CN101390360A - 同相和正交路径失衡补偿 - Google Patents

Abstract

直接下变频接收机(19)具有失衡补偿参数确定级(20)以及相位和振幅失衡补偿级(21)。确定级(20)连接以接收接收机(19)的I和Q路径(5，6)输出的I和Q信号I′(t)和Q′(t)。确定级(20)根据接收信号的训练序列来确定失衡补偿参数g_Icos(φ₁)、g_Isin(φ₁)，g_Qcos(φ₃)和g_Qsin(φ₃)。然后计算每一确定的失衡补偿参数g_Icos(φ₁)、g_Isin(φ₁)、g_Qcos(φ₃)、g_Qsin(φ₃)的平均值，并根据这些平均值来计算另一失衡补偿参数g_Ig_Qsin(φ₃－φ₁)。相位和振幅失衡补偿级(21)使用所确定的失衡补偿参数g_Icos(φ₁)、g_Isin(φ₁)、g_Qcos (φ₃)、g_Q sin(φ₃)和所计算的另一失衡补偿参数g_Ig_Q sin(φ₃－φ₁)，来补偿在接收信号的有效载荷接收期间接收机的I和Q路径(5，6)之间的相位和振幅失衡。

Description

同相和正交路径失衡补偿

发明领域

本发明涉及同相(I)和正交(Q)路径失衡补偿。具体地，但不排它地，本发明涉及一种包括I/Q路径失衡补偿的接收机，例如直接下变频无线接收机。

背景技术

许多接收机使用正交调制，这需要在同相(I)路径和正交(Q)路径上处理接收到的信号。例如，参考图1，根据现有技术的直接下变频接收机1具有用来接收信号的天线2。该天线2连接用于将接收到的信号输出到射频(RF)滤波器3上，射频滤波器3是对接收到的信号进行滤波的带通滤波器。RF滤波器3连接用于将滤波后的信号输出到低噪声放大器(LNA)4，LNA4用来放大滤波后的信号。该放大器有助于减少接收到的信号的后续处理中的噪声。该LNA4连接用于将放大后的信号输出到接收机1的同相(I)路径5和正交(Q)路径6。I路径5包括按照以下顺序串联的I混频器7、模拟低通滤波器8和自动增益控制器(AGC)9、模数转换器(ADC)10和数字低通滤波器11。除了由Q混频器112代替I混频器7之外，Q路径6与I路径相同。所以Q路径6包括Q混频器12、模拟低通滤波器13、AGC14、ADC15和数字低通滤波器16。I和Q路径5、6输出的信号传递到解调和解码级17，对该信号进行解调和解码，以产生数字输出18。

I混频器7和Q混频器12每一个均将LNA4输出的放大后的信号与本地振荡器信号混频。由于该接收器1是直接下变频接收机，本地振荡器应该具有与在天线2接收到的调制信号中的有用信号的载波频率基本相同的频率。这允许混频器7、12将有用信号向下转换到基带。理想地，I和Q混频器使用的本地振荡器信号相位彼此偏移90°，以便可从I路径5和Q路径6上的信号中正确地解调出有用信号。然而，实际难以实现，并且在I和Q混频器7、12所使用的本地振动器信号之间通常存在相位变化。该变化被称为相位失衡。同样的，在I路径5和Q路径6上的增益也许会不相同。因此I和Q路径5、6输出的信号在振幅上会有非预期的差异。这被称为振幅失衡。相位和振幅的失衡会引起解调误差。也会引起图像混叠干扰进入有用信号的频带。

为了校正相位和振幅的失衡，提出了很多方法，多数方法涉及使用校准信号来对接收机进行校准。典型地，该校准信号具有已知的频率、相位和振幅。当其通过接收机的时候，可以分析I和Q路径输出的信号来确定它们之间的相位和振幅的失衡。这种方法存在许多问题。例如，校验信号通常由要进行校准的接收机在本地产生，所以需要小心地控制其频率、相位和振幅。然而，这通常需要提供专门的电路来产生校准信号，而这不利地会比较昂贵且复杂。一些方法通过经接收机通常用来接收信号的天线接收外部校准信号来避免该问题。尽管这可以避免在接收机本地产生校准信号的额外成本和复杂性，但是由于其占用用于通信等的频谱内的空间，所以这是不切实际的。所有这些方法还阻止接收机在校准期间接收其他信号。所以，在校准期间，经接收机的通信或在接收机处接收广播信号会被中断。这很明显是不期望的。在信号接收过程中，即使是工作在有时可能会适应信号接收中的短暂中断的时分多址(TDMA)模式、时分双工(TDD)模式等模式下的接收机也会受到该问题的影响，因为难以预测何时可能接收到信号，因而难以分配适当的时间以用于校准。所以，传统的校正相位和振幅失衡的方法是远不理想的。

发明内容

本发明寻求克服上述问题。

根据本发明的第一方面，提出一种接收机，用来接收包括训练序列和有效载荷的信号，该接收机包括

同相路径和正交路径，用于将接收的信号转换成同相和正交信号以输出给解调器；

处理装置，用于根据代表训练序列的同相和正交信号来确定失衡补偿数；以及

失衡补偿电路，用于使用所确定的失衡补偿参数，来补偿代表有效载荷的同相和正交信号之间的相位和振幅的失衡。

根据本发明的第二个方面，提出一种接收包括训练序列和有效载荷的信号的方法，该方法包括：

将接收的信号转换成同相和正交信号以输出给解调器；

根据代表训练序列的同相和正交信号来确定失衡补偿参数；

使用所确定的失衡补偿参数来补偿代表有效载荷的同相和正交信号之间的振幅和相位的失衡。

换言之，在接收信号的有效载荷期间，相位和振幅的失衡补偿可以基于信号的训练序列。训练序列是众多当前通信系统的信号的固有(inherent)部分。所以，本发明有以下明显优势，即允许不使用专门的校准信号来补偿相位和振幅的失衡。不需要在接收机处本地产生校准信号。类似地，不需要为接收专门的校准信号而设置通信容量。

所以，除了确定失衡补偿参数之外，该训练序列还可用于其它目的。这可能包括其它信号处理。换言之，处理装置可以使用训练序列来进行其它信号处理。同样，该方法可包括使用训练序列来进行其它信号处理。在一个示例中，其它信号处理可包括训练均衡器。在其它示例中，附加的信号处理可包括同步、信道质量评估、信号电平调节等之一。

可以认识到，训练序列可具有多种形式。基本地，该训练序列通常是接收信号的已知部分，举例来说，在训练序列期间预期接收的信号是已知的。该训练序列包括前同步码(preamble)、导频序列、存取码、同步字、同步序列等。无论如何，除了振幅和相位失衡补偿之外，训练序列通常适用于特殊目的。例如，它满足特定传统通讯标准的需要。具体地，训练序列可适用于训练均衡器或实现同步。典型地，这意味着，训练序列包括在其自相关函数中有主峰的序列。

训练序列和有效载荷可被包含在数据分组内。因此对代表数据分组的有效载荷的信号的补偿可通过使用根据代表数据分组的训练序列的信号而确定的失衡补偿参数来进行。换言之，可根据代表信号数据分组的信号来实现失衡补偿。事实上，如果希望，可逐个分组执行失衡补偿。

优选地，在时域而不是频域确定补偿参数，因为时域的计算更快并易于实施，避免了使用傅立叶变换。例如，优选地，接收机包括用于在两个不同时间处选择训练序列的同相和正交信号的部分的选择器。相应地，根据在两个不同时间处训练序列的同相和正交信号的选择部分来确定失衡补偿参数。在下面的本发明的优选实施例的描述中，这些时间表示为时间t₁和t₂。典型地，从还用于上述其它处理的训练序列的一部分中选择同相和正交信号的部分。换言之，不需要仅将训练序列的特定部分用于振幅和相位的失衡补偿。

对于失衡补偿参数的确定，基于代表预期接收到的信号序列的信号是有用的。在下面的本发明的优选实施例的描述中，这些信号表示为基带信号A(t₁)、A(t₂)、B(t₁)、B(t₂)。

可以基于同相信号确定一失衡补偿参数，并基于正交信号确定另一失衡补偿参数。事实上，优选地，根据同相信号确定一对失衡补偿参数，并根据正交信号确定另外一对失衡补偿参数。在下面的本发明的优选实施例的描述中，这些失衡补偿参数表示为

。同样优选地，从这些失衡补偿参数的平均值中确定另一失衡补偿。在下面的本发明的优选实施例的描述中，另一失衡补偿参数表示为g_Ig_Q sin(

)。

相位和振幅失衡补偿可以使用这些参数。更具体地，补偿可以将同相和正交信号与所确定的失衡补偿参数相乘。优选地，补偿包括将同相信号与根据正交信号确定的失衡补偿参数相乘，及将正交信号与根据同相信号确定的失衡补偿参数相乘。同样优选地，补偿包括将同相和正交信号与所确定的另一失衡补偿参数的倒数相乘。在下面的本发明的优选实施例的描述中，这由等式(6)和(7)表示。

“处理装置”、“电路”、“选择器”等术语的使用是广义的而不是特定的。本发明可以使用这样的分立处理器而实现。然而，本发明同样可以使用例如数字信号处理器(DSP)或中央处理单元(CPU)的单个处理器而实现。类似地，本发明可以使用如专用集成电路(ASIC)的硬接线(hard-wired)电路或者通过嵌入式软件而实现。事实上，还可以认识到，本发明可以使用计算机程序代码而实现。根据本发明的另一方面，因此，提供一种计算机软件或计算机程序代码，用于当由处理装置处理时执行上述方法。该计算机软件或计算机程序代码可由计算机可读介质承载。该介质是物理存储介质，如只读存储器(ROM)芯片。可选地，该介质可以是磁盘，如数字万能磁盘(DVD-ROM)或压缩磁盘(CD-ROM)。该介质也可以是信号，如电缆上的电子信号、光学信号或诸如卫星这样的无线信号。本发明同样提供运行软件或代码的处理器，例如，配置用于执行上述方法的计算机。

附图简述

现在参考附图，描述本发明的优选实施例，其中：

图1是根据现有技术的直接下变频接收机的示意图；

图2是根据本发明的第一优选实施例的直接下变频接收机的示意图；

图3是图2中所示的直接下变频接收机的失衡补偿参数确定级的示意图；

图4是图3中所示的直接下变频接收机的相位和振幅补偿级的示意图；

图5是根据本发明的第二优选实施例的外差接收机的示意图。

具体实施方式

参考图2，根据本发明的第一优选实施例的直接下变频接收机19具有与参考图1所述的现有技术的接收机1中的那些组件相同的组件，因此类似的组件使用相同的参考数字。然而，在I和Q路径5、6与解调和解码级17之间，根据本发明第一优选实施例的接收机19具有失衡补偿参数确定级20以及相位和振幅失衡补偿级21。

在模拟低通滤波器8、13的滤波、ADC10、15的模数转换、数字低通滤波器11、16的滤波之后，连接失衡补偿参数确定级20以从接收机19的I和Q路径5、6接收I和Q信号I′(t)、Q′(t)。图3中更加详细地示出了确定级20，从图3可以看到，确定级20包括：选择器22，用于选择I和Q路径5、6输出的接收到的I和Q信号I′(t)和Q′(t)的部分；以及处理器23，用于处理信号I′(t)和Q′(t)的选择部分来确定和计算失衡补偿参数

和

在天线2接收的信号可以表示成：

其中，A(t)和B(t)是被调制到载波信号

和

上的基带信号，

是载波信号的相位，载波频率 $f_c=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{2\mathrm{\π}}.$ 接收机19的I和Q混频器7、12用在相位上相对彼此偏移90°的两个本地振荡信号对接收到的信号S(t)进行混频，将信号S(t)转换到I和Q路径5、6上的基带信号。在混频之后I路径5和Q路径6上的信号可以表示成

$I\left(t\right)=S\left(t\right)*\left\{g_I\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\right\}$

和

$Q\left(t\right)=S\left(t\right)*\left\{g_Q\sin ({\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\θ})\right\}=S\left(t\right)*\left(g_Q\cos \{{\mathrm{\ω}}_{c}t+\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})\right\}$

其中θ代表与期望的90°相位差的任何变化，g_I和g_Q是I路径5和Q路径6的总增益因子。理想地，相位变化θ为零，即θ＝0，增益因子g_I和g_Q相等，即g_I＝g_Q。然而，由于电路的不理想、温度变化等，该相位变化θ不为零，即θ≠0，增益因子g_I和g_Q不相等，即g_I≠g_Q。

在混频之后，I路径5和Q路径6上的信号I(t)和Q(t)的具有大约2ω_c频率的分量很容易通过低通滤波器8、11、13、16移除。因此I和Q路径5、6输出的信号I′(t)和Q′(t)可以简单表示成

和

           (5)

其中

所以，可以认为这些等式(4)、(5)代表由选择器22选择的I和Q信号I′(t)和Q′(t)的部分。

等式(4)和(5)可以重新整理为

和

其中，

n＝0，1，2...

尽管

g_I和g_Q是未知的，当传输训练系列期间，用来调制载波信号的基带信号A(t)和B(t)是已知的。换言之，在训练序列期间预期接收的信号是已知的。所以，在训练序列的接收期间的两个不同时间t₁和t₂，选择器22从I和Q路径输出的信号I′(t)和Q′(t)中选择部分I′(t₁)、I′(t₂)、Q′(t₁)、Q′(t₂)。在该实施例中，在包含有效载荷的数据分组的开始处接收训练序列，并将其用于训练接收机19的均衡器(未示出)。

更详细地，根据选择器22从I路径5输出的信号I′(t)中选择的信号部分I′(t₁)、I′(t₂)，和在两个不同时间t₁和t₂的训练序列的已知基带信号A(t₁)、A(t₂)、B(t₁)、B(t₂)，使用下面的等式(8)和(9)(条件是A(t₁)B(t₂)≠A(t₂)B(t₁))，来确定失衡补偿参数

同样，，根据选择器22从Q路径6输出的信号Q′(t)选择的信号部分Q′(t₁)、Q′(t₂)，和在两个不同时间t₁和t₂的训练序列的已知基带信号A(t₁)、A(t₂)、B(t₁)、B(t₂)，使用下面的等式(10)和(11)(同样条件是A(t₁)B(t₂)≠A(t₂)B(t₁))，来确定失衡补偿参数

此外，在该实施例中，在整个训练序列期间，可以在给定的时间内平均使用等式(8)、(9)、(10)和(11)确定的失衡补偿参数

和

以给出每一参数

和

的平均值。然后可以使用这些参数来计算另一失衡补偿参数

所以，可以认识到，将所确定的失衡补偿参数

和

以及所计算的另一失衡补偿参数

代入等式(6)和(7)中可以获得用来调制载波信号

和

的基带信号A(t)和B(t)。实际上，在用于调制载波信号

和

的基带信号A(t)和B(t)已知时(例如在训练序列期间)根据I和Q路径5、6输出的信号I′(t)和Q′(t)而确定和计算的失衡补偿参数

和

可用于在例如用于调制载波信号

和

的基带信号A(t)和B(t)未知时(例如，在接收到的信号的有效载荷载部分期间)补偿I和Q路径5、6输出的信号I′(t)和Q′(t)中的相位和振幅失衡。

所以，图4详细示出的相位和振幅失衡补偿级21使用失衡补偿参数

和

使用等式(6)和(7)来补偿信号I′(t)和Q′(t)中的相位和振幅失衡。更详细地，相位和振幅失衡补偿级21包括：各输入有信号I′(t)的一对I信号乘法器24、25和各输入有信号Q′(t)的一对Q信号乘法器26、27。该对I信号乘法器24、25中的一个乘法器24将I信号I′(t)与根据Q信号Q′(t)确定的失衡补偿参数中的第一个相乘。该对I信号乘法器24、25中的另一个乘法器25将I信号I′(t)与根据Q信号Q′(t)确定的失衡补偿参数中的第二个

相乘。类似地，该对Q信号乘法器26、27中的一个乘法器26将Q信号Q′(t)与根据I信号I′(t)确定的失衡补偿参数中的第一个相乘。同样相似的，该对Q信号乘法器26、27中的另一个乘法器27将Q信号Q′(t)与根据I信号I′(t)确定的失衡补偿参数中的第二个相乘。

相位和振幅失衡补偿级21还具有一对加法器28、29和另一对乘法器30、31。该对加法器28、29中的第一个加法器28接收第一I信号乘法器24和第一Q信号乘法器26输出的信号。该对加法器28、29中的第二个加法器29接收第二I信号乘法器25和第二Q信号乘法器27输出的信号。加法器28、29将它们各自接收的信号累加，并将所得到的累加信号输出给该对乘法器30、31中的相应乘法器30、31。该乘法器30、31分别将它们接收的信号乘以所计算的另一失衡补偿参数

的倒数的两倍，以分别输出补偿的Q和I信号，理想地这两个信号应该分别等于用来调制射频(RF)载波

和

的基带信号B(t)和A(t)。

参考图5，根据本发明的第二优选实施例的外差接收机32有许多组件类似参考图2到图4所述的本发明第一优选实施例的直接下变频接收机19的组件，并且相同的组件使用相同的参考数字。然而，在LNA4与I和Q路径5、6之间，根据本发明的第二优选实施例的接收机32具有转换级33，包括用来将放大的滤波后的接收信号和频率f0的本地振荡器信号混频的混频器34、对混频后的信号进行滤波的中频滤波器35、以及调节信号增益以输出到I和Q混频器7、12的AGC36。在该实施例中，I和Q混频器7、12使用的本地振荡器信号处于中频(IF)。频率f₀的本地振荡器频率和中频(IF)的本地振荡器信号的合成将接收的信号转换到基带。主要的是，因此有用信号在I和Q路径上处于基带。

在说明书和权利要求书中，元件之前的单词“一”或“一个”并不排除多个这种元件的存在。进而，单词“包括”并不排除除了这里所列元件或步骤之外的其他元件和步骤的存在。权利要求中括号内包含的参考符号是帮助理解而非进行限制。

Claims (27)

1.一种接收包含训练序列和有效载荷的信号的接收机(19；32)，所述接收机(19，32)包括

同相路径(5)和正交路径(6)，用于将接收的信号转换为同相和正交信号，以输出给解调器(17)；

处理装置(23)，用于根据代表训练序列的同相和正交信号来确定失衡补偿参数；

失衡补偿电路(21)，用于使用所确定的失衡补偿参数来补偿代表有效载荷的同相和正交信号之间的相位和振幅失衡。

2.根据权利要求1所述的接收机(19；32)，其中

所述信号包括包含训练序列和有效载荷的数据分组；

失衡补偿电路(21)使用根据代表所述数据分组的训练序列的同相和正交信号而确定的失衡补偿参数，补偿代表所述数据分组的有效载荷的同相和正交信号。

3.根据权利要求1或2所述的接收机(19；32)，其中所述接收机还将训练序列用于进行其它信号处理。

4.根据前述任何一项权利要求所述的接收机(19；32)，包括选择器(22)，用于在两个不同时间处选择同相和正交信号的部分，其中处理装置(23)根据在所述两个不同时间处选择的同相和正交信号的部分来确定失衡补偿参数。

5.根据前述任何一项权利要求所述的接收机(19；32)，其中处理装置(23)基于代表预期接收的训练序列的信号来确定失衡补偿参数。

6.根据权利要求4所述的接收机(19；32)，其中在预期接收的信号不同时选择器(22)选择处理装置(23)确定失衡补偿参数所根据的同相和正交信号的部分。

7.根据前述任何一项权利要求所述的接收机(19；32)，其中处理装置(23)基于同相信号确定失衡补偿参数并基于正交信号确定失衡补偿参数。

8.根据前述任何一项权利要求所述的接收机(19；32)，其中处理装置(23)基于同相信号确定一对失衡补偿参数并基于正交信号确定一对失衡补偿参数。

9.根据权利要求7或8所述的接收机(19；32)，其中处理装置(23)根据所确定的失衡补偿参数来计算另一失衡补偿参数。

10.根据权利要求9所述的接收机(19；32)，其中处理装置(23)基于同相信号和正交信号来计算每个失衡补偿参数的平均值，并基于所计算的平均失衡补偿参数来计算所述另一失衡补偿参数。

11.根据前述任何一项权利要求所述的接收机(19；32)，其中失衡补偿电路(21)通过将同相和正交信号与所确定的失衡补偿参数相乘来补偿同相和正交信号之间的相位和振幅失衡。

12.根据前面权利要求7到10中的任何一项所述的接收机(19；32)，其中失衡补偿电路(21)通过将同相信号与根据正交信号所确定的失衡补偿参数相乘并将正交信号与根据同相信号所确定的失衡补偿参数相乘，来补偿同相和正交信号之间的相位和振幅失衡。

13.根据权利要求9或10所述的接收机(19；32)，其中失衡补偿电路(21)通过将同相和正交信号与所计算的另一失衡补偿参数的倒数相乘来补偿同相和正交信号之间的相位和振幅失衡。

14.一种接收包含训练序列和有效载荷的信号的方法，所述方法包括：

将接收的信号转换为同相和正交信号，以输出给解调器(17)；

根据代表训练序列的同相和正交信号来确定失衡补偿参数；

使用所确定的失衡补偿参数来补偿同相和正交信号之间的相位和振幅失衡。

15.根据权利要求14所述的方法，其中

所述信号包括包含训练序列和有效载荷的数据分组；

补偿包括使用根据代表所述数据分组的训练序列的同相和正交信号所确定的失衡补偿参数，来补偿代表数据分组的有效载荷的同相和正交信号。

16.根据权利要求14或15所述的方法，还包括：将训练序列用于其它信号处理。

17.根据权利要求14到16中任何一项所述的方法，包括：在两个不同时间处选择同相和正交信号的部分，其中失衡补偿参数是根据在所述两个不同时间处选择的同相和正交信号的部分而确定的。

18.根据权利要求14到17中的任何一项所述的方法，其中失衡补偿参数的确定是基于代表预期接收的训练序列的信号的。

19.根据权利要求17所述的方法，其中当预期接收的信号不同时，选择确定失衡补偿参数所根据的同相和正交信号的部分。

20.根据权利要求14到19中的任何一项所述的方法，包括基于同相信号来确定失衡补偿参数和基于正交信号来确定失衡补偿参数。

21.根据权利要求14到19中的任何一项所述的方法，包括基于同相信号来确定一对失衡补偿参数和基于正交信号来确定一对失衡补偿参数。

22.根据权利要求20或21所述的方法，包括：根据所确定的失衡补偿参数来计算另一失衡补偿参数。

23.根据权利要求22所述的方法，包括：基于同相和正交信号来计算每一失衡补偿参数的平均值，以及基于所计算的平均失衡补偿参数来计算所述另一失衡补偿参数。

24.根据权利要求14到23中的任何一项所述的方法，其中补偿包括将同相和正交信号与所确定的失衡补偿参数相乘。

25.根据权利要求20到23中的任何一项所述的方法，其中补偿包括：将同相信号与基于正交信号的失衡补偿参数相乘和将正交信号与基于同相信号的失衡补偿参数相乘。

26.根据权利要求22或23所述的方法，其中补偿包括：将同相和正交信号与所计算的另一失衡补偿参数的倒数相乘。

27.一种计算机程序代码，当由计算机处理装置处理时，用于执行权利要求13到24中的任何一项所述的方法。

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