CN1101091C

CN1101091C - 零中频接收机

Info

Publication number: CN1101091C
Application number: CN97191186A
Authority: CN
Inventors: A·范贝佐伊詹
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1996-09-06
Filing date: 1997-06-26
Publication date: 2003-02-05
Anticipated expiration: 2017-06-26
Also published as: JP3907703B2; DE69731879D1; CN1200209A; JP2000500317A; WO1998010523A1; EP0865686A1; KR20000064336A; DE69731879T2; US6009126A; EP0865686B1

Abstract

已知的零中频接收机在下变频接收的信号或以后在I-路径和Q-路径上完成直流偏置校正。这样的直流偏置校正对于高增益的I-路径和Q-路径是不够的，特别是不能在寻呼机中用于接收长信息。而且，如果这样的接收机交替地工作在接收模式和睡眠模式，则不能达到最佳电源节省。提出了一种零中频接收机，其中直流偏置校正被分布在I-路径和Q-路径上。优选地，在I-路径和Q-路径上，在直流偏置校正电路和低通滤波器之间提供有阻塞装置，以防止在直流偏置校正期间路径上的上行直流偏置校正电路的输出信号激励在路径上的下行低通滤波器。由此，达到很大的电源节省。

Description

零中频接收机

本发明涉及零中频接收机，包括本地频率发生装置，它连接到一对成正交关系的混频器，后者用于把接收信号下变频为一对在同相信号路径和正交信号路径上的要被解调的正交信号，每一路径包括至少一个低通滤波器和两个放大器的级联，以及在放大器之间的直流偏置校正电路。这样的零中频接收机可以是直接变频零中频接收机、双变频零中频接收机、或任何其他适合的零中频接收机，可以是使用FSK(频移键控)或PSK(相移键控)调制方案的数字寻呼接收机，但也可以是无绳或蜂窝接收机等等。

以上的这种接收机可从已出版的欧洲专利申请EP 0 594 894 A1中获知。这个欧洲专利申请公开了在零中频TDMA接收机或所谓的零中频接收机中的直流偏置校正。接收信号在正交混频器中通过与本振混合而被下变频。下变频的信号的直流偏置通过基带处理而被补偿。为了直流偏置校正，在同相信号路径和正交信号路径上提供一个控制环路。除了一个其中直流偏置可在多个时隙上被校正的总的校正环路以外，接收机包括一个用于对在时隙内接收的信号进行偏置校正的内控制环。这个附加的控制环可包括一个比较器，用于把在总的校正环路中的不同信号和零进行比较，并藉此作为1-比特的模-数转换器工作，与逐次近似的数-模转换器相级联，在以后的步骤中确定总的校正环路的偏置校正值，以使得不同信号的值基本上为零。零中频接收机可以是消息寻呼机的一个部件。这样的寻呼机是在同相和正交信号路径上具有高增益的窄带接收机。通过采用新的寻呼协议，如APOC、FLEX、和ERMES，可发送非常长的消息。在接收信号期间，直流偏置必须足够小(典型地在混频器输出端＜3μV)。否则，在同相或I信号和正交或Q信号中的零交叉将丢失。而且，当接收相对长的消息时，直流偏置校正只能在接收同步字期间(近似地每秒一次)来完成，而不丢失有用信息，即，一部分要进行接收的消息。对于这样的接收机，已知的直流偏置校正不能满意地运行。而且，寻呼机通常在接收模式时工作，用于接收消息，而在睡眠模式期间，其大部分接收电路被关闭。为了节省寻呼机电池，寻呼机处在接收模式的时间期间应尽可能短。

本发明的一个目的是提供在零中频接收机的高增益零中频信号路径上的精确的直流偏置校正。本发明的另一个目的是提供具有最佳睡眠模式/接收模式比值的零中频接收机。

为此，按照本发明的零中频接收机的特征在于，路径包括至少一个分布在路径上的第二直流偏置校正电路，以便允许路径具有高增益。优选地，路径被顺序地做成没有直流偏置，藉此，第二直流偏置校正电路可在接收电路的已知建立时间(settling time)以后被启动，且在低通滤波器的预定的建立时间以后，第一直流偏置校正电路可被启动。

在按照本发明的零中频接收机的实施例中，至少一个低通滤波器的第二低通滤波器被连接到第一直流偏置校正电路的输出，藉此，第一低通滤波器具有的灵敏度比第二低通滤波器低。由此，路径上的不同动态要求被满足。在路径的不同位置处，信号电平是不同的，由此，线性度要求也不同。初始，灵敏度是低的，及滤波器应当呈现良好的线性。这样，第一滤波器可以是简单的有源RC-滤波器，例如在手册“Active andPassive Analog Filter Design”(有源和无源模拟滤波器设计)，Section5.2，L.P.Huelsman，McGraw-Hill，Inc.，1993中描述的所谓的Sallen和Key滤波器。沿路径再向下走，在放大后，信号电平更高，因此，能使用具有更高选择性的滤波器，例如，技术上熟知的回转器(gyrator)滤波器。

在按照本发明的零中频接收机的实施例中，路径包括阻塞装置，以防止在直流偏置校正期间，路径上的上行直流偏置校正电路的输出信号激励在路径上的下行低通滤波器。若不用阻塞装置，在路径上的下行的滤波器由于由路径上的上行直流偏置校正电路造成的激励而会呈现振铃。在振铃信号幅度充分小以便启动路径上的下行直流偏置校正电路以前，会花费相当长的时间间隔。阻塞装置能使低通滤波器不被上行直流偏置校正电路激励。由此，接收机接通时间短得多，因而，节省电池功率。阻塞装置可以是第一箝位电路，它被连接到第一低通滤波器的输入端。

在按照本发明的零中频接收机的实施例中，路径包括第一缓冲放大器，用于使第二直流偏置校正电路和第一箝位电路隔离。由此，第一箝位电路有效地和第二直流偏置校正电路隔离开，这样达到更好的性能。

在其中滤波功能和放大功能由于动态范围要求而被分布在路径上的实施例中，箝位功能也被分布在路径上。如果接收机进入其省电模式，则相关电路例如至少放大器和直流偏置校正电路的偏压电路被关断。直流偏置校正电路可以是较少下垂(droop-less)的采样保持电路，例如逐次近似的模数转换器。为了滤除在作为逐次近似滤波器的一部分的数模转换器的输出端的噪声，可在数模转换器的输出端和直流偏置校正电路的减法器的相减输入端之间提供低通滤波器，减法器被设在路径上，并从要加以校正的路径信号中减去确定的直流偏置校正信号。

现在将参照附图通过例子来描述本发明，其中：

图1概略地显示按照本发明的零中频接收机，

图2显示按照本发明的直流偏置校正电路，

图3显示用于说明按照本发明的直流偏置校正电路的时序图，

图4显示阻塞装置，它用于防止在直流偏置校正期间路径上的上行直流偏置校正电路的输出信号激励在路径上的下行低通滤波器，以及

图5显示阻塞装置的实施例。

在所有图中，相同的参考数字被用于相同的特性。

图1概略地显示按照本发明的零中频接收机1，它包括本地频率发生装置2，后者被连接到一对正交相关的混频器3和4，用于对通过低噪声放大器5加到混频器3和4的接收信号rf进行下变频。由本地频率发生装置2产生的本振信号LO被加到包括在同相信号路径I中的混频器3的输入端，并通过90°移相装置7加到混频器4。零中频接收机1也可以是具有在混频器3和4之前的另一个IF级的双变频接收机(图上未详细示出)，该另一个IF级用于把接收信号rf首先转变为相对较高的中频。在把信号rf或相对较高中频下变频以后，信号是所谓的零中频信号。如果接收机1是双变频接收机，则使用一分为二的装置(图上未详细示出)，用于从本振信号形成正交的振荡信号。路径I包括由混频器后的放大器8、第二直流偏置校正电路9、第一低通滤波器10、第一放大器11、第一直流偏置校正电路12、第二低通滤波器13、第二放大器14、第三直流偏置校正电路15和限幅放大器16形成的级联，限幅放大器的输出加到解调器18的第一输入端17，解调器18可以是用于解调FSK(移频键控)信号的FSK解调器。这样的解调器在技术上是熟知的。同样地，路径Q包括由混频器后的放大器19、直流偏置校正电路20、低通滤波器21、放大器22、直流偏置校正电路23、低通滤波器24、放大器25、直流偏置校正电路26和限幅放大器27形成的级联，限幅放大器的输出加到解调器18的第二输入端28。在图中，一个^*号表示路径I的继续，及两个^**号表示路径Q的继续。零中频接收机1还包括编程的微控制器29，用于实行控制功能。这样的微控制器包括RAM和ROM存储器以及模拟和数字接口电路，并且很容易在市面上买到。零中频接收机可以是寻呼机，无绳或蜂窝电话等等，或可以被容纳到其他设备(如PC，电视机和互联网接口等)之内。在给出的例子中，零中频接收机是寻呼机，这样的寻呼机还包括放大器30，它被连接到解调器18和语音重现装置31，用于以语音形式输出寻呼消息。这样的寻呼消息也可在显示器32上被显示和/或可借助于用于译码特定消息和用于把消息按照预定单音序列做成可听音的译码器/BP机33而被做成可听音。在所谓的双向寻呼机的情形中，寻呼机也包括连接到发送天线35的发射机装置34。在接收端，零中频接收机连接到接收天线36。在后面只描述路径I的直流偏置校正，而路径Q的直流偏置校正是相同的。因为路径I和路径Q中的直流偏置是独立的，所以路径I和路径Q的直流偏置校正可同时完成。由此，接收机的接通时间可以减小，这样达到更多的功率节省。

图2显示按照本发明的直流偏置校正电路9。其他的直流偏置校正电路12，15，20，23，和26具有相同的结构和操作。第二直流偏置校正电路9包括减法器40，用于从路径I中的未校正信号IS中减去所确定的直流校正信号DCO，以便提供直流偏置校正的信号CIS。第二直流偏置校正电路9还包括校正环路，后者包括所谓的逐次近似类型的模数转换器。这样的模数转换器包括传感放大器41、限幅放大器42和逐次近似寄存器或SAR 43和数模转换器44的级联。为了对数模转换器44的输出信号进行噪声滤波，提供了低通滤波器45。逐次近似类型的模数转换器的运行就其本身而言是熟知的。更详细的描述可在手册“TheArt of Electronics(现代电子学)”，p.416 and pp.420-423，Horowitz andHill，Cambridge United Press 1980，中找到。这样的模数转换器的工作象一个较少下垂的采样保持电路。而且，用这种类型的模数转换器，直流偏置校正可在相当少的时钟周期数内达到，且复杂性也相对较低，这是其优点。直流偏置校正有利地在多个粗转换周期和多个细转换周期中实现。直流偏置校正电路9还包括与门46，与门的输出被加到逐次近似寄存器43的控制线47，和与门的各个输入端被加上时钟信号cl和直流偏置控制信号octl1，这些信号由编程的微控制器29提供。而且显示了一个使能控制信号ena，用以在接收机1处在接收模式或睡眠模式时分别接通或关断不同的电路。控制信号octl1激励SAR 43、放大器41和42、缓冲放大器48和箝位电路49的直流偏压，缓冲放大器48被用来隔离直流偏置电路和低通滤波器10，以便防止它在直流偏置校正期间被激励，以及箝位电路49被用来在直流偏置校正期间提供规定的基准电压给低通滤波器10。在直流偏置校正期间，时钟信号cl操纵SAR 43。所需要的最小时钟周期数等于数模转换器44的比特数。在完成直流偏置校正时，SAR 43包含路径信号IS的要被减去的信号DCO的数字形式。然后放大器41和42进入省电模式，释放箝位电路49和启动缓冲放大器48。更详细的运行如下，为简单起见，假定ADC是3-比特的逐次近似ADC。直流偏置校正在第一时钟周期以用预置脉冲设置MSB(最高有效位)为高比特值而开始。在第二时钟周期，第一MSB比特将被设置为高，并将根据减法器40的输出信号的正负号而保持为高或被给予低比特值。在第三时钟周期，第二MSB比特将被设置为高，且第一MSB比特将根据减法器40的输出信号的正负号而保持为高或被给予低比特值。直流偏置校正处理在设置LSB(最低有效位)后被完成。在实际电路中比特数大于本简化例中给出的3-比特。典型地，9-比特的ADC/DAC组合将给出满意的结果。滤波器45可被做成自适应的，这样，在提取直流偏置期间的带宽将大大高于其他情况下的。由此达到足够低的建立误差(settling error)。如果在路径I中也存在有低通滤波器13，则可将同样的箝位电路和缓冲放大器分别连接到低通滤波器的输入端。

图3显示用于说明按照本发明的作为时间t的函数的直流偏置校正的时序图。显示的是用于使接收机1能工作和用于启动直流偏置电路中的直流偏置确定的octl1和控制信号ena。在路径I的下行方向，各个直流偏置校正通过顺序启动第二直流偏置校正电路9、第一直流偏置校正电路12和第三直流偏置校正电路15而完成。为此还有直流偏置控制信号octl2和octl3分别用于启动第一直流偏置校正电路12和第三直流偏置校正电路15。在接通接收机1以后，路径I中的第一直流偏置校正在接收机1的预定的建立时间Ts_1以后完成。在第一直流偏置校正以后，第二直流偏置校正在预定的第一低通滤波器10的预定的建立时间Ts_10以后完成，以及在第二直流偏置校正以后，第三直流偏置校正在预定的低通滤波器13的预定的建立时间Ts_13以后完成。

图4显示阻塞装置，它用于防止在直流偏置校正期间路径上的上行直流偏置校正电路的输出信号激励在路径上的下行低通滤波器。阻塞装置在原理上是可通过电子电路实现的开关。所显示的是用于差分模式(差模)信号和公共模式(共模)信号的实施例。开关可以是MOS传输门(transfer gate)。在原理图上，由接点S1a和S1b形成的开关组成缓冲装置48，用于在直流偏置校正期间隔离滤波器10和直流偏置校正电路9，由接点S1a和S1b形成的开关组成箝位电路49。在箝位期间，等于共模输入电压的基准电压Uref被加到滤波器10。

图5显示了阻塞装置的实施例，它包括缓冲放大器48和箝位电路49。缓冲放大器48包括由晶体管Q1和Q2形成的退化的差分对。箝位电路49由晶体管Q3和Q4形成。缓冲输入信号U1被加到端口J1和J2，缓冲输出信号U2是在端口J3和J4之间可供使用的。在直流偏置校正期间，由晶体管Q5形成的电流源被启动，且在直流偏置校正结束以后，晶体管Q6被启动。为此，互补的控制信号sns和非not-sns被加到晶体管Q5和Q6。图5还显示了电源电压V_cc，接地线GND和电阻60，61，62，63和64，其功能和意义从以上的描述看来，对于本领域的技术人员是很明显的。

虽然，上面结合特定的接收机描述了本发明的原理，但显然明白，此描述只是作为例子而不是作为对本发明的范围的限制而作出的。同样地，虽然，对于本发明的最佳模式实施例显示和描述了本发明，但本领域的技术人员应当明白，其中可作出上述的和各种其它的改变、省略和附加物而不背离本发明的精神和范围。

Claims

1.零中频接收机，包括本地频率发生装置，它被连接到一对成正交关系的混频器，后者用于把接收信号下变频为一对在同相信号路径和正交信号路径上的要被解调的正交信号，一个路径包括至少一个低通滤波器和至少两个放大器的级联，以及在放大器之间的第一直流偏置校正电路，和分布在路径上的至少一个第二直流偏置校正电路，用以允许路径具有高增益，其特征在于所述路径包括阻塞装置，以防止在直流偏置校正期间，路径上的上行直流偏置校正电路的输出信号激励在路径上的下行低通滤波器。

2.按照权利要求1的零中频接收机，其特征在于，其中第二直流偏置校正电路被连接在所述级联中所述至少一个低通滤波器的第一低通滤波器之前。

3.按照权利要求2的零中频接收机，其特征在于，其中所述至少一个低通滤波器的第二低通滤波器被连接到第一直流偏置校正电路的输出端，藉此，第一低通滤波器具有的灵敏度比第二低通滤波器低。

4.按照权利要求4的零中频接收机，其特征在于，其中阻塞装置至少包括第一箝位电路，它被连接到第一低通滤波器的输入端。

5.按照权利要求4的零中频接收机，其特征在于，其中路径包括第一缓冲放大器，用于使第二直流偏置校正电路和第一箝位电路相隔离。

6.按照权利要求3的零中频接收机，其特征在于，其中阻塞装置包括第二箝位电路，它被连接到第二低通滤波器的输入端。

7.按照权利要求6的零中频接收机，其特征在于，其中路径包括第二缓冲放大器，用于使第一直流偏置校正电路和第二箝位电路相隔离。

8.按照权利要求1的零中频接收机，其特征在于，其中接收机被安排成工作在电源节省模式，藉此，如果接收机进入其电源节省模式，则至少放大器、滤波器和直流偏置校正电路的至少偏压电流被关断。

9.按照权利要求1的零中频接收机，其特征在于，其中直流偏置校正电路是较少下垂的采样保持电路。

10.按照权利要求9的零中频接收机，其特征在于，其中较少下垂的采样保持电路由包括在路径中的减法器和在环路中与减法器相连接的级联的模数转换器、锁存电路、和数模转换器构成，数模转换器的输出被连接到减法器的相减输入端。

11.按照权利要求10的零中频接收机，其特征在于，其中在数模转换器的输出端和减法器的相减输入端之间提供有低通滤波器。

12.按照权利要求10或11的零中频接收机，其特征在于，其中级联是逐次近似型的模数转换器。