JP4606441B2 - 位相偏移変調受信装置および振幅および位相の不平衡の補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、ディジタル通信技術に関する。より詳細には、本発明は受信した直交位相被変調信号の振幅および位相を平衡化するシステムならびに方法に関する。

ディジタル信号の変調に一般に用いられる方法の一つは多レベルシステム、すなわちＭ元変調を用いる方法である。Ｍ元変調技術は２進符号変調技術の当然の拡大であり、Ｌレベル振幅または位相偏移変調に該当する。

通常用いられる４相構成は直交位相偏移変調またはＱＰＳＫと呼ぶ。Ｍ元振幅または位相構成の場合と同様に、ＱＰＳＫの主な利点は帯域幅節減である。

パルス繰返し周波数ｆ_ｐは次式、すなわち
ｆ_ｐ＝ｆ_Ｓ ｌｏｇ_Ｌ Ｍ （式１）
（ここで、ｆ_Ｓはシンボル周波数、Ｍはメッセージ数、Ｌは変調元数を表す）で表されるので、Ｌが大きいほどパルス繰返し周波数は小さくなり、周波数帯域幅も小さくなる。

通信用では、ＱＰＳＫは二つの互いに異なる信号を変調して同一の帯域幅とし、二次元信号空間を形成する。そのために、図１Ａに示すとおり互いに同一の周波数で位相差９０度の二つの搬送波を用いて複合位相被変調信号を生ずる。慣習として余弦搬送波を同相成分Ｉと呼び、正弦波搬送波を直交位相成分Ｑと呼ぶ。Ｉ成分はその信号の実数成分であり、Ｑ成分はその信号の虚数成分である。これらＩ成分およびＱ成分の各々を２相位相変調する。ＱＰＳＫシンボルは同相Ｉ信号および直交位相Ｑ信号の両方からの少なくとも一つのサンプルから成る。それらシンボルはアナログサンプルの量子化出力またはディジタルデータを表す。

あらゆる位相変調信号伝送系は位相同期の問題を不可避的に伴っており、この問題を克服しなければならない。ＱＰＳＫシグナリングの動作を正しく行うには、ＩチャネルおよびＱチャネルが両受信チャネルの信号処理全体にわたって互いに等しい利得を備え、両チャネル相互間を互いに相関なしの状態に保たなければならない。利得の不整合または互いに無相関のＩチャネルおよびＱチャネルの間の信号強度の不整合がある場合は信号処理時に誤りを生ずる。上記両信号間の位相差が９０度以外の値になると、チャネル間に溢出し同様の性能劣化が生ずる。

通常の受信装置では、温度変化、製造段階の許容誤差その他による部品回路定数の変動に起因するミキサ、フィルタおよびＡ−Ｄ変換器の利得不整合のためにＩチャネルおよびＱチャネルの総合利得が互いに異なる。ＩチャネルおよびＱチャネルの間の振幅位相不平衡は図１Ｂおよび図１Ｃに示した歪を生じ、信号対雑音比（ＳＮＲ）を低下させる。

振幅位相不平衡の回避のための従来技術の手法は、能動的温度補償による各利得段の高精度回路制御に基づいている。それら従来技術の構成は、極めて小さい温度係数を備えるように製造された回路部品と、ＩＱ両チャネルのミキサを製造過程でカスタム整合させたフィルタとを必要とし、製造コストが高い。

ＷＯ ９８／０３２２１ ＵＳＰ ４ ０８５ ３７８ ＵＳＰ ５ ２６３ １９６ Glas "Digital I/Q imbalance compensation in a low-IF receiver," IEEE Global Telecom. Conf., 8-12 Nov.'98, pp.1461-1466 H. Suzuki et al "Affine transformations for compensating linear distortion: an application to linear signaling in mobile radio," Electronics & Communications in Japan, Part I, vol.75, no.1, January '92, pp.47-58

したがって、ＱＰＳＫ信号の振幅および位相の平衡化を受信時に達成し、信号の完全性を高め、ビット誤り率（ＢＥＲ）を低下させるシステムが必要になっている。

したがって、この発明の一つの目的は受信したＱＰＳＫ信号の振幅を平衡化するシステムを提供することである。

この発明のもう一つの目的は、受信したＱＰＳＫ信号の位相を平衡化するシステムを提供することである。

この発明は、伝送の途中で劣化したＱＰＳＫ受信信号の振幅および位相を平衡させる。この発明のシステムの出力は振幅および位相の両方で補正を受けた信号である。このシステムは受信信号のＩチャネルおよびＱチャネルの振幅を算定し、これらチャネルの一方または両方に補正を加えて振幅不平衡を補正する。位相不平衡に対しては、平均が零であるべきＩＱ両チャネル間の相互相関を計算する。相関係数をその相互相関積から導き出し、両チャネルに加え、位相相互相関を零に戻す。

この発明のシステムおよび方法の上記以外の目的および利点は、好ましい実施例の詳細な説明から当業者には明らかになろう。

受信信号のビット誤り率を下げた高品質の多重化伝送チャネルを提供できる。

同じ構成要素を全図を通じて同じ参照数字を付けて示した図面を参照して好ましい実施例を説明する。

図２は、この発明の振幅平衡化システム１７の実施例を示す。このシステムにおいて二つの２相位相変調を受けた信号を入力２１Ｉおよび２１Ｑに入力する。各サンプルの信号の強度を測定してその測定値にディジタル値を割り当てるプロセスが量子化である。標本化回路が信号のサンプルをサンプリングする度ごとに、量子化プロセスがそれら互いに離散的な時点で変動中のアナログ信号の強度を測定する。入力２３Ｉおよび２３Ｑへの入力データストリームは各々が複数のビットから成る有限のワードにアッセンブルされた離散的サンプルを表す。各ワードを定義するビットの数が各サンプルまたは各シンボルの全体の量子化を定める。例えば、６ビット量子化は、次式、すなわち
量子化レベル数＝２ｎ−１ （式２）
のｎが６に等しい場合であり、精細度６３レベルをもたらす。所望の信号精細度でｎが定まる。

入力２３Ｉおよび２３Ｑの信号成分ＩおよびＱの各々を可変利得を備える増幅器２５Ｉおよび２５Ｑに加える。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの出力２７Ｉおよび２７Ｑを絶対値算出器２９Ｉおよび２９Ｑに加えて入力２３Ｉおよび２３Ｑへの入来シンボルの各々の相対強度を生ずる。これら絶対値算出器２９Ｉおよび２９Ｑの出力３１Ｉおよび３１Ｑを低域フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑの入力にそれぞれ加える。

低域フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑは上記受信シンボル２３Ｉおよび２３Ｑを時間平均し、新たに到来するサンプルには追加の重みづけをし、それ以前のサンプルには漸減の重みづけをする。この実施例のシステム１７では単極ＩＩＲ（無限インパルスレスポンス）フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑを用いているが、この発明の原理から逸脱することなく上記以外の種類のフィルタまたは上記以外の元数のＩＩＲフィルタを用いることもできる。低域フィルタ出力３５Ｉおよび３５Ｑは絶対値算出器２９Ｉおよび２９Ｑからのサンプル振幅概算出力の平均値を表す。

低域フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑの出力３５Ｉおよび３５Ｑの差を加算器３７で算出し、誤差基準信号３９を生ずる。入力信号２３Ｉおよび２３ＱのＩ成分およびＱ成分が互いに直交する位相関係にあれば、誤差基準信号３９の大きさは零となり、シンボルが平衡していることを表す。誤差基準信号３９が零以外の値をとる場合は、シンボルは振幅平衡状態にない。

誤差基準信号３９の零以外の値が誤差補正値となる。誤差基準信号３９をハードリミタ４１の入力に加える。ハードリミタ４１は誤差基準信号３９に応じた正極性または負極性の小振幅の信号４３を生ずる。ハードリミタ４１は誤差基準信号３９の振幅をクリップし、その信号３９の極性符号を補正要因とする。この動作は実働化の単純化のためのものであり、ハードリミタはこの発明に必須ではない。

ハードリミタ４１の出力４３を累算器４５から成る擬似積分器に加える。累算器４５は現時点の入力値を先行入力累算値に加算して加算出力４７を生ずる。累算器４５のビット数は限られているので、誤差が継続し大きい場合は累算値の大きさは時間の経過とともに限界値に自己収斂する。累算器４５の内部累算回路における複数の誤差基準信号３９の累算値はシステムが安定状態に達すると平均値零になる。

累算器４５の出力４７を可変利得増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの利得制御入力４９Ｉおよび４９Ｑの各々に加える。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑは、累算器４５からの出力信号４７に従って利得を増減して入力Ｉシンボル２３ＩおよびＱシンボル２３Ｑの振幅を平衡化する。この実施例から理解されるとおり、基準信号３９は上流側の増幅器２５Ｉおよび２５Ｑへの負帰還である。利得制御入力４９Ｉおよび４９Ｑへの正極性の制御電圧はその増幅器の利得増加を指示し、負極性の制御電圧は利得減少を指示する。

入力信号２３Ｉおよび２３Ｑの振幅が不平衡状態にある場合は、このシステムは可変利得増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの利得調整を、ＩシンボルおよびＱシンボルの振幅が所定の許容範囲に入るまで累算器４５の出力信号４７に従って行う（一方の成分の利得を下げた方の成分の利得を上げる）。シンボル利得が互いに等しいものの受信シンボル相互間で変
動している 場合は、このシステム１７は補正に影響を及ぼさない。下流側の自動利得制御（ＡＧＣ）（図示してない）は後段の信号処理（図示してない）に備えてシステム出力５１Ｉおよび５１Ｑを等化する。

図３は、この発明の位相補正システム６１の実施例を示す図である。二つの２相位相変調を受けた信号１９をシステム６１の入力６３Ｉおよび６３Ｑに加える。これら入力６３Ｉおよび６３Ｑへの入力ＩシンボルおよびＱシンボルのデータストリーム６５Ｉおよび６５Ｑを並列配置の加算器６９Ｉおよび６９Ｑの各々の第１の入力６７Ｉおよび６７Ｑにそれぞれ加える。これら加算器６９Ｉおよび６９Ｑの各々の出力７１Ｉおよび７１Ｑはシステム出力７３Ｉおよび７３Ｑとなり、同時にこのシステム６１における帰還信号となる。出力７１Ｉおよび７１Ｑをミキサ７５に接続して両者間の相関をとる。ミキサ７５からの相互相関出力信号７７を積分器７９に加える。積分器７９はこの相互相関出力信号７７の時間平均値を生ずる。この積分器の出力をハードリミタ８３に加える。ハードリミタ８３は相互相関出力積分値の大きさを制限する。ハードリミタ８３の出力８５は極性符号を維持する。このハードリミタ８３の出力８５を累算器８７の入力に加える。ハードリミタ８３は実働化を単純にするものでありこのシステムに必須でないことは当業者に認識されよう。

上述のとおり、累算器の機能は現時点の入力値をそれ以前の入力値に時間の経過とともに累算することである。その累算値は相関信号として出力される。

この相関信号８９を可変利得増幅器９３Ｉの第１の入力９１Ｉに加えて、Ｑ入力６５ＱとＩ入力６３Ｉとを合成する。補正信号８９は可変利得増幅器９３Ｑの第１の入力９１Ｑにも加えて、Ｉシンボル入力６５ＩとＱ入力６３Ｑとを合成する。

補正信号８９は増幅器９３Ｉおよび９３Ｑの両方の利得の増減を調節する。増幅器出力９５Ｉおよび９５Ｑを入力加算器６９Ｉおよび６９Ｑの第２の入力９７Ｉおよび９７Ｑにそれぞれ加える。

図４は、位相補正をベクトル表示で示す図である。加算器６９Ｉおよび６９ＱはＱ成分６３Ｑ部分をＩ成分６５Ｉから減算し、すなわち次式
Ｉ＝ｘ−ｒｙ （式３）
−Ｉ＝−ｘ−ｒｙ （式４）
（ここでｒは相互相関に比例）の演算を行い両者から相互相関寄与分を除去する。相互相関を生ずる信号部分を除去すると、加算器６９Ｉおよび６９Ｑの出力７１Ｉおよび７１Ｑは無相関となり信号空間で互いに直交関係になる。

振幅平衡化システム１７および位相平衡化システム６１の両方を組み合わせたもう一つの実施例を図５に示す。このシステム１０１は、振幅および位相の両方について補正を施したシンボル出力１０３Ｉおよび１０３Ｑを生ずる単純な直列接続構成である。振幅平衡化システム１７を位相平衡化システム６１の後段に配置した組合せ形の実施例も可能である。

この発明の特定の実施例を図示し説明してきたが、この発明の真意および範囲を逸脱することなく多数の変形および改変が当業者には可能である。上述の説明は例示を目的とするものであって、この発明を特定の形態に限定しようとするものではない。

高品質のディジタル多重伝送を可能にし、伝送効率を高めたディジタル回線の設置を可能にする。

図１Ａは振幅および位相の両方で平衡したＱＰＳＫシンボルの説明図、図１Ｂは振幅が不平衡であるＱＰＳＫシンボルの説明図、図１Ｃは位相が不平衡であるＱＰＳＫシンボルの説明図である。 この発明による振幅平衡化システムのブロック図である。 この発明による位相平衡化システムのブロック図である。 位相補正を示すベクトル表示図である。 この発明による振幅および位相平衡化システムのブロック図である。

符号の説明

１９ ２相位相変調を受けた信号
２１Ｉ，２１Ｑ 入力端子
２３Ｉ，２３Ｑ 入来シンボル
２５Ｉ，２５Ｑ 可変利得増幅器
２９Ｉ，２９Ｑ 絶対値算出器
３３Ｉ，３３Ｑ 低域フィルタ
３７ 加算器
４１ ハードリミタ
４５ 累算器
４９Ｉ，４９Ｑ 利得制御信号入力端子
６３Ｉ，６３Ｑ 入力端子
６９Ｉ，６９Ｑ 加算器
９３Ｉ，９３Ｑ 可変利得増幅器
７５ ミキサ
７９ 積分器
８３ ハードリミタ
８７ 累算器
１０１ 振幅平衡化および位相平衡化組合せシステム

Claims (5)

1. デジタル変調された信号のＩ成分およびＱ成分を平衡化する方法において、
   補正係数に従って、前記信号のＩ成分およびＱ成分を増幅するステップと、
   前記信号の前記Ｉ成分および前記信号の前記増幅されたＱ成分を加えて、前記信号の位相平衡化されたＩ成分を生成するステップと、
   前記信号の前記Ｑ成分および前記信号の前記増幅されたＩ成分を加えて、前記信号の位相平衡化されたＱ成分を生成するステップと、
   前記信号の前記位相平衡化されたＩ成分およびＱ成分を相関化するステップと、
   前記相関化した結果から、前記補正係数を生成するステップと
   を備えることを特徴とする方法。
2. 前記相関化した結果を時間平均するステップであって、前記補正係数は前記時間平均された値から生成されるステップをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記信号の前記位相平衡化されたＩ成分およびＱ成分を、ゲイン係数に従って増幅して、前記信号の振幅平衡化されたＩ成分およびＱ成分をそれぞれ生成するステップと、
   前記信号の前記振幅平衡化されたＩ成分およびＱ成分を比較することによって、前記ゲイン係数を生成するステップと、
   前記信号のＩ成分およびＱ成分を増幅する前記ゲイン係数をフィードバックするステップと
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記増幅されたＩ成分およびＱ成分の絶対値を生成するステップであって、前記ゲイン係数は前記絶対値から生成されるステップをさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 前記信号の前記増幅されたＩ成分およびＱ成分の出力を平均化するステップであって、前記ゲイン係数は前記時間平均値から生成されるステップをさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の方法。

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