置において、温度センサを設け、
このセンサの出力データをメモリ１０２のアドレスとし
たものである。受信装置の各種の誤差は常に一定ではな
く、温度等の外的要因によって変動する。したがって、
メモリに保存されている誤差データに基づき補償を行っ
たとしても、そのときの外的要因によっては誤差を完全
に除去することは困難である。このことは、特に、工場
の出荷の際に測定された誤差に基づき補償する場合に問
題になる。この実施例９は、このような問題を解消する
ことを目的とする。

【０１８３】以下、この実施例９の受信装置を図につい
て説明する。図２２において、１５１は装置内部の温度
を検出する温度センサである。温度センサ１５１が出力
する温度データはメモリ１０２にアドレスとして入力さ
れる。すなわち、メモリ１０２でアクセスされるメモリ
領域及びデータは、温度により切り替えられる。図１の
実施例１と同一ないしは相当部分には同一符号を付して
いる。

【０１８４】次に動作を説明する。誤差検出補償回路１
０３等の動作は実施例１の場合と同様である。この実施
例９において、実施例１の図４の誤差抽出手順Ｓ１は、
さまざまな温度に対して繰り返し行われる。メモリ１０
２に格納される誤差は直交ミクサ６やベースバンド増幅
器１０の不平衡などに起因し、これらは温度に依存する
値である。従って、図２３に示すように、たとえば温度
−１０℃、０℃、・・・７０℃それぞれについてのデー
タがメモリ１０２に保存される。図２２は、上記の温度
が、それぞれ温度に対応するコード（これがメモリ１０
２のアドレスになる）０００、００１、・・・１１１で
表され、そして、それぞれに対し、ＤＣオフセット誤差
がΔ₀ 、Δ₁ 、・・・Δ₇ 、利得誤差εｇ₀ 、εｇ₁ 、
・・・εｇ₇ 、位相誤差εφ₀ 、εφ₁ 、・・・εφ₇
であることを示している。

【０１８５】一方、実施例１の図４のＳ２において、メ
モリから誤差情報を読み出す（Ｓ２２）際に、温度セン
サ１５１の温度データにより読み出すアドレスが指定さ
れるから、その温度に対応する誤差データが読み出され
る。たとえば、温度が−１０℃であるときはメモリ１０
２のアドレス０００が指定され、ＤＣオフセット誤差Δ
₀ 、利得誤差εｇ₀ 、位相誤差εφ₀ が読み出される。
他の温度０℃、・・・７０℃についても同様である。

【０１８６】以上のように、この実施例９によれば、さ
まざまな装置温度に対する誤差データを格納するととも
に、実際の装置温度に対応して最適な誤差データを補償
量を読み出して補償するので、温度に応じて最適な補償
を行うことができる。これにより温度変化に伴う誤差補
償の劣化を抑制でき、高精度化が可能となる。

【０１８７】以上の説明では、メモリ１０２に温度対誤
差を格納する場合を例にとり説明した。図２３からわか
るように、ある一定温度間隔で誤差は格納されている。
その中間の温度については、アドレスとなる温度データ
の下位ビットを切り捨て、ないしは四捨五入することに
より、メモリ１０２のアドレスにあわせればよい。ま
た、この中間の温度については、メモリ１０２の温度対
誤差のデータより補間(直線補間、ラグランジェ補間や
スプライン補間など) で求めてもよく、一層精度が高ま
る効果がある。

【０１８８】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０１８９】以上の説明は、ディジタル演算のＨ/ Ｗに
ついて述べていないが、論理回路によるＨ/ Ｗであって
も、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗをベースにした処理で
あってもよく同様の効果を奏する。

【０１９０】実施例１０．実施例１０は、実施例１およ
び実施例２に示した受信装置において、受信周波数（局
部発振周波数）をメモリ１０２のアドレスとしたもので
ある。受信装置の各種の誤差は常に一定ではなく、周波
数の変化に伴い変動する。したがって、メモリに保存さ
れている誤差データに基づき補償を行ったとしても、そ
のときの周波数の変化によっては誤差を完全に除去する
ことは困難である。この実施例１０は、このような問題
を解消することを目的とする。

【０１９１】以下、この実施例１０の受信装置について
図に基づいて説明する。図２４において、１５２は、局
部発振器８に対して所定の周波数チャネルを設定するた
めのチャネル設定データを、メモリ１０２のアドレスへ
変換するデータ変換手段である。図１の実施例１と同一
ないしは相当部分には同一符号を付している。

【０１９２】次に動作を説明する。誤差検出補償回路１
０３等の動作は実施例１の場合と同様である。この実施
例１０において、実施例１の図４の誤差抽出手順Ｓ１
は、さまざまなチャネルの周波数に対して繰り返し行わ
れる。メモリ１０２に格納される誤差は直交ミクサ６や
ベースバンド増幅器１０の不平衡などに起因し、これら
は受信周波数に依存する値である。従って、受信チャネ
ルが１６ある場合には、図２５に示すように、周波数ｆ
₀ ，ｆ₁ ，・・・ｆ₁₅それぞれについての誤差データが
メモリ１０２に保存される。図２５は、上記の周波数
が、それぞれ周波数に対応するコード（これがメモリ１
０２のアドレスになる）００００、０００１、・・・１
１１１で表され、そして、それぞれに対し、ＤＣオフセ
ット誤差がΔ₀ 、Δ₁ 、・・・Δ₁₅、利得誤差εｇ₀ 、
εｇ₁ 、・・・εｇ₁₅、位相誤差εφ₀ 、εφ₁ 、・・
・εφ₁₅であることを示している。

【０１９３】一方、実施例１の図４のＳ２において、メ
モリから誤差情報を読み出す（Ｓ２２）際に、チャネル
周波数を変換するデータ変換手段１５２からのデータに
より読み出すアドレスが指定されるから、その周波数に
対応する誤差データが読み出される。たとえば、周波数
がｆ₀ であるときはメモリ１０２のアドレス００００が
指定され、ＤＣオフセット誤差Δ₀ 、利得誤差εｇ₀ 、
位相誤差εφ₀ が読み出される。他の周波数ｆ₁ 、・・
・ｆ₁₅についても同様である。

【０１９４】以上の説明では、メモリ１０２に受信周波
数対誤差を格納する説明をした。ここで、アドレスとア
ドレスとの中間の周波数については、周波数データの下
位ビットを切り捨てないしは四捨五入し、メモリ１０２
のアドレスにあわせればよい。あるいは、メモリ１０２
の周波数対誤差のデータより補間（直線補間、ラグラン
ジェ補間やスプライン補間など）で求めてもよく、一層
精度が高まる効果がある。

【０１９５】以上の説明では、受信周波数をメモリ１０
２のアドレスとする場合について説明したが、受信周波
数と同時に実施例９の温度をもアドレスとしてもよい。
この場合、たとえば、アドレスを２つに分割して、周波
数と温度をそれぞれ対応させる。あるいは、周波数デー
タと温度データとを加算したものをアドレスとする。こ
のことにより、温度と周波数に対する誤差の変動を抑制
でき、より精度が高まる効果がある。

【０１９６】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０１９７】以上の説明は、ディジタル演算のＨ/ Ｗに
ついて述べていないが、論理回路によるＨ/ Ｗであって
も、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗをベースにした処理で
あってもよく同様の効果を奏する。

【０１９８】実施例１１．実施例１１は、たとえば、図
４６あるいは図４７に示された、ＤＣオフセットを抑制
するための高域通過フィルタ（ＨＰＦ）を備える受信装
置において、この高域通過フィルタによる伝送符号の歪
みを抑制することのできる受信装置である。

【０１９９】以下、この実施例１１の受信装置について
図に基づいて説明する。図２６において、１５３ａ，１
５３ｂは、ＩＱ信号それぞれについて低域通過フィルタ
９ａ，９ｂの後に設けられ、スイッチドキャパシタを利
用した高域通過フィルタ（ＨＰＦ）、１５４はスイチッ
ドキャパシタを駆動するクロック（周波数Ｆsc）、１５
５は、クロック１５４の分周用のカウンタであり、外部
からの制御データにより分周数Ｎを変更できる。１６０
はカウンタ１５５の分周数を制御するとともに、局部発
振器８の発振周波数を制御するチャネル設定データを出
力する制御回路である。図１の実施例１と同一ないしは
相当部分には同一符号を付している。

【０２００】また、図２７にスイッチドキャパシタを利
用した高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１５３の構成例を示
す。１５６ａ及び１５６ｂは、演算増幅器１５８のフィ
ードバック回路を開閉するスイッチである。これらのス
イッチが閉じたとき、フィードバック回路が形成される
とともに、一端が接地されたキャパシタ（Ｃ_c2）１５７
ｂがこのフィードバック回路に接続される。１５６ａ及
び１５６ｂは入力回路を開閉するスイッチである。これ
らスイッチが閉じたとき、入力端子はキャパシタＣ₀ を
介して演算増幅器１５８の−入力端子に接続されるとと
もに、入力端子に、一端が接地されたキャパシタ
（Ｃ_c1）が接続される。

【０２０１】スイッチ１５６ａ〜１５６ｄは、カウンタ
１５５が出力する分周されたクロックにより開閉される
（周波数Ｆsc／Ｎ）。スイッチ１５６ａ〜１５６ｄが閉
じたとき、キャパシタＣ_C1、Ｃ_C2に蓄えられた電荷は放
電され、抵抗と等価になる。そして、この抵抗値はスイ
ッチの開閉周期で変わる。したがって、スイッチの開閉
周期を変えると、図２７（ａ）のフィルタの特性（図２
７（ｂ））が変化する。高域通過フィルタ１５３の遮断
周波数ｆｃは次式で与えられるから、遮断周波数ｆｃは
カウンタ１５５の分周数Ｎにより制御できる。 ｆｃ ＝ Ｆsc・Ｃc1／（２π・Ｎ・Ｃc2） (18)

【０２０２】次に動作を説明する。高域通過フィルタ１
５３ａ，１５３ｂに、図２８（ａ）に示すようなＤＣオ
フセットが存在する符号を通過させる場合には、定常状
態において符号を歪ませないために、フィルタの遮断周
波数ｆｃを伝送速度と比較して十分低い遮断周波数に設
定する必要がある。たとえば、図２８（ｂ）の期間Ｔ₁
及び期間Ｔ₃ において遮断周波数ｆｃを低くする必要が
ある。本実施例による構成では、外部からの制御データ
によりカウンタ１５５の分周数Ｎを高め、式(18)で与え
られる遮断周波数ｆｃを低くすることができる。

【０２０３】一方、図２８（ｂ）の期間Ｔ₂ において、
局部発振器８の周波数変更に伴うＤＣオフセット変動が
符号へ重畳するのを抑制するために、カウンタ１５５の
分周数Ｎを低くして、高域通過フィルタ１５３ａ，１５
３ｂの遮断周波数ｆｃを高くする必要がある。なお、期
間Ｔ₂ は方式により決まっており、ＣＰＵなどからあら
かじめ通知される。

【０２０４】制御回路１６０は、上述の条件を満足する
ようにカウンタ１５５の分周数Ｎを制御する。このこと
により、図２８（ｂ）のように、ＤＣオフセットが一定
の状態であるとき（期間Ｔ₁ 、Ｔ₃ ）において出力波形
が歪まない。さらに、ＤＣオフセットが変動したとき
（期間Ｔ₂ ）において、この変動がすぐに減衰する。し
たがって、この変動による悪影響が防止される。なお、
ＤＣオフセットの変動は通信条件が変わるときに生じる
が、この切り替え時期（期間Ｔ₂ ）は無通話状態のガー
ドタイムであり、通信システムとしては、この期間内で
ＤＣオフセットの影響が終息すれば問題ない。周波数等
の切り換え時間は、数１０μｓ〜数ｍｓ程度である。

【０２０５】以上のように、この実施例１１によれば、
高域通過フィルタ１５３の遮断周波数ｆｃを、符号の伝
送状況にあわせて最適に変更するため、高域通過フィル
タ１５３における符号間干渉によるＢＥＲの劣化を抑制
できる。

【０２０６】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０２０７】実施例１２．実施例１２は、ＤＣオフセッ
ト抑制用の高域通過フィルタによる無変調キャリア（Ｃ
Ｗ）の減衰を抑制するものである。以下、この実施例１
２の受信装置を図について説明する。図２９において、
１６１は、局部発振器８として用いる周波数シンセサイ
ザを制御する制御回路である。図１の実施例１と同一な
いしは相当部分には同一符号を付している。

【０２０８】次に動作を説明する。無変調のキャリア
（ＣＷ）を受信する場合、受信波の周波数ｆrfと局部発
振器８の周波数ｆｐとが一致すると、図５０に示される
ように直交ミクサ６の出力は直流となる。そのため、出
力信号は高域通過フィルタ６０で減衰して無変調のキャ
リアがとぎれてしまう。

【０２０９】ところで、通常の通信では、ＣＷはキャリ
ア再生などの目的のために符号の先頭にあるから、その
発生時間はあらかじめ予測できる。そこで、本実施例で
は、ＣＷを通過させるために、制御回路１６１は、受信
波の周波数ｆrfと局部発振器８の周波数ｆｐとを、高域
通過フィルタ６０の遮断周波数以上ずらすように局部発
振器８を制御する。

【０２１０】この場合、受信波がＣＷであっても、直交
ミクサ６出力で周波数は（ｆrfーｆｐ）の絶対値とな
り、高域通過フィルタ６０を通過する。このように局部
発振器８の周波数を制御することにより、高域通過フィ
ルタ６０を有する受信装置であってもＣＷを受信するこ
とができる。

【０２１１】以上の説明では、局部発振器８の出力周波
数ｆp を、制御回路１６１により直接制御する構成を例
にとったが、図３０に示すように局部発振器８の基準発
振器に電圧制御水晶発振器(VCXO)を適用し、これを制御
してもよく同様の効果を奏する。

【０２１２】以上の説明では、局部発振器８の出力周波
数ｆp を直接制御する構成で説明したが、制御回路を設
けず、局部発振器８の周波数が最初からオフセットする
ようにされていてもよく、簡易な効果を奏する。

【０２１３】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０２１４】実施例１３．実施例１３は、ＤＣオフセッ
ト抑制用の高域通過フィルタによる符号の歪みとそれに
伴うＢＥＲの劣化を抑制するものである。以下、この実
施例１３の受信装置を図について説明する。図３１にお
いて、１６３ａ，１６３ｂは、高域通過フィルタ６０
ａ，６０ｂに対してそれぞれ逆のインパルス応答特性を
有するディジタルフィルタである。図１の実施例２と同
一ないしは相当部分には同一符号を付している。

【０２１５】次に動作を説明する。ＤＣオフセット抑制
用の高域通過フィルタ６０ａ，６０ｂは、図３２の下側
に示すインパルス応答特性を有する。これは、隣接する
符号への干渉となる。一方、ディジタルフィルタ１６３
ａ，１６３ｂは、図３２の上側に示すインパルス応答特
性を有する。高域通過フィルタ６０ａ，６０ｂのインパ
ルス応答特性とディジタルフィルタ１６３ａ，１６３ｂ
の特性とは、図３２からわかるように互いに逆特性であ
る。したがって、補正用のデジタルフィルタ１６３ａ，
１６３ｂは、高域通過フィルタ６０ａ，６０ｂのインパ
ルス応答を相殺する。これにより、高域通過フィルタ６
０ａ，６０ｂによる符号の歪みと、それに伴うＢＥＲの
劣化を抑制することができる。

【０２１６】以上の説明では、ディジタルフィルタ１６
３の具体的な構成について述べていないが、例えばＩＩ
Ｒ，ＦＩＲフィルタなどであってもよく、同様の効果を
奏する。

【０２１７】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０２１８】実施例１４．実施例１４は、ＤＣオフセッ
ト抑制用の高域通過フィルタによる符号の歪みとそれに
伴うＢＥＲの劣化を抑制するために、高域通過フィルタ
の代替手段を設けたものである。

【０２１９】以下、この実施例の受信装置について図に
基づいて説明する。図３３において、１７０ａ，１７０
ｂはベースバンド増幅器１０ａ，１０ｂの出力から低周
波成分をそれぞれ取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
である。低域通過フィルタ１７０ａ，１７０ｂの出力
は、それぞれＤＣオフセットΔｉ、Δｑである。１７１
ａ，１７１ｂはベースバンド増幅器１０ａ，１０ｂの出
力を所定時間だけそれぞれ遅延させる遅延線、１７２ａ
は、遅延線１７１ａの出力から低域通過フィルタ１７０
ａの出力であるΔｉを減算する減算器、１７２ｂは、遅
延線１７１ｂの出力から低域通過フィルタ１７０ｂの出
力であるΔｑを減算する減算器である。減算器１７２
ａ，１７２ｂの出力は、それぞれＡ−Ｄ変換器１１ａ，
１１ｂに入力される。図１の実施例２と同一ないしは相
当部分には同一符号を付している。

【０２２０】次に動作を説明する。ＤＣオフセットを含
んだ変調信号であるベースバンド増幅器１０ａ，１０ｂ
の出力電圧は、低域通過フィルタ１７０ａ，１７０ｂに
より平滑化される。通常、変調信号はランダムなので、
低域通過フィルタ１７０ａ，１７０ｂの時定数を十分長
時間とすれば、変調信号は０Ｖとなり、ＤＣオフセット
Δｉ、Δｑを抽出できる。

【０２２１】また、ベースバンド増幅器１０ａ，１０ｂ
の出力電圧は、低域通過フィルタ１７０ａ，１７０ｂと
同じ遅延時間を有する遅延線１７１ａ，１７１ｂにより
遅延する。これら遅延されたＩＱ信号から、減算器１７
２ａ，１７２ｂにより、ＤＣオフセットΔｉ、Δｑをそ
れぞれ減算する。これによりＤＣオフセットは除去され
る。

【０２２２】このとき、低域通過フィルタ１７０ａ，１
７０ｂの時定数を十分長時間とすれば、高域通過フィル
タを用いないので、符号間干渉によるＢＥＲの劣化は生
じない。

【０２２３】また、この低域通過フィルタ１７０の時定
数が伝送速度より十分長時間で、かつ、ＤＣオフセット
の短時間での変動がなければ、遅延線１７１を設けなく
ても同様の効果を奏する。

【０２２４】以上の説明では、Ａ−Ｄ変換器１１ａ，１
１ｂの入力電位を補正する構成を例にとり述べたが、図
３４のように、Ａ−Ｄ変換器１１ａ，１１ｂの中点電位
（あるいは基準電位）を加算器１７３ａ，１７３ｂによ
りそれぞれ補正する構成であってもよく、同様の効果を
奏する。

【０２２５】また、以上の説明では、Ａ−Ｄ変換器１１
ａ，１１ｂの入力電位を補正する構成を例にとり述べた
が、図３５のように、Ａ−Ｄ変換後においてディジタル
演算により補正する構成であってもよく、同様の効果を
奏する。

【０２２６】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ６を用いるヘテロダイン
構成の受信装置であってもよく、同様の効果を奏する。

【０２２７】実施例１５．実施例１５は送受信装置に関
し、実施例１あるいは実施例２の完全に校正された精度
の高い受信装置を用いて、送信装置の変調波のベクトル
誤差を修正するものである。

【０２２８】以下、この実施例１５の送受信装置につい
て図に基づいて説明する。図３６において、２００は受
信装置側の復調演算回路１２の出力により得られる復調
符号と、送信装置側で変調した符号との誤差を求める演
算回路、２０１はこの送信と受信間の誤差を保存するメ
モリ、２０２はメモリ２０１の誤差データに基づき変調
信号生成回路５７の変調出力に含まれる誤差を補償する
誤差補償回路、２０３は図示しないアンテナ（ＡＮＴ）
へ、あるいはアンテナからの信号の流れを切り替えるス
イッチである。ここで、図５３の従来例、あるいは図１
の実施例１と同一ないしは相当部分には同一符号を付し
ている。

【０２２９】次に動作を説明する。図３６は、送受信周
波数が同じである送受信装置の構成例である。受信装置
のみならず送信装置もホモダイン構成の例を示してい
る。

【０２３０】ここで、受信装置は、誤差検出用の正弦波
に基づき、すでにベクトル誤差の補償を完了しているも
のとする。

【０２３１】図３６の送受信装置において、まず送信装
置の変調波のベクトル誤差を求める。変調信号生成回路
５７は、変調データによりベクトル変調する。この変調
出力は誤差補償回路２０２に入力されるが、この段階で
はメモリ２０１に補償データが保存されていないので、
補償は行われない。信号生成回路５７の変調信号出力に
従いベクトル変調された送信波の一部は、スイッチ２０
３を介して受信装置側の低雑音増幅器１に入力される。
この送信波は直交ミクサ６で検波され、受信装置側の誤
差が補償されてから、復調演算回路１２により符号が再
生される。受信装置側の補償は完全になされているとす
れば、生成された符号に誤まりが生じていれば、これは
送信装置側の誤差によるものである。

【０２３２】ところで、送信装置側から送信した座標の
データが得られ、本来の変調座標がわかる。そこで、演
算回路２００は、復調演算回路１２により復調された座
標と送信波の本来の座標とを比較して、これらの間の誤
差を求める。例えば、QPSKなら４点、16QAM なら１６点
の座標が既知であり、この誤差検出は容易である。誤差
検出後、演算回路２００は、この送信波の誤差データを
メモリ２０１に格納する。

【０２３３】そして、次の送信時において、誤差補償回
路２０２は、メモリ２０１の誤差データに基づき、座標
の補正を行ってから送信する。このことにより、送信信
号に生じる変調誤差を除去できる。

【０２３４】このように、高精度の受信装置を用いて送
信波の座標の補正を実施するので、高い送信波のベクト
ル精度が得られ、変調誤差によるＢＥＲの劣化を抑制で
きる効果がある。

【０２３５】以上の説明では、送信波のベクトル誤差の
抽出時期について述べていないが、(1) 製品製造時、
(2) 通信開始時、(3)TDMA の場合ではバーストごと、あ
るいは(4) 送信時に随時行ってもよく、同様の効果を奏
する。

【０２３６】なお、以上の説明は、送信周波数と受信周
波数が同じである送受信装置を例にとり行ったが、図３
７に示すように、送受信周波数が異なる送受信装置であ
ってもよい。図３７において、２０７は送信信号の周波
数を受信信号の周波数に一致させる周波数変換器であ
る。周波数変換器２０７は、送信装置側からの送信信号
から所定の帯域の信号を取り出す帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）２０４ｂ、送受信の周波数差と同じ発振周波数を
有する局部発振波を発生する局部発振器（ＬＯ）２０
５、帯域通過フィルタ２０４ｂの出力と局部発振器２０
５の出力を混合するミクサ（ＭＩＸ）２０６、ミクサ２
０６の出力から所定の帯域の信号を取り出す帯域通過フ
ィルタ２０４ａとから構成される。周波数変換器２０７
は、誤差を求めるために、送受信装置の本来のアンテナ
に代えて特別に設けるものである。

【０２３７】図３８の構成は、送信信号を、送受信の周
波数差を周波数変換器２０７で修正してから受信装置側
に供給する点を除き図３７と同じであり、同様の効果を
奏する。ただし、上述の手順により送信波のベクトル誤
差を抽出する時期は、誤差の抽出のために送受信装置の
外部に周波数変換器２０７を設ける関係上、製品の製
造、あるいは調整時である。

【０２３８】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ３８を用いるヘテロダイ
ン構成の送信装置であってもよく、同様の効果を奏す
る。

【０２３９】以上の説明は、ディジタル演算のＨ/ Ｗに
ついて述べていないが、論理回路によるＨ/ Ｗであって
も、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗをベースにした処理で
あってもよく同様の効果を奏する。

【０２４０】実施例１６．実施例１６は、実施例１５の
図３６に示された送受信装置の変調波のベクトル誤差を
格納するメモリ２０１のアドレスとして送信周波数を用
いたものである。以下、この実施例１６の送受信装置を
図について説明する。図３８において、２１０は局部発
振器８へのチャネル設定データから、メモリ１０２のア
ドレスへ変換するデータ変換回路である。図１、図３６
の実施例１、１５と同一ないしは相当部分には同一符号
を付している。

【０２４１】次に動作を説明する。実施例１０で受信装
置における誤差の周波数依存性について説明したが、送
信装置においても同様である。メモリ２０１に格納され
る誤差は直交ミクサ３８やベースバンド増幅器５５の不
平衡などに起因する。これらのうち直交ミクサ３８によ
る誤差は送信周波数に依存する値である。従って、実施
例１０の図２５のテーブルのように、メモリ２０１に送
信周波数ごとに誤差を格納すれば、誤差補償量を送信周
波数に応じて変更することができる。これにより誤差検
出・補償における送信周波数による劣化を抑制でき、高
精度化が可能となる。

【０２４２】以上の説明では、メモリ２０１に送信周波
数対誤差のテーブルを格納する場合について説明をし
た。ここで、アドレスとアドレスとの中間の周波数につ
いては、周波数データの下位ビットを切り捨てないしは
四捨五入し、メモリ２０１のアドレスにあわせればよ
い。あるいは、メモリ２０１の周波数対誤差のデータよ
り補間（直線補間、ラグランジェ補間やスプライン補間
など）で求めてもよく、一層精度が高まる効果がある。

【０２４３】以上の説明では、送信波のベクトル誤差の
抽出時期について述べていないが、(1) 製品製造時、
(2) 通信開始時、(3)TDMA の場合ではバーストごと、あ
るいは(4) 送信時に随時行ってもよく、同様の効果を奏
する。

【０２４４】以上の説明は、送受信周波数が同じである
送受信装置について行ったが、送受信周波数が異なる送
受信装置であってもよく、図３７のように外部に周波数
変換器を設け、誤差抽出することによっても同様の効果
が得られる。

【０２４５】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ３８を用いるヘテロダイ
ン構成の送信装置であってもよく、同様の効果を奏す
る。

【０２４６】以上の説明は、ディジタル演算のＨ/ Ｗに
ついて述べていないが、論理回路によるＨ/ Ｗであって
も、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗをベースにした処理で
あってもよく同様の効果を奏する。

【０２４７】実施例１７．実施例１７は、実施例１５の
送受信装置の変調波のベクトル誤差を格納するメモリ２
０１のアドレスとして温度を用いたものである。以下、
この実施例１７の送受信装置を図について説明する。図
３９において、２１１は装置の内部温度を検出する温度
センサである。温度センサ２１１はメモリ２０１に対し
温度データを出力する。ここで、図１、図３６の実施例
１、１５と同一ないしは相当部分には同一符号を付して
いる。

【０２４８】次に動作を説明する。実施例９で受信装置
における誤差の温度依存性について説明したが、送信装
置においても同様である。メモリ２０１に格納される誤
差は直交ミクサ３８やベースバンド増幅器５５の不平衡
などに起因し、これらは温度に依存する値である。実施
例９の図２３のテーブルのように、温度センサ２１１で
検出した温度に対する誤差を、メモリ２０１に温度ごと
に格納すれば、誤差補償量を温度に応じて変更すること
ができる。これにより誤差検出・補償の温度による劣化
を抑制でき、高精度化が可能となる効果がある。

【０２４９】以上の説明では、メモリ２０１に温度対誤
差を格納する説明をした。ここで、アドレスとアドレス
との中間の温度については、温度データの下位ビットを
切り捨てないしは四捨五入し、メモリ２０１のアドレス
にあわせればよい。あるいは、メモリ２０１の温度対誤
差のデータより補間（線補間、ラグランジェ補間やスプ
ライン補間など）で求めてもよく、一層精度が高まる効
果がある。

【０２５０】以上の説明では、送信波のベクトル誤差の
抽出時期について述べていないが、(1) 製品製造時、
(2) 通信開始時、(3)TDMA の場合ではバーストごと、あ
るいは(4) 送信時に随時行ってもよく、同様の効果を奏
する。

【０２５１】以上の説明図は、送受信周波数が同じ送受
信装置について行ったが、送受信周波数が異なる送受信
装置であってもよく、外部に周波数変換器を設け、誤差
抽出することにより同様の効果が得られる。

【０２５２】以上の説明は、ホモダイン構成の送受信装
置について行ったが直交ミクサ３８を用いるヘテロダイ
ン構成の送信装置であってもよく、同様の効果を奏す
る。

【０２５３】以上の説明は、ディジタル演算のＨ/ Ｗに
ついて述べていないが、論理回路によるＨ/ Ｗであって
も、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗをベースにした処理で
あってもよく同様の効果を奏する。

【０２５４】実施例１８．実施例１８は、実施例１ある
いは実施例２の完全に校正された精度の高い受信装置を
基地局に用い、子局の送信装置の変調波のベクトル誤差
を修正するものである。以下、この実施例１８の通信シ
ステムを図について説明する。図４０において、２２０
は基地局送信装置、２２１は子局受信装置である。基地
局送信装置２２０に並列に設けられた受信装置や、子局
受信装置２２１に並列に設けられた送信装置は、ホモダ
イン構成を例にとり示している。ここで、図１、図７の
実施例１、２と同一ないしは相当部分には同一符号を付
している。

【０２５５】次に動作を説明する。基地局の受信装置に
おいて、入力された正弦波に基づき、ベクトル誤差の補
償が既に完了しているとする。子局は、変調信号生成回
路５７の変調信号出力に従い、ベクトル変調された送信
波を送信する。

【０２５６】子局からの送信波は、基地局の受信装置の
直交ミクサ６で検波され、誤差補償される。復調演算回
路１２において符号が再生する。ここで、演算回路２０
０により、送信波の本来の座標からの誤差が求められ
る。例えば、QPSKなら４点、１６QAM なら16点の座標が
既知なので、この誤差検出は容易である。この送信波の
誤差データを基地局の送信装置２２０が子局へ送信す
る。この送信波は子局受信装置２２１で再生される。こ
の子局の送信波の誤差データはメモリ２０１に格納され
る。そして、子局の送信時には誤差補償回路２０２で座
標の補正を行い、送信を行う。

【０２５７】このように、この実施例１８によれば、高
精度の基地局の受信装置を用いて子局の送信波の座標の
補正を実施するので、高い送信波のベクトル精度が得ら
れ、変調誤差によるＢＥＲの劣化を抑制できる効果があ
る。また、誤差の検出を基地局で行うため、子局の消費
電力やコスト、大きさを低減できる効果がある。

【０２５８】以上の説明では、送信波のベクトル誤差の
抽出時期について述べていないが、(1) 製品製造時、
(2) 通信開始時、(3)TDMA の場合にはバーストごと、あ
るいは(4) 送信時に随時行ってもよく、同様の効果を奏
する。

【０２５９】以上の説明は、ホモダイン構成の受信装置
について行ったが、直交ミクサ３８を用いるヘテロダイ
ン構成の送信装置であってもよく、同様の効果を奏す
る。

【０２６０】以上の説明は、ディジタル演算のＨ/ Ｗに
ついて述べていないが、論理回路によるＨ/ Ｗであって
も、ＤＳＰやＣＰＵなどのＳ／Ｗをベースにした処理で
あってもよく同様の効果を奏する。

【０２６１】

【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、受信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信
号を出力する検波器を備えた受信装置に対し、上記受信
信号として試験信号を入力し、上記試験信号のＩ信号及
びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差の
データをメモリに保存する校正ステップと、通信信号を
受信したときに上記メモリから誤差データを読み出すと
ともに、上記誤差データに基づき上記通信信号のＩ信号
及びＱ信号を補償する補償ステップとを備え、誤差デー
タを試験波に基づき求めるので、誤差データの精度が向
上して受信信号の直交座標ＩＱに関する影響を低減でき
る。これにより、ＢＥＲ（Bit Error Rate）を改善でき
る。

【０２６２】また、請求項２の発明によれば、上記校正
ステップを、上記受信信号として試験信号を入力し、上
記試験信号のＩ信号及びＱ信号に生じる誤差を求めると
ともに、これら誤差のデータをメモリに保存する第１の
校正ステップと、上記メモリから誤差データを読み出す
とともに、上記誤差データに基づき上記試験信号のＩ信
号及びＱ信号を補償する第２の校正ステップと、上記第
２の校正ステップにより補償された上記Ｉ信号及びＱ信
号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差のデータ
を上記メモリに保存することにより上記誤差データを更
新する第３の校正ステップとから構成し、誤差データを
反復して求めるようにしたので、誤差データの精度がさ
らに向上する。

【０２６３】また、請求項３の発明によれば、上記校正
ステップで入力する上記試験信号を、外部からの通信信
号に含まれるパイロット信号としたので、誤差検出を随
時行うことができる。

【０２６４】また、請求項４の発明によれば、上記校正
ステップで入力する上記試験信号を、外部から、データ
に先立ち送信される無変調信号としたので、誤差検出を
さらに頻繁に随時行うことができる。

【０２６５】また、請求項５の発明によれば、上記校正
ステップで、上記試験信号を正弦波とし、上記Ｉ信号及
び上記Ｑ信号の低周波成分を抽出することによりＩ信号
のＤＣオフセット誤差Δｉ及びＱ信号のＤＣオフセット
誤差Δｑを求め、上記補償ステップで、上記通信信号の
Ｉ信号及びＱ信号から上記Ｉ信号のＤＣオフセット誤差
Δｉ及び上記Ｑ信号のＤＣオフセット誤差Δｑをそれぞ
れ減算してオフセットを補償するので、位相誤差を補償
することができる。

【０２６６】また、請求項６の発明によれば、上記校正
ステップで、上記試験信号を正弦波とし、この正弦波入
力に対する上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号のうちの一方の振
幅をＶ1 （ｔ）、他方の振幅をＶ2 （ｔ）としたとき、
上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号をそれぞれ自乗した後に低周
波成分を抽出することにより、振幅の自乗値（Ｖ1
（ｔ））² ，（Ｖ2 （ｔ））² を求め、さらに、次式
(a) により利得誤差ΔＧを求め、 ΔＧ＝｛（Ｖ2 （ｔ））² ／（Ｖ1 （ｔ））² ｝^0.5 (a) 上記補償ステップで、上記振幅Ｖ1 （ｔ）に対応する信
号に対し上記利得誤差ΔＧを乗算することにより、ある
いは、上記振幅Ｖ2 （ｔ）に対応する信号を上記利得誤
差ΔＧで除算することにより利得を補償するので、利得
誤差を補償することができる。

【０２６７】また、請求項７の発明によれば、上記校正
ステップで、上記Ｉ信号と上記Ｑ信号とを乗算した後に
低周波成分を抽出し、この抽出された値を（Ｖ3
（ｔ））²としたとき、次式(b) により位相誤差Δφを
求め、 Δφ＝sin^-1 ｛（Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・（Ｖ1 （ｔ））² ）｝ (b) 上記補償ステップで、次式(c) により位相を補償する ｛Ｖ2 （ｔ）＋Ｖ1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δφ） (c) ので、位相誤差を補償できる。

【０２６８】また、請求項８の発明によれば、通信信号
を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する
検波器と、上記検波器において生じる誤差データがあら
かじめ保存されたメモリと、上記メモリから誤差データ
を読み出すとともに、上記誤差データに基づき上記Ｉ信
号及び上記Ｑ信号を補償する補償手段と、上記補償手段
が出力する補償後のＩ信号及びＱ信号に基づきデータを
復調する復調回路とを備えたので、あらかじめ保存され
た誤差データにより誤差を補償できるとともに、構成が
簡単になる。

【０２６９】また、請求項９の発明によれば、装置内部
の温度を測定する温度センサを備えるとともに、上記メ
モリに、複数の温度それぞれに対応する複数の誤差デー
タが保存され、上記補償手段が、上記温度センサが出力
する温度に対応する誤差データを読み出して上記Ｉ信号
及び上記Ｑ信号を補償するので、誤差が温度により変動
した場合でも、適切に補償できる。

【０２７０】また、請求項１０の発明によれば、上記検
波器の局部発振波の周波数を検出する局部発振周波数検
出器を備えるとともに、上記メモリに、複数の周波数そ
れぞれに対応する複数の誤差データが保存され、上記補
償手段が、上記局部発振周波数検出器が出力する周波数
に対応する誤差データを読み出して上記Ｉ信号及び上記
Ｑ信号を補償するので、誤差が周波数により変動した場
合でも、適切に補償できる。

【０２７１】また、請求項１１の発明によれば、上記メ
モリに、上記Ｉ信号のＤＣオフセット誤差Δｉ及び上記
Ｑ信号のＤＣオフセット誤差Δｑが保存され、上記補償
手段に、上記Ｉ信号から上記ＤＣオフセット誤差Δｉを
減算するｉチャネル減算器と、上記Ｑ信号から上記ＤＣ
オフセット誤差Δｑを減算するｑチャネル減算器とを備
えたので、ＤＣオフセットを補償できる。

【０２７２】また、請求項１２の発明によれば、上記メ
モリに、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号との間の利得誤差Δ
Ｇが保存され、上記補償手段に、上記Ｉ信号または上記
Ｑ信号いずれか一方に、上記利得誤差ΔＧに対応する係
数を乗算する乗算器を備えたので、利得誤差を補償でき
る。

【０２７３】また、請求項１３の発明によれば、上記メ
モリに、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号との間の位相誤差Δ
φが保存され、上記補償手段に、上記Ｉ信号及び上記Ｑ
信号のうちの一方の振幅をＶ1 （ｔ）、他方の振幅をＶ
2 （ｔ）としたとき、上記位相誤差Δφに基づき、式
｛Ｖ2 （ｔ）＋Ｖ1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δ
φ）を演算する演算器を備えたので、位相誤差を補償で
きる。

【０２７４】また、請求項１４の発明によれば、上記通
信信号に代えて、上記検波器に試験波が入力されたとき
に、上記検波器からのＩ信号及びＱ信号に基づき上記誤
差データを求めて上記メモリに保存する誤差検出回路を
備えたので、受信装置が出荷された後においても誤差検
出を行うことができる。

【０２７５】また、請求項１５の発明によれば、上記誤
差検出回路が誤差データを求めるときに、正弦波を発生
して上記検波器に供給する試験信号発生器を備えたの
で、誤差検出を随時行うことができる。

【０２７６】また、請求項１６の発明によれば、上記誤
差検出回路に、上記Ｉ信号の低周波成分を抽出してＤＣ
オフセット誤差Δｉを出力するｉチャネル低域通過フィ
ルタと、上記Ｑ信号の低周波成分を抽出してＤＣオフセ
ット誤差Δｑを出力するｑチャネル低域通過フィルタと
を備えたので、ＤＣオフセットを随時求めることができ
る。

【０２７７】また、請求項１７の発明によれば、上記誤
差検出回路に、上記Ｉ信号を自乗するｉチャネル自乗演
算回路と、上記Ｑ信号を自乗するｑチャネル自乗演算回
路と、上記ｉチャネル自乗演算回路の出力信号の低周波
成分を抽出するｉチャネル低域通過フィルタと、上記ｑ
チャネル自乗演算回路の出力信号の低周波成分を抽出す
るｑチャネル低域通過フィルタと、上記ｉチャネル低域
通過フィルタの出力及び上記ｑチャネル低域通過フィル
タの出力に基づき、利得誤差ΔＧを演算する利得誤差演
算回路とを備えたので、利得誤差を随時求めることがで
きる。

【０２７８】また、請求項１８の発明によれば、上記誤
差検出回路に、上記Ｉ信号と上記Ｑ信号とを乗算する乗
算回路と、上記乗算回路の出力信号の低周波成分を抽出
する低域通過フィルタと、上記低域通過フィルタの出力
及び上記利得誤差演算回路の出力に基づき、位相誤差Δ
φを演算する位相誤差演算回路とを備えたので、位相誤
差を随時求めることができる。

【０２７９】また、請求項１９の発明によれば、通信の
レートの変更に対応して上記低域通過フィルタの周波数
特性を変更する低域通過フィルタ制御手段を備えたの
で、マルチレート方式に対応できる。

【０２８０】また、請求項２０の発明によれば、通信信
号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力す
る検波器と、上記Ｉ信号の高周波成分を抽出するｉチャ
ネル高域通過フィルタと、上記Ｑ信号の高周波成分を抽
出するｑチャネル高域通過フィルタと、上記ｉチャネル
高域通過フィルタの出力信号及び上記ｑチャネル高域通
過フィルタの出力信号に基づきデータを復調する復調回
路と、上記Ｉ信号あるいは上記Ｑ信号に含まれるＤＣオ
フセットが変動したときに、遮断周波数が高くなるよう
に上記ｉチャネル高域通過フィルタ及び上記ｑチャネル
高域通過フィルタを制御する高域通過フィルタ制御手段
とを備えたので、ＤＣオフセットの変動による影響を低
減できて、ＢＥＲが向上する。

【０２８１】また、請求項２１の発明によれば、上記ｉ
チャネル高域通過フィルタ及び上記ｑチャネル高域通過
フィルタを、供給されるクロックの周波数に応じて遮断
周波数が変化するスイッチトキャパシタフィルタにより
構成するとともに、上記高域通過フィルタ制御手段に、
基準信号を発生する基準信号発生器と、上記基準信号を
分周して上記クロックを発生し、上記ｉチャネル高域通
過フィルタ及び上記ｑチャネル高域通過フィルタにそれ
ぞれ供給するカウンタと、上記ＤＣオフセットが変動し
たときに、上記カウンタの分周数を下げる分周数制御部
とを備えたので、簡単な構成でフィルタを制御できる。

【０２８２】また、請求項２２の発明によれば、局部発
振波を発生する局部発振器と、上記局部発振波に基づき
通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を
出力する検波器と、上記Ｉ信号の高周波成分を抽出する
ｉチャネル高域通過フィルタと、上記Ｑ信号の高周波成
分を抽出するｑチャネル高域通過フィルタと、上記ｉチ
ャネル高域通過フィルタの出力信号及び上記ｑチャネル
高域通過フィルタの出力信号に基づきデータを復調する
復調回路と、無変調信号を受信したときに、上記局部発
振波の周波数と上記無変調信号の周波数との差が上記ｉ
チャネル高域通過フィルタの遮断周波数及び上記ｑチャ
ネル高域通過フィルタの遮断周波数いずれよりも大きく
なるように、上記局部発振器を制御する制御回路とを備
えたので、無変調信号のレベルが安定し、ＢＥＲが向上
する。

【０２８３】また、請求項２３の発明によれば、局部発
振波を発生する局部発振器と、上記局部発振波に基づき
通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を
出力する検波器と、上記Ｉ信号の高周波成分を抽出する
ｉチャネル高域通過フィルタと、上記Ｑ信号の高周波成
分を抽出するｑチャネル高域通過フィルタと、上記ｉチ
ャネル高域通過フィルタの出力を入力とし、このフィル
タの通過特性と逆特性を有するｉチャネル補正用フィル
タと、上記ｑチャネル高域通過フィルタの出力を入力と
し、このフィルタの通過特性と逆特性を有するｑチャネ
ル補正用フィルタと、上記ｉチャネル補正用フィルタの
出力信号及び上記ｑチャネル補正用フィルタの出力信号
に基づきデータを復調する復調回路とを備えたので、フ
ィルタによる影響が除去され、ＢＥＲが向上する。

【０２８４】また、請求項２４の発明によれば、局部発
振波を発生する局部発振器と、上記局部発振波に基づき
通信信号を検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を
出力する検波器と、上記Ｉ信号を遅延するｉチャネル遅
延手段と、上記Ｉ信号の低周波成分を抽出するｉチャネ
ル低域通過フィルタと、上記ｉチャネル遅延手段の出力
と上記ｉチャネル低域通過フィルタの出力との差を求め
るｉチャネル減算器と、上記Ｑ信号を遅延するｑチャネ
ル遅延手段と、上記Ｑ信号の低周波成分を抽出するｑチ
ャネル低域通過フィルタと、上記ｑチャネル遅延手段の
出力と上記ｑチャネル低域通過フィルタの出力との差を
求めるｑチャネル減算器と、上記ｉチャネル減算器の出
力信号及び上記ｑチャネル減算器の出力信号に基づきデ
ータを復調する復調回路とを備えたので、誤差が低減さ
れ、ＢＥＲが向上する。

【０２８５】また、請求項２５の発明によれば、送信及
び受信用のアンテナと、上記アンテナからの受信信号を
検波して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する検
波器、上記検波器において生じる受信誤差データをあら
かじめ保存した受信誤差メモリ、上記受信誤差メモリか
ら受信誤差データを読み出すとともに、上記受信誤差デ
ータに基づき上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償する補償
手段、及び、上記補償手段が出力する補償後のＩ信号及
びＱ信号に基づきデータを復調する復調回路を備えた受
信部と、送信誤差データを保存する送信誤差メモリ、送
信データを変調して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を
出力する変調信号生成回路、上記送信誤差メモリから送
信誤差データを読み出して、この送信誤差データに基づ
き上記変調信号生成回路が出力するＩ信号及びＱ信号を
補償する誤差補償回路、上記誤差補償回路が出力する補
償後のＩ信号及びＱ信号に基づき送信信号を生成する変
調器、及び、上記変調器の出力を増幅して上記アンテナ
に供給する増幅器を備えた送信部と、上記受信部の上記
復調回路が出力するデータの座標と送信されたデータの
座標とを比較することにより送信誤差データを求め、上
記送信部の上記送信誤差メモリに保存する送信誤差演算
回路とを備え、上記送信誤差データを求めるときに、上
記送信部の上記増幅器からの送信波を上記受信部の上記
検波器に供給するので、送信部の誤差を補償することが
できてＢＥＲが向上する。

【０２８６】請求項２６の発明によれば、上記送信部の
上記増幅器から上記受信部の上記検波器に供給される送
信信号の周波数を、上記受信部の周波数に変換する周波
数変換器を備えたので、送信周波数と受信周波数とが異
なるときでも、送信部の誤差を補償できる。

【０２８７】請求項２７の発明によれば、装置内部の温
度を測定する温度センサを備えるとともに、上記送信誤
差メモリに、複数の温度それぞれに対応する複数の送信
誤差データが保存され、上記送信部の上記誤差補償回路
が、上記温度センサが出力する温度に対応する送信誤差
データを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償す
るので、誤差が温度により変動した場合でも、送信部を
適切に補償できる。

【０２８８】請求項２８の発明によれば、上記送信部の
上記変調器の局部発振波の周波数を検出する局部発振周
波数検出器を備えるとともに、上記送信誤差メモリに、
複数の局部発振周波数それぞれに対応する複数の送信誤
差データが保存され、上記誤差補償回路が、上記局部発
振周波数検出器が出力する周波数に対応する送信誤差デ
ータを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償する
ので、誤差が周波数により変動した場合でも、送信部を
適切に補償できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施例１の受信装置の構成図であ
る。

【図２】 この発明の実施例１の受信装置の誤差検出回
路の詳細構成図である。

【図３】 この発明の実施例１の受信装置の誤差補償回
路の詳細構成図である。

【図４】 この発明の実施例１の誤差抽出手順及び誤差
補償手順を示すフローチャートである。

【図５】 この発明の実施例１の他の誤差抽出手順及び
誤差補償手順を示すフローチャートである。

【図６】 この発明の実施例２の受信装置の構成図であ
る。

【図７】 この発明の実施例２の受信装置の誤差検出回
路の詳細構成図である。

【図８】 この発明の実施例２の受信装置の誤差補償回
路の詳細構成図である。

【図９】 この発明の実施例３の受信装置の構成図であ
る。

【図１０】 この発明の実施例３の誤差抽出手順及び誤
差補償手順を示すフローチャートである。

【図１１】 この発明の実施例４の受信装置の構成図で
ある。

【図１２】 この発明の実施例４の受信波のスペクトル
を示す図である。

【図１３】 この発明の実施例４の誤差抽出手順及び誤
差補償手順を示すフローチャートである。

【図１４】 この発明の実施例５の受信装置の構成図で
ある。

【図１５】 この発明の実施例５の受信波の波形図であ
る。

【図１６】 この発明の実施例５の誤差抽出手順及び誤
差補償手順を示すフローチャートである。

【図１７】 この発明の実施例６の受信装置の構成図で
ある。

【図１８】 この発明の実施例６の受信装置の他の構成
図である。

【図１９】 この発明の実施例７に係る低域通過フィル
タ演算手段の詳細構成図である。

【図２０】 この発明の実施例８の受信装置の構成図で
ある。

【図２１】 この発明の実施例８の誤差抽出手順及び誤
差補償手順を示すフローチャートである。

【図２２】 この発明の実施例９の受信装置の構成図で
ある。

【図２３】 この発明の実施例９に係るメモリに保存さ
れた誤差データを示す図である。

【図２４】 この発明の実施例１０の受信装置の構成図
である。

【図２５】 この発明の実施例１０に係るメモリに保存
された誤差データを示す図である。

【図２６】 この発明の実施例１１の受信装置の構成図
である。

【図２７】 この発明の実施例１１に係るスイッチトキ
ャパシタフィルタの構成図及びその特性図である。

【図２８】 この発明の実施例１１の受信装置の動作を
説明するための波形図である。

【図２９】 この発明の実施例１２の受信装置の構成図
である。

【図３０】 この発明の実施例１２の受信装置の他の構
成図である。

【図３１】 この発明の実施例１３の受信装置の構成図
である。

【図３２】 この発明の実施例１３の受信装置の動作を
説明するためのフィルタのインパルス応答の波形図であ
る。

【図３３】 この発明の実施例１４の受信装置の構成図
である。

【図３４】 この発明の実施例１４の受信装置の他の構
成図である。

【図３５】 この発明の実施例１４の受信装置の他の構
成図である。

【図３６】 この発明の実施例１５の送受信装置の構成
図である。

【図３７】 この発明の実施例１５の送受信装置の他の
構成図である。

【図３８】 この発明の実施例１６の送受信装置の構成
図である。

【図３９】 この発明の実施例１７の送受信装置の構成
図である。

【図４０】 この発明の実施例１８の通信システムの構
成図である。

【図４１】 従来の受信装置の構成図である。

【図４２】 従来の受信装置における誤差要因の説明図
である。

【図４３】 従来の受信装置に係るベクトル誤差による
空間ダイアグラムの変形を表す図である。

【図４４】 従来の受信装置におけるベクトル誤差によ
るＢＥＲの劣化の説明図である。

【図４５】 従来のヘテロダイン方式の受信装置の構成
図である。

【図４６】 高域通過フィルタを設けた従来の受信装置
の構成図である。

【図４７】 高域通過フィルタを設けた従来の受信装置
の他の構成図である。

【図４８】 高域通過フィルタのインパルス応答の説明
図である。

【図４９】 高域通過フィルタのインパルス応答による
伝送符号の歪みの説明図である。

【図５０】 高域通過フィルタによる無変調波の減衰の
説明図である。

【図５１】 ＤＣオフセットが変動したときの高域通過
フィルタのインパルス応答による伝送符号の歪みの説明
図である。

【図５２】 誤差補償回路を設けた従来の受信装置の構
成図である。

【図５３】 従来の送信装置の構成図である。

【図５４】 従来の送信装置の他の構成図である。

【符号の説明】

1 低雑音増幅器（LNA ）、2 帯域通過フィルタ（BP
F ）、3 ミクサ（MIX）、4 0 度分配器、5 90度
移相器、6 直交ミクサ、8 局部発振器(LO)、9 低
域通過フィルタ(LPF) 、10 ベースバンド増幅器(AMP)
、11 A-D 変換器、12 復調演算回路、13 ミクサ(MI
X) 、14 増幅器(AMP) 、15 帯域通過フィルタ(BPF)
、31 高出力増幅器(HPA) 、32 送信ミクサ、33 ア
ップコンバータ、34 送信ミクサ、36 0 度分配器、37
90度移相器、38 直交ミクサ、54低域通過フィルタ(L
PF) 、55 ベースバンド増幅器(AMP) 、56 D-A 変換
器、57変調信号生成回路、58 ダウンコンバータ、60
高域通過フィルタ(HPF) 、101 誤差検出・補償回
路、102 メモリ、103 誤差検出手段、104 誤差補償
手段、105 利得誤差検出回路、106 位相誤差検出回
路、107 DCオフセット検出回路、108 減算回路、11
0 自乗演算回路、111 低域通過フィルタ演算手段、
112 演算回路1 、113 乗算回路、114 低域通過フ
ィルタ演算手段、115 演算回路2 、116 低域通過
フィルタ演算手段、120 DCオフセット補償回路、121
利得誤差補償回路、122 位相誤差補償回路、130
誤差検出・補償回路、133 受信装置、134 送信装
置、135 基地局の送信装置、136 基地局の送信装置、
137 校正用装置、138 受信装置、140 FIR フィル
タ、141 タップ係数の書き換え手段、151 温度セン
サ、152 データ変換手段、153 スイッチドキャパシ
タを用いた高域通過フィルタ、154 クロック、155カ
ウンタ、156 スイッチ、160 制御回路、161 制御
回路、162 基準発振器、163 ディジタルフィルタ、
170 低域通過フィルタ、171 遅延線、172 減算
器、173 加算器、200 演算回路、201 メモリ、20
2 誤差補償回路、203 スイッチ、204 帯域通過フ
ィルタ、205 局部発振器(LO)、206ミクサ(MIX) 207
周波数変換器、210 データ変換手段、211 温度セ
ンサ、220 基地局の送信装置、221 子局の受信装
置。

フロントページの続き (72)発明者 永塚 勉 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株式 会社電子システム研究所内

Claims (28)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号を検波して互いに直交するＩ信
   号及びＱ信号を出力する検波器を備えた受信装置に対
   し、上記受信信号として試験信号を入力し、上記試験信
   号のＩ信号及びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、
   これら誤差のデータをメモリに保存する校正ステップ
   と、 通信信号を受信したときに上記メモリから誤差データを
   読み出すとともに、上記誤差データに基づき上記通信信
   号のＩ信号及びＱ信号を補償する補償ステップとを備え
   た受信装置の補償方法。
2. 【請求項２】 上記校正ステップを、 上記受信信号として試験信号を入力し、上記試験信号の
   Ｉ信号及びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これ
   ら誤差のデータをメモリに保存する第１の校正ステップ
   と、 上記メモリから誤差データを読み出すとともに、上記誤
   差データに基づき上記試験信号のＩ信号及びＱ信号を補
   償する第２の校正ステップと、 上記第２の校正ステップにより補償された上記Ｉ信号及
   びＱ信号に生じる誤差を求めるとともに、これら誤差の
   データを上記メモリに保存することにより上記誤差デー
   タを更新する第３の校正ステップとから構成したことを
   特徴とする請求項１記載の受信装置の補償方法。
3. 【請求項３】 上記校正ステップで入力する上記試験信
   号を、外部からのパイロット信号としたことを特徴とす
   る請求項１または請求項２記載の受信装置の補償方法。
4. 【請求項４】 上記校正ステップで入力する上記試験信
   号を、外部から、データに先立ち送信される無変調信号
   としたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の
   受信装置の補償方法。
5. 【請求項５】 上記校正ステップで、上記試験信号を正
   弦波とし、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号の低周波成分を抽
   出することによりＩ信号のＤＣオフセット誤差Δｉ及び
   Ｑ信号のＤＣオフセット誤差Δｑを求め、 上記補償ステップで、上記通信信号のＩ信号及びＱ信号
   から上記Ｉ信号のＤＣオフセット誤差Δｉ及び上記Ｑ信
   号のＤＣオフセット誤差Δｑをそれぞれ減算してオフセ
   ットを補償することを特徴とする請求項１ないし請求項
   ４いずれかに記載の受信装置の補償方法。
6. 【請求項６】 上記校正ステップで、上記試験信号を正
   弦波とし、この正弦波入力に対する上記Ｉ信号及び上記
   Ｑ信号のうちの一方の振幅をＶ1 （ｔ）、他方の振幅を
   Ｖ2 （ｔ）としたとき、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号をそ
   れぞれ自乗した後に低周波成分を抽出することにより、
   振幅の自乗値（Ｖ1 （ｔ））² ，（Ｖ2 （ｔ））² を求
   め、さらに、次式(a) により利得誤差ΔＧを求め、 ΔＧ＝｛（Ｖ2 （ｔ））² ／（Ｖ1 （ｔ））² ｝^0.5 (a) 上記補償ステップで、上記振幅Ｖ1 （ｔ）に対応する信
   号に対し上記利得誤差ΔＧを乗算することにより、ある
   いは、上記振幅Ｖ2 （ｔ）に対応する信号を上記利得誤
   差ΔＧで除算することにより利得を補償することを特徴
   とする請求項１ないし請求項４いずれかに記載の受信装
   置の補償方法。
7. 【請求項７】 上記校正ステップで、上記Ｉ信号と上記
   Ｑ信号とを乗算した後に低周波成分を抽出し、この抽出
   された値を（Ｖ3 （ｔ））² としたとき、次式(b) によ
   り位相誤差Δφを求め、 Δφ＝sin^-1 ｛（Ｖ3 （ｔ））² ／（ΔＧ・（Ｖ1 （ｔ））² ）｝ (b) 上記補償ステップで、次式(c) により位相を補償する ｛Ｖ2 （ｔ）＋Ｖ1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δφ） (c) ことを特徴とする請求項６記載の受信装置の補償方法。
8. 【請求項８】 受信した通信信号を検波して互いに直交
   するＩ信号及びＱ信号を出力する検波器と、上記検波器
   において生じる誤差データがあらかじめ保存されたメモ
   リと、上記メモリから誤差データを読み出すとともに、
   上記誤差データに基づき上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補
   償する補償手段と、上記補償手段が出力する補償後のＩ
   信号及びＱ信号に基づきデータを復調する復調回路とを
   備えた受信装置。
9. 【請求項９】 装置内部の温度を測定する温度センサを
   備えるとともに、上記メモリに、複数の温度それぞれに
   対応する複数の誤差データが保存され、上記補償手段
   が、上記温度センサが出力する温度に対応する誤差デー
   タを読み出して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償するこ
   とを特徴とする請求項８記載の受信装置。
10. 【請求項１０】 上記検波器の局部発振波の周波数を検
    出する局部発振周波数検出器を備えるとともに、上記メ
    モリに、複数の周波数それぞれに対応する複数の誤差デ
    ータが保存され、上記補償手段が、上記局部発振周波数
    検出器が出力する周波数に対応する誤差データを読み出
    して上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償することを特徴と
    する請求項８記載の受信装置。
11. 【請求項１１】 上記メモリに、上記Ｉ信号のＤＣオフ
    セット誤差Δｉ及び上記Ｑ信号のＤＣオフセット誤差Δ
    ｑが保存され、 上記補償手段に、上記Ｉ信号から上記ＤＣオフセット誤
    差Δｉを減算するｉチャネル減算器と、上記Ｑ信号から
    上記ＤＣオフセット誤差Δｑを減算するｑチャネル減算
    器とを備えたことを特徴とする請求項８ないし請求項１
    ０いずれかに記載の受信装置。
12. 【請求項１２】 上記メモリに、上記Ｉ信号及び上記Ｑ
    信号との間の利得誤差ΔＧが保存され、 上記補償手段に、上記Ｉ信号または上記Ｑ信号いずれか
    一方に、上記利得誤差ΔＧに対応する係数を乗算する乗
    算器を備えたことを特徴とする請求項８ないし請求項１
    ０いずれかに記載の受信装置。
13. 【請求項１３】 上記メモリに、上記Ｉ信号及び上記Ｑ
    信号との間の位相誤差Δφが保存され、 上記補償手段に、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号のうちの一
    方の振幅をＶ1 （ｔ）、他方の振幅をＶ2 （ｔ）とした
    とき、上記位相誤差Δφに基づき、式｛Ｖ2 （ｔ）＋Ｖ
    1 （ｔ）＊sin （Δφ）｝／cos （Δφ）を演算する演
    算器を備えたことを特徴とする請求項８ないし請求項１
    ０いずれかに記載の受信装置。
14. 【請求項１４】 上記通信信号に代えて、上記検波器に
    試験波が入力されたときに、上記検波器からのＩ信号及
    びＱ信号に基づき上記誤差データを求めて上記メモリに
    保存する誤差検出回路を備えたことを特徴とする請求項
    ８ないし請求項１０いずれかに記載の受信装置。
15. 【請求項１５】 上記誤差検出回路が誤差データを求め
    るときに、正弦波を発生して上記検波器に供給する試験
    信号発生器を備えたことを特徴とする請求項１４記載の
    受信装置。
16. 【請求項１６】 上記誤差検出回路に、上記Ｉ信号の低
    周波成分を抽出してＤＣオフセット誤差Δｉを出力する
    ｉチャネル低域通過フィルタと、上記Ｑ信号の低周波成
    分を抽出してＤＣオフセット誤差Δｑを出力するｑチャ
    ネル低域通過フィルタとを備えたことを特徴とする請求
    項１４記載の受信装置。
17. 【請求項１７】 上記誤差検出回路に、上記Ｉ信号を自
    乗するｉチャネル自乗演算回路と、上記Ｑ信号を自乗す
    るｑチャネル自乗演算回路と、上記ｉチャネル自乗演算
    回路の出力信号の低周波成分を抽出するｉチャネル低域
    通過フィルタと、上記ｑチャネル自乗演算回路の出力信
    号の低周波成分を抽出するｑチャネル低域通過フィルタ
    と、上記ｉチャネル低域通過フィルタの出力及び上記ｑ
    チャネル低域通過フィルタの出力に基づき、利得誤差Δ
    Ｇを演算する利得誤差演算回路とを備えたことを特徴と
    する請求項１４記載の受信装置。
18. 【請求項１８】 上記誤差検出回路に、上記Ｉ信号と上
    記Ｑ信号とを乗算する乗算回路と、上記乗算回路の出力
    信号の低周波成分を抽出する低域通過フィルタと、上記
    低域通過フィルタの出力及び上記利得誤差演算回路の出
    力に基づき、位相誤差Δφを演算する位相誤差演算回路
    とを備えたことを特徴とする請求項１７記載の受信装
    置。
19. 【請求項１９】 通信のレートの変更に対応して上記低
    域通過フィルタの周波数特性を変更する低域通過フィル
    タ制御手段を備えたことを特徴とする請求項１６ないし
    請求項１８いずれかに記載の受信装置。
20. 【請求項２０】 受信した通信信号を検波して互いに直
    交するＩ信号及びＱ信号を出力する検波器と、上記Ｉ信
    号の高周波成分を抽出するｉチャネル高域通過フィルタ
    と、上記Ｑ信号の高周波成分を抽出するｑチャネル高域
    通過フィルタと、上記ｉチャネル高域通過フィルタの出
    力信号及び上記ｑチャネル高域通過フィルタの出力信号
    に基づきデータを復調する復調回路と、上記Ｉ信号ある
    いは上記Ｑ信号に含まれるＤＣオフセットが変動したと
    きに、遮断周波数が高くなるように上記ｉチャネル高域
    通過フィルタ及び上記ｑチャネル高域通過フィルタを制
    御する高域通過フィルタ制御手段とを備えた受信装置。
21. 【請求項２１】 上記ｉチャネル高域通過フィルタ及び
    上記ｑチャネル高域通過フィルタを、供給されるクロッ
    クの周波数に応じて遮断周波数が変化するスイッチトキ
    ャパシタフィルタにより構成するとともに、 上記高域通過フィルタ制御手段に、基準信号を発生する
    基準信号発生器と、上記基準信号を分周して上記クロッ
    クを発生し、上記ｉチャネル高域通過フィルタ及び上記
    ｑチャネル高域通過フィルタにそれぞれ供給するカウン
    タと、上記ＤＣオフセットが変動したときに、上記カウ
    ンタの分周数を下げて、上記ｉチャネル高域通過フィル
    タ及び上記ｑチャネル高域通過フィルタの遮断周波数を
    上げる分周数制御部とを備えたことを特徴とする請求項
    ２０記載の受信装置。
22. 【請求項２２】 局部発振波を発生する局部発振器と、
    上記局部発振波に基づき受信した通信信号を検波して互
    いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する検波器と、上
    記Ｉ信号の高周波成分を抽出するｉチャネル高域通過フ
    ィルタと、上記Ｑ信号の高周波成分を抽出するｑチャネ
    ル高域通過フィルタと、上記ｉチャネル高域通過フィル
    タの出力信号及び上記ｑチャネル高域通過フィルタの出
    力信号に基づきデータを復調する復調回路と、無変調信
    号を受信したときに、上記局部発振波の周波数と上記無
    変調信号の周波数との差が上記ｉチャネル高域通過フィ
    ルタの遮断周波数及び上記ｑチャネル高域通過フィルタ
    の遮断周波数いずれよりも大きくなるように、上記局部
    発振器を制御する制御回路とを備えた受信装置。
23. 【請求項２３】 局部発振波を発生する局部発振器と、
    上記局部発振波に基づき受信した通信信号を検波して互
    いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する検波器と、上
    記Ｉ信号の高周波成分を抽出するｉチャネル高域通過フ
    ィルタと、上記Ｑ信号の高周波成分を抽出するｑチャネ
    ル高域通過フィルタと、上記ｉチャネル高域通過フィル
    タの出力を入力とし、このフィルタの通過特性と逆特性
    を有するｉチャネル補正用フィルタと、上記ｑチャネル
    高域通過フィルタの出力を入力とし、このフィルタの通
    過特性と逆特性を有するｑチャネル補正用フィルタと、
    上記ｉチャネル補正用フィルタの出力信号及び上記ｑチ
    ャネル補正用フィルタの出力信号に基づきデータを復調
    する復調回路とを備えた受信装置。
24. 【請求項２４】 局部発振波を発生する局部発振器と、
    上記局部発振波に基づき受信した通信信号を検波して互
    いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する検波器と、上
    記Ｉ信号を遅延するｉチャネル遅延手段と、上記Ｉ信号
    の低周波成分を抽出するｉチャネル低域通過フィルタ
    と、上記ｉチャネル遅延手段の出力と上記ｉチャネル低
    域通過フィルタの出力との差を求めるｉチャネル減算器
    と、上記Ｑ信号を遅延するｑチャネル遅延手段と、上記
    Ｑ信号の低周波成分を抽出するｑチャネル低域通過フィ
    ルタと、上記ｑチャネル遅延手段の出力と上記ｑチャネ
    ル低域通過フィルタの出力との差を求めるｑチャネル減
    算器と、上記ｉチャネル減算器の出力信号及び上記ｑチ
    ャネル減算器の出力信号に基づきデータを復調する復調
    回路とを備えた受信装置。
25. 【請求項２５】 送信及び受信用のアンテナと、 上記アンテナからの受信信号を検波して互いに直交する
    Ｉ信号及びＱ信号を出力する検波器、上記検波器におい
    て生じる受信誤差データをあらかじめ保存した受信誤差
    メモリ、上記受信誤差メモリから受信誤差データを読み
    出すとともに、上記受信誤差データに基づき上記Ｉ信号
    及び上記Ｑ信号を補償する補償手段、及び、上記補償手
    段が出力する補償後のＩ信号及びＱ信号に基づきデータ
    を復調する復調回路を備えた受信部と、 送信誤差データを保存する送信誤差メモリ、送信データ
    を変調して互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する
    変調信号生成回路、上記送信誤差メモリから送信誤差デ
    ータを読み出して、この送信誤差データに基づき上記変
    調信号生成回路が出力するＩ信号及びＱ信号を補償する
    誤差補償回路、上記誤差補償回路が出力する補償後のＩ
    信号及びＱ信号に基づき送信信号を生成する変調器、及
    び、上記変調器の出力を増幅して上記アンテナに供給す
    る増幅器を備えた送信部と、 上記受信部の上記復調回路が出力するデータの座標と送
    信されたデータの座標とを比較することにより送信誤差
    データを求め、上記送信部の上記送信誤差メモリに保存
    する送信誤差演算回路とを備え、 上記送信誤差データを求めるときに、上記送信部の上記
    増幅器からの送信波を上記受信部の上記検波器に供給す
    る送受信装置。
26. 【請求項２６】 上記送信部の上記増幅器から上記受信
    部の上記検波器に供給される送信信号の周波数を、上記
    受信部の周波数に変換する周波数変換器を備えたことを
    特徴とする請求項２５記載の送受信装置。
27. 【請求項２７】 装置内部の温度を測定する温度センサ
    を備えるとともに、上記送信誤差メモリに、複数の温度
    それぞれに対応する複数の送信誤差データが保存され、
    上記送信部の上記誤差補償回路が、上記温度センサが出
    力する温度に対応する送信誤差データを読み出して上記
    Ｉ信号及び上記Ｑ信号を補償することを特徴とする請求
    項２５記載の送受信装置。
28. 【請求項２８】 上記送信部の上記変調器の局部発振波
    の周波数を検出する局部発振周波数検出器を備えるとと
    もに、上記送信誤差メモリに、複数の局部発振周波数そ
    れぞれに対応する複数の送信誤差データが保存され、上
    記誤差補償回路が、上記局部発振周波数検出器が出力す
    る周波数に対応する送信誤差データを読み出して上記Ｉ
    信号及び上記Ｑ信号を補償することを特徴とする請求項
    ２５記載の送受信装置。