JPH1117748A

JPH1117748A - 周波数シフトキーイング信号の復調方法

Info

Publication number: JPH1117748A
Application number: JP9167032A
Authority: JP
Inventors: Akihisa Fujimura; 明久藤村
Original assignee: Oi Electric Co Ltd
Current assignee: Oi Electric Co Ltd
Priority date: 1997-06-24
Filing date: 1997-06-24
Publication date: 1999-01-22
Anticipated expiration: 2017-06-24
Also published as: JP3860292B2

Abstract

(57)【要約】【課題】多チャンネルのＦＳＫ信号を簡易に復調す
る。【解決手段】ＦＳＫ信号はＤＳＰ１４に供給される。
ＤＳＰ１４では、ＦＳＫ信号を変調時の２つの周波数ｆ
H、ｆLで直交変調し、スペクトル帯域を直流付近にシフ
トさせる。直流付近にシフトさせた信号はそれぞれＬＰ
Ｆ２４、２６、４２、４４で抽出される。抽出された直
流成分の大きさを算出し、比較器３２でｆHのレベルと
ｆLのレベルの大小比較を行い、信号を復調する。直流
付近にシフトさせてからレベルを比較するため、異なる
搬送中心周波数を有するＦＳＫ信号に対しても同一種類
のＬＰＦ２４〜４４で処理できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は周波数シフトキーイ
ング（ＦＳＫ）信号の復調方法、特に多チャンネルＦＳ
Ｋ信号の復調に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、ＦＳＫを用いた変調方法が知
られており、モデム等に適用されている。ＦＳＫでは、
搬送波の周波数をデジタル情報で変化させ、たとえば二
進のＦＳＫでは１、０の信号に対してそれぞれｆH、ｆL
の２つの周波数を割り当てる。そして、復調時には、入
力したＦＳＫ信号をｆH用のＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）並びにｆL用のＢＰＦに通過させ、それぞれのレベ
ルを比較してデジタル情報を復調する。

【０００３】図５には、一般的なＦＳＫ復調回路が示さ
れている。入力したＦＳＫ信号はｆH（搬送中心周波数
をｆ0とすると例えばｆH＝ｆ0＋１００Ｈｚ）用のＢＰ
Ｆ１００に供給されるとともに、ｆL（＝ｆ0−１００Ｈ
ｚ）用のバンドパスフィルタ１０２に供給される。それ
ぞれのＢＰＦを通過した信号は、さらに比較器（ＣＯＭ
Ｐ）１０４に供給され、それぞれのレベルが比較され
る。そして、ｆH用ＢＰＦ１００の出力Ａの方がｆL用Ｂ
ＰＦ１０２の出力Ｂより大きければ（Ａ＞Ｂ）「１」を
出力し、Ａ＜Ｂであれば「０」を出力する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、例えば
複数の搬送中心周波数ｆ0の中から任意の周波数を選択
して変調することにより多チャンネルでデータを送信す
る場合、復調側でもそれぞれの搬送中心周波数に対する
ｆH用ＢＰＦとｆL用ＢＰＦを用意しなければならず（２
０チャンネルの場合には２０種類のＢＰＦ）、回路構成
が複雑化する問題があった。

【０００５】本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑
みなされたものであり、その目的は、複数の搬送中心周
波数を用いる多チャンネルＦＳＫ信号を復調する際にも
チャンネル毎のフィルタを不要として簡易に復調するこ
とができる復調方法を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１の発明は、第１のデジタル情報に対応した第１
の周波数と第２のデジタル情報に対応した第２の周波数
を用いて変調されたＦＳＫ信号の復調方法であって、前
記ＦＳＫ信号を前記第１の周波数及び前記第２の周波数
を用いてそれぞれ直交変調することにより直流付近にシ
フトさせ、前記第１の周波数に対応する直流成分と前記
第２の周波数に対応する直流成分の大小を比較すること
により前記デジタル情報を復調することを特徴とする。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づき本発明の実施
形態についてモデムを例にとり説明する。

【０００８】図１には、本実施形態の復調回路が示され
ている。なお、本実施形態では、搬送中心周波数ｆ0と
して２０種類のｆ0が設定され、その中から任意の搬送
中心周波数が選択されてＦＳＫ変調された信号を復調す
る場合について説明する。

【０００９】図において、入力されたＦＳＫ信号はＬＰ
Ｆ１０、Ａ／Ｄ１２を介してＤＳＰ（デジタルシグナル
プロセッサ）１４に供給される。ＤＳＰ１４には、ｓｉ
ｎ波のテーブルを用いたシンセサイザが設けられてお
り、ｆH発信器１６及びｆL発信器３４として機能し、こ
れらの周波数を用いて入力ＦＳＫ信号を直交変調する。
なお、ｆH＝ｆ0＋１００Ｈｚ、ｆL＝ｆ0−１００Ｈｚで
あり、送信時のｓｉｎテーブルを用いてこれらｆH、ｆL
を作成する。具体的には、ｓｉｎテーブルを１周期１０
２４個とすると、所定の周波数を作成するためのテーブ
ルへのアクセス方法は以下の式で与えられる。

【００１０】

【数１】Ｔ：１０２４＝Ｔｓ：ｄｐｈ（ｆ）・・・（１）

【数２】１／ｆ：１０２４＝１／ｆｓ：ｄｐｈ（ｆ）・・・（２）但し、ｄｐｈ（ｆ）はｓｉｎテーブルのアドレスの変化
量、Ｔは信号周期、ｆは信号周波数、Ｔｓはサンプリン
グ周期、ｆｓはサンプリング周波数である。上式より、

【数３】ｄｐｈ（ｆ）＝１０２４×ｆ／ｆｓ・・・（３）である。

【００１１】ｆH発信器１６からのｆHはそのまま乗算器
２２で入力ＦＳＫ信号に乗算するとともに、移相器１８
で９０度位相のずれた信号を生成して乗算器２０で入力
ＦＳＫ信号に乗算し、スペクトル帯域を直流付近にシフ
トさせる。そして、それぞれの信号は特性の共通なＬＰ
Ｆ（ローパスフィルタ）２４、２６を通過し、絶対値化
（２乗化）回路２８、３０で２乗化した後、加算器３１
で加算されてｆHのレベルとして出力される。

【００１２】一方、ｆL側も同様にｆL発信器３４からの
信号を乗算器４０でそのまま入力ＦＳＫ信号に乗算する
とともに、移相器３６で９０度位相をシフトさせた後に
乗算器３８で乗算する。そして、ＬＰＦ２４、２６と特
性を共通にするＬＰＦ４２、４４を通過し、絶対値化
（２乗化）回路４６、４８で２乗化した後、加算器５０
で加算されてｆLのレベルとして出力される。

【００１３】ｆHのレベル（Ａ）及びｆLのレベル（Ｂ）
はともに比較器３２に供給され、レベルの大小が比較さ
れる。そして、従来と同様にＡ≧Ｂであれば「１」（あ
るいはＭａｒｋ）、Ａ＜Ｂであれば「０」（あるいはＳ
ｐａｃｅ）が出力されて復調される。なお、本実施形態
では、さらにキャリアダウン検出回路５４やヒステリシ
ス回路５６、ＯＲゲート５８が設けられているが、これ
らの機能については後述する。

【００１４】以下、図２のフローチャートを用いて本実
施形態のＤＳＰ１４による復調方法を詳細に説明する。
まず、Ａ／Ｄ１２でデジタル化されたＦＳＫ信号を入力
すると（これをＡＤＣとする：Ｓ１０１）、ｓｉｎテー
ブルを用いてｆH（ｆ0＋１００Ｈｚ）を生成するととも
に（Ｓ１０２）、ｆL（ｆ0−１００Ｈｚ）を生成する
（Ｓ１０５）。そして、ｆH（デジタル情報の「１」
（Ｍａｒｋ）に対応）に関しては、ＦＳＫ信号（ＡＤ
Ｃ）に対してｃｏｓ（２πｆHｔ）を乗じてＬＰＦ２４
を通過させ、９０度位相のずれたｓｉｎ（２πｆHｔ）
を乗じてＬＰＦ２６を通過させる（Ｓ１０３）。この処
理は、一般には複素変調として知られており、信号をｃ
ｏｓ（２πｆｔ）とすると、

【数４】ｃｏｓ（２πｆｔ）＝（ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ））／２＋（ｅｘｐ（−ｊ２πｆｔ））／２・・・（４）であり、これを複素変調すると、

【数５】ｃｏｓ（２πｆｔ）・ｅｘｐ（−２πｆｔ）＝１／２＋（ｅｘｐ（−ｊ４πｆｔ）））／２・・・（５）となり、右辺第１項が直流成分にシフトした信号であ
る。ＬＰＦ２４、２６は、それぞれ信号の直流成分を取
り出す。そして、Ｍｃｏｓの２乗とＭｓｉｎの２乗を加
算してＭａｒｋのレベルを算出する（Ｓ１０４）。ま
た、同様にｆL（デジタル情報の「０」（Ｓｐａｃｅ）
に対応）に関しても、ＦＳＫ信号（ＡＤＣ）に対してｃ
ｏｓ（２πｆLｔ）を乗じてＬＰＦ４２を通過させ、９
０度位相のずれたｓｉｎ（２πｆLｔ）を乗じてＬＰＦ
４４を通過させて直流成分を取り出し（Ｓ１０６）、そ
れぞれの成分Ｓｃｏｓ、Ｓｓｉｎの２乗を加算すること
でＳｐａｃｅのレベルを算出する（Ｓ１０７）。そし
て、キャリアダウンか否かを確認した後（Ｓ１０８）、
キャリアダウンでなければＭａｒｋ、Ｓｐａｃｅ両者の
レベル（Ａ及びＢ）を大小比較し（Ｓ１０９）、Ｍａｒ
Ｋ≧Ｓｐａｃｅであれば復調データ（ＲＤ）はＭａｒｋ
となり（Ｓ１１０）、Ｍａｒｋ＜Ｓｐａｃｅであれば復
調データ（ＲＤ）はＳｐａｃｅとなる（Ｓ１１１）。な
お、キャリアダウンの場合にはＭａｒｋをホールドする
が、これについては後述する。

【００１５】図３には、ＬＰＦ２４、２６（Ｍａｒｋ
用）及びＬＰＦ４２、４４（Ｓｐａｃｅ用）の特性が示
されている。（ａ）はＬＰＦ２４、２６の特性であり、
（ｂ）はＬＰＦ４２、４４の特性である。これらのＬＰ
Ｆの特性は共通で、０Ｈｚ：０ｄＢ１００Ｈｚ：−３．５３ｄＢ２００Ｈｚ：−１６．０３ｄＢである。ＬＰＦ２４、２６では直流成分であるｆH（＝
ｆ0＋１００）の他、ｆ0が通過し、ＬＰＦ４２、４４で
も直流成分であるｆL（＝ｆ0−１００）の他、ｆ0が通
過する。そこで、ＭａｒｋとＳｐａｃｅのレベルの大小
比較を行うことで、ｆHまたはｆLのいずれであるかを確
実に識別することができる。

【００１６】図４には、キャリアダウン時の処理フロー
チャートが示されている。本実施形態におけるキャリア
ダウン検出回路５４は、ヒステリシス特性に基づきキャ
リアダウンの有無を判定する。具体的には、パワー（Ｍ
ａｒｋ²＋Ｓｐａｃｅ²）に対して、キャリアダウン検出（Ｍａｒｋホールド開始）：−１７
ｄＢキャリア検出（Ｍａｒｋホールド解除）：−１４ｄＢである。図において、まず加算器５２でＭａｒｋ²とＳ
ｐａｃｅ²を加算してＰｏｗｅｒを算出し（Ｓ２０
１）、キャリアダウンしているか否かを判定する（Ｓ２
０２）。なお、キャリアダウンの場合にはＣＤ＝１であ
る。キャリアダウンの場合には、Ｐｏｗｅｒが−１４ｄ
Ｂ以上になったか否かを判定し（Ｓ２０３）、−１４ｄ
Ｂ以上ある場合にはキャリア検出されたとしてＣＤ＝０
とし（Ｓ２０５）、ＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較を
行う。また、前回がＣＤ＝１であり、今回のＰｏｗｅｒ
が−１４ｄＢより小さい場合には、引き続きキャリアダ
ウン状態と判定され、ＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較
は行わない。

【００１７】一方、前回ＣＤ＝０、つまりキャリア状態
の場合には、次に今回のＰｏｗｅｒが−１７ｄＢを越え
るか否かを判定する（Ｓ２０４）。Ｐｏｗｅｒが−１７
ｄＢを越えている場合には、依然としてキャリア検出状
態が維持されていると判定してＭａｒｋとＳｐａｃｅの
大小比較により復調を行うが、Ｐｏｗｅｒが−１７ｄＢ
以下に低下した場合には、キャリアダウンと判定してＣ
Ｄ＝１にするとともにＭａｒｋホールド（ＲＤ＝１）す
る（Ｓ２０７）。このように、本実施形態では、キャリ
ア検出時にはＭａｒｋとＳｐａｃｅの大小比較の結果を
出力し、キャリアダウン時にはＭａｒｋホールドする。
図１におけるＯＲゲート５８はこのためのものである。
なお、ヒステリシス回路５６は、サンプリング毎のＭａ
ｒｋとＳｐａｃｅの大小比較の結果、同一結果が３回連
続した場合にのみその結果を出力するもので、判定結果
の信頼性を高めるためである。

【００１８】以上説明したように、本実施形態では、Ｆ
ＳＫ信号をｆH並びにｆLを用いて直交変調し、スペクト
ル帯域を直流付近にシフトさせるため、従来のように搬
送中心周波数毎（チャンネル毎）のＢＰＦを予め用意す
る必要はなく、どのような搬送中心周波数が選択されて
も直流成分を抽出する１種類のＬＰＦのみで対応するこ
とができる。

【００１９】

【発明の効果】本発明によれば、第１の周波数（ｆH）
と第２の周波数（ｆL）を用いて直交変調することでＦ
ＳＫ信号のスペクトル帯域を直流付近に推移させるの
で、複数の搬送中心周波数を用いる多チャンネルＦＳＫ
信号を復調する際にも共通のフィルタで処理することが
可能となり、チャンネル毎のフィルタを不要として簡易
に復調することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態の回路構成図である。

【図２】実施形態の処理フローチャートである。

【図３】実施形態のＬＰＦの特性説明図である。

【図４】キャリアダウン時の処理フローチャートであ
る。

【図５】従来の復調回路の回路構成図である。

【符号の説明】

１０ＬＰＦ、１２Ａ／Ｄ、１４ＤＳＰ復調部、１
００、１０２ＢＰＦ、１０４比較器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のデジタル情報に対応した第１の周
波数と第２のデジタル情報に対応した第２の周波数を用
いて変調された周波数シフトキーイング信号の復調方法
であって、前記周波数シフトキーイング信号を前記第１の周波数及
び前記第２の周波数を用いてそれぞれ直交変調すること
により直流付近にシフトさせ、前記第１の周波数に対応する直流成分と前記第２の周波
数に対応する直流成分の大小を比較することにより前記
デジタル情報を復調することを特徴とする周波数シフト
キーイング信号の復調方法。