CN1069007C - 宽频带低噪音低互调失真接收机 - Google Patents

Abstract

本发明关于一种可集成化的宽频带低噪音低互调失真接收机，其适用于很宽的射频信号频率范围，且具有低噪音系数、低互调失真、宽频域之固定输入阻抗、信号稳定且辐射能量少(由于整个系统采用全差动式设计)、可集成为很小的晶元面积(系统内核心部分各电路间均采主动元件直流耦合)等特色。

Description

宽频带低噪音低互调失真接收机

本发明关于一种宽频带接收机，特别是一种适用于很宽的射频信号频率范围的单晶集成电路接收机。

随着高频通信系统的广泛使用，高质量的宽频带接收机的需求与日俱增，而传统的接收机如电视调谐器已逐渐无法完全满足需求。另外，结合个人电脑调谐器，已往使用离散元件的设计，亦因体积太大而无法使用，取而代之的是射频单晶集成电路宽频带接收机。

其于上述理由，许多使用集成电路设计的接收机应运而生。图1A为一典型的电视/VCR接收机的设计，整个接收机电路包括：UHF输入滤波器20、VHF输入滤波器21、两个低噪音射频放大器22与23、两个中间级滤波24与25、砷化钾调谐器集成电路26、振荡谐振回路27、中频滤波器28、中频放大器外围回路29与除法器30等。此接收机先利用两不同的滤波回路20、21与差动式低噪音放大器22、23，配合Bu与Bv两个波段控制信号，将射频信号分为VHF/CATV与UHF两种信号后分别加以放大，然后导入不同的中间级滤波回路24、25以完成个别的追踪滤波动作，处理后的两个信号又分别导入调谐器集成电路26内。图1B为调谐器集成电路26的内部方块图，其中包括：波段切换开关261、UHF波段用振荡器262、VHF/CATV波段用振荡器263、振荡输出缓冲器264、双向平衡式调制器265、及中频放大器266等回路。导入此集成电路26的两个信号先进入波段切换开关261，用Bv控制信号来选择是由VHF/CATV波段信号或是由UHF波段信号通过进入调制器265。另外，使用Bu控制信号切换使用集成电路外相对应波段的谐振回路。频道锁定动作则由振荡器输出信号给除法器30(图1)配合锁相回路控制器(未显示于图上)来完成。将经适当切换输出的射频信号与本地振荡信号导入调制器混合调制，其输出经集成电路26外的中频滤波器28检出后再导入集成电路内的中频放大器29放大，其最终的中频输出放大倍率则由另一个U/V增益控制信号Bm来控制。此接收机虽已使用射频集成电路来设计，但由于该集成电路的电气特性并不理想，特别如噪音系数大于8dB，需要在集成电路外增加许多离散元件回路来改善，因此对UHF高频波段特性造成不良影响。

图2A为一个卫星电视调谐接收机，其适宜和射频信号频率范围从950MHz到2GHz。整个系统除了一个射频集成电路40外，外围电路仅有一组谐振回路41与几个耦合电容CA与CB，组成非常简单。此集成电路40由射频放大器RFAMP、混波调制器MIX、本地振荡器OSC与中频放大器IFAMP所组成。此集成电路40的中频输入端IF应有一个中频滤波器连接于该处(图2A中未显示)。

此集成电路使用特殊的提升型砷化镓金属半导体场效应晶体管制做程序，有别于一般常用的空乏型制做程序；此外，图2A所示电路的最大特色乃是使用如图2B所示的多向振动式振荡器，配合适当的外接谐振回路，可以在相当宽的频率范围中得到负电阻特性，显示其为良好的宽频带振荡器，另外由于其输出为差动式，故可以直接导入双向平衡调制器。

此接收机虽然构造简单，但其噪音系数大于10dB而且仅适宜用于卫星电视频道，无法应用于一般的有线或无线电视，实用性受到极大限制。

图3显示一种适用于有线电视(CATV)的集成化调谐器系统。此系统采用两次频率转换结构，先使用一个坤化镓升频转换器集成电路50将输入的50-550MHz的射频信号经过集成电路内的低噪音自动增益控制放大器501的放大处理后，与集成电路内的第一本地振荡器503的输出一起导入集成电路内的混波器502做混波调制处理，再将其输出导入集成电路外的第一中频滤波器51，检出升频转换后的第一中频信号(如700MHz)，此信号再与集成电路外的第二本地振荡53输出一起导入集成电路外的第二混波器52做调制，其输出导入第二中频滤波器检出降频转换后的45MHz中频信号。经过上述电路处理之后，整个系统大致还能满足CATV调谐器的电气规格。但是，此设计仅适用于CATV的频率范围50-550MHz。此外，由于使用晶体管的线性工作区做自动增益控制，能调制的信号强度范围甚小，对于大的射频信号的放大失真与中频输出的强度固定有不利的影响。另外，由于使用两次频率转换机构，而集成电路内仅集成了第一次频率转换电路，必须耗费较多的外接元件来完成第二次频率转换功能，无法精简系统构装。

综上所述，已知的接收机仍有许多总是待改善：首先，接收机适用频宽有待增加，否则无法扩展其应用；接收机本身的电气特性如低噪音系数、良好的放大器线性度、低互调失真与振荡器的低相位噪音均须特别加以改善，以期能满足更高画质数码电视接收机的高品质要求；再则，为了能设计携带型的微型接收机，不得不使用单晶射频集成电路来取代大部分的离散元件设计，而集成电路外接电路数目必须降到最低；最后，使用单纯而成熟的集成电路制做程序以降低生产成本也是不可忽略的任务。

基于以上要求，本发明提出一种可集成化的全差动式低噪音低互调失真宽频带接收机，其特性综合如下：

(1)适宜用于很宽的射频信号频率范围，可以涵盖有线电视的50到550MHz、VHF/UHF无线电视的50到900MHz与卫星电视的950MHz到2GHz甚至更高的频率应用(视微波集成电路制做程序的技术，可适用于例如5GHz)。

(2)在上述的频率范围实现下列功能：

(a)小于6dB的低噪音系数：

(b)低互调失真，指定频道信号强度为60dBμV时，非指定频道信号强度必须大于95dBμV以上，才能在中频信号上造成1％的互调失真率；

(c)输入阻抗值几乎为固定(典型值为75Ω或50Ω)；

(3)整个系统采用差动式回路设计，所有高频信号均用双耦合走线，不易受零电位地面浮动干扰，系统稳定。另外，由于双耦合线正负两端信号紧密结合，能量较少辐射外漏，易于通过电磁场安全检验；

(4)系统内核心部分各电路间均采用主动元件直流耦合，可以很容易的集成为晶元面积非常小的集成电路，再加上其周边配合电路少，可以轻易的设计成高品质微型接收机系统。

本发明的宽频带低噪音低互调失真接收机，包含：差动式低噪音放大器，接收输入的差动式或单端射频信号而将其放大，具有低噪音系数与大信号低放大失真特性，并完成输入阻抗匹配与输出差动信号的功能；第一缓冲器，接收该差动式低噪音放大器的输出信号，具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能；第一电压/电流转换器，接收该第一缓冲器的输出信号，将会造成严重的信号放大失真的大振幅电压信号线性地转换成相对振幅较小的电流信号；自动增益控制放大器，接收该第一电压/电流转换器所输出的电流信号，并利用中频输出振幅传感器接进来的增益控制信号调整放大器的放大或缩小倍率，使得其输出信号的振幅维持固定大小；第二缓冲器，接收该自动增益控制放大器的输出信号，同于该第一缓冲器亦具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能；追踪滤波器，接收该第二缓冲器的输出信号，并根据输入的控制信号而仅使指定频率的射频信号通过，而将其他信号滤掉；第二电压/电流转换器，接收该追踪滤波器所输出的具有指定频率的射频信号，将大振幅电压信号线性地转换成相对振幅较小的电流信号；压控振荡器核心、谐振器、第二缓冲器及锁相回路控制器，四者共同构成一完整的锁相回路系统，其连接关系为该谐振器接收该锁相回路控制器的控制信号以决定振荡频率，该压控振荡器核心连接于该谐振器，而振出具有该振荡频率的信号，然后该振出的信号再经过该第三缓冲器而进入该锁相回路控制器，该第三缓冲器同样地具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能，该锁相回路控制器接收频道数据指令而输出波段控制信号与频率微调信号供该谐振器与该追踪滤波器所用；调制器，接收来自该第二电压/电流转换器与该第三缓冲器的两组信号，而输出信号为该两组信号的乘积；第四缓冲器，接收该调制器的输出信号，同样具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能；中频滤波器，接收该第四缓冲器的输出信号，用以检出最终的中频信号供尔后信号解调之用。

此外，本发明的宽频带低噪音低互调失真接收机还包含：前置选择滤波器，输入的差动式或单端射频信号进入差动式低噪音放大器之前，先进入此前置选择滤波器，用以初步选择指定频道附近的信号，并视需要而完成阻抗转换的功能。

图1A为一已知技术的电视/VCR接收机的设计；

图1B为图1A所示接收机中调谐器集成电路26的内部方块图；

图2A为一已知技术的卫星电视调谐接收机的设计；

图2B为与图2A的接收机所使用的多向振动式振荡器；

图3为一已知技术的适用于有线电视的集成调谐器系统；

图4A为本发明的宽频带低噪音低互调失真接收机的方块图；

图4B为本发明的宽频带低噪音低互调失真接收机的另一实施例的方块图；

图5A为图4B中的前置选择滤波器15在差动输入下的实际电路；

图5B为图4B中的前置选择滤波器15在单端输入下的实际电路；

图5C为图5A或图5B的电路应用于多频道波段系统时的接法；

图6表示图4A及图4B中的低噪音放大器1的较佳实施例；

图7表示图6所示电路在相当宽的频域范围内所测量的输入阻抗；

图8为图4A及图4B中的缓冲器2的较佳实施例；

图9为图4A及图4B中的电压/电流转换器3与自动增益控制放大器4的较佳实施例；

图10为射频信号经图4A及图4B中的1至6部分的处理后，所得到的噪音系数值；

图11A为图4A及图4B中的压控振荡器核心8的较佳实施例；

图11B为图4A及图4B中的谐振器9的较佳实施例；

图12表示利用图11A与图11B所共同构成的压控振荡器电路进行自由振荡的结构，其中图12A与图12B分别表示80MHz以下与4GHz以上的自由振荡输出；

图13A与图13B表示对图11A与图11B所共同构成的压控荡器电路进行频率切换所得结果；

图14为图4A及图4B中调制器11、转换器7部分的较佳实施例；

图15为互调失真测量的示意图；

图16用以表示本发明的接收机具有非常低的互调失真；

图17为本发明的接收机用于有线电视与一般无线电视的情况下所需的实际硬件图；

图18为本发明的接收机用于卫星电视的情况下所需的实际硬件图。

图4A表示本发明的系统方块图，其中包括：差动式低噪音低失真宽频带放大器1(简称差动式低噪音放大器或LNA)；直流耦合缓冲器2(简称缓冲器或BUF)；电压/电流线性转换器3(简称转换器或V/I)；差动式低失真自动增益控制放大器4(简称自动增益控制放大器或AGC)；直流耦合缓冲器5(简称缓冲器或BUF)；差动式追踪滤波器6(简称TF)；电压/电流线性转换器7(简称转换器或V/I)；差动式压控振荡器核心8(简称压控振荡器或VCOC)；可调整差动式谐振器9(简称谐振器或CDR)；直流耦合缓冲器10(简称缓冲器或BUF)；低失真双向平衡式调制器11(简称调制器或MIX)；直流耦合缓冲器12(简称缓冲器或BUF)；中频滤波器13(简称IFF)；及锁相回路控制器14(简称PLLC)，其中虚线所包围的部分表示作在同一块集成电路上。

图4B表示本发明的另一实施例的系统方块图，其不同于图4A之处仅在于多了一个前置选择滤波器。

此接收机的适用射频频率范围极宽，从40MHz到3GHz或更高，其输入信号为天线所截下的信号或有线同轴电缆所送至的信号，可以是单端或差动信号输入。

图4B的接收机系统中，输入的射频信号以差动或单端(RFin一端接地)方式先进入差动前置选择滤波器15，此前置选择滤波器15为一带通滤波器，其频带及中心频率由来自锁相回路控制器14频率微调信号VTu与频道波段切换信号BSs控制，以使选定的频道信号通过，而尽可能将不用的频道信号滤掉，以降低其他频道干扰正常信号的可能，此前置选择滤波器15的输出信号进入低噪音放大器1。

另一方面，图4A的接收机系统中，输入的射频信号以差动或单端方式直接进入低噪音放大器1。

低噪音放大器1用以作信号放大，其除了具有低噪音系数外，并具有大信号低放大失真特性，且完成输入阻抗匹配及输出差动信号二项功能。低噪音放大器1的差动信号输出经过缓冲器2的直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等处理之后，依平衡的方式用双耦合线接至转换器3，然后再经过自动增益控制放大器4作自动增益控制放大，其中转换器3的作用在于将会造成严重信号放大失真的大振幅电压信号线性地转换成相对振幅较小的电流信号，然后经自动增益控制放大器4再将此电流信号以最小的失真程度转换成适当的电压输出信号。另外，自动增益控制放大器4利用由中频输出振幅传感器接进来的增益控制信号GCs调整放大器的放大或缩小倍率，使得不管射频输入的信号振幅如何变化，自动增益控制放大器4的输出信号振幅均能维持固定大小。

自动增益控制放大器4的输出信号经过缓冲器5处理后进入追踪滤波器6，它根据从锁相回路控制器14输出的频率微调信号VTu作为追踪控制信号与频道波段切换信号BSs改变其频率选择特性，令其只追踪欲通过的指定频率的射频信号而将不要的信号滤掉，其输出RFout+与RFout-做为调制器11的一组输入(先经过转换器7)。

调制器11的另一组输入从压控振荡器核心8输出经缓冲器10进入，该组信号亦输出至锁相回路控制器14作频道锁定之用，而压控振荡器核心8所需的谐振回路则由谐振器9提供。由外部介面回路所提供的频道数据CDs输入锁相回路控制器14，使其产生相对应的频率微调信号VTu，用来调整谐振器9内可变电容的适当谐振电容值，同时通过回路压控振荡器核心8、谐振器9、缓冲器10及锁相回路控制器14之间的锁相回路动作以锁定精确的振荡信号输出。

此外，为了扩大压控振荡器的振荡频率范围，谐振器9被设计成可调整差动式谐振回路，它接收从锁相回路控制器14进入的频道波段切换信号BSs来改变不同的谐振电感值，从而切换不同的频道波段。除此之外，锁相回路控制器14还利用信号VTu做为追踪滤波控制信号，使其进入追踪滤波器6改变该回路内的可变电容的电容值与切换对应波段的电感值，以完成追踪滤波的功能。此外，追踪滤波器6的频率选择特性也能降低系统的噪音系数与互调失真率。

转换器7与调制器11构成一低互调失真调制器，其中转换器7接收来自追踪滤波器6的输出信号(电压信号)，将此振幅甚大的电压信号转换成相对振幅较小的电流信号，调制器11将此组电流信号与来自压控荡器核心8、经过缓冲器10的信号做双向平衡式信号混合调制。由于转换器7的事先处理再加上差动式低噪音放大器1、缓冲器2、转换器3、自动增益控制放大器4及缓冲器5等回路的低放大失真特性，调制器11的互调失真可以降到最低程度。调制之后的信号再经过缓冲器12的缓冲处理后，输出至中频滤波器13，检出所需的差动中频信号IFout+与IFout-。

由于从外界输入的射频信号涵盖所有频道，为了尽可能减少非指定频道信号对指定频道信号的干扰，可采取如图4B所示的方块图构造，其中在低噪音放大器1之前使用一个前置选择滤波器15，其仅容许指定频道附近的频带的信号通过。图5A与图5B分别为差动式输入与单端输入的情况下前置选择滤波器15的实际电路的较佳实施例，以下说明图5A所示电路的动作：图5A为一切换差动式前置选择滤波器，其输入信号为全频道的射频差动信号，切换二极管D1、D2受波段切换信号Bx为高值时才能进入双谐振式带通滤波器(图5A中虚线包围的部分)，其中包含两组谐振回路：L1、L2、L3为第一组谐振回路的电感，对应于不同的频道波段有不同的等效电感，这些电感还提供阻抗转换的功能，其中L2电感自中间抽头接一大电阻R5到地，以提供切换二极管D1、D2的直流偏压路径；C1、C2与可变电容VD1为第一组谐振回路的电容，透过频率微调信号VTu可改变VD1的电容值，因而改变等效电容值。同理，第二组谐振回路的电感为L1a、L2a与L3a，而电容为C1a、C2a与VD1a。此外，C3与VD2为两组谐振回路间的耦合电容，可通过微调VD2的电容值而改变其耦合量。经由以上说明，可知通过波段切换信号Bx与频率微调信号VTu的共同作用，可改变滤波器的中心频率，而可调式滤波选择功能。同理，切换二极管D3与D4受波段切换信号Bx的控制，仅当Bx为高值时滤波所得的信号才能进入下一级的低噪音放大器1。图5B为单端输入情况下的实际电路，其操作原理类似于图5A，在此不加赘述。

图5C为图5A或图5B的电路应用于多频道波段系统时的接法，其中每一方块均表示一个如图5A或图5B的滤波器。每一滤波器接受的频率微调信号VTu相同，但波段切换信号Bx则彼此独立，由于各滤波器具有不同的等效电感，因此形成中心频率各不相同的带通滤波器。可视需要将多个滤波器如图5C的方式接在一起，而在需要的频带处(单一或多个)产生带通滤波效果。

此外，基于前置选择滤波器15之噪音系数对于整个系统之噪音系数影响甚大，在设计上要放宽前置选择滤波器15的频率选择性，以保证其损耗在1dB以下。

经过前置选择滤波器15处理后的信号在进入混波器之前，必须先经过低噪音放大器1、缓冲器2、转换器3、自动增益控制放大器4、缓冲器5及追踪滤波器6的前置处理，其主要功能包括低噪音低失真放大、自动增益控制及信号选择追踪等。首先，由于前置选择滤波器15损耗的极小处理，整个系统的噪音系数几乎由低噪音放大器1决定，为了追求最低噪音系数，此电路一般无采用数量最少的低噪音主动元件，并且避免在射频信号路径上直接串接电阻元件作输入阻抗匹配，而改用电感或电容反馈回路来同时完成噪音与输入阻抗匹配的最佳化设计。然而，此放大器若未作特殊线性化处理，往往造成较大的非线性失真。另一方面，在此频率范围下，最佳化的电感或电容反馈值往往因为太大而无法集成于IC之内。另外，由于自动增益控制放大器4通常接收较大的输入信号，为了防止严重的放大失真，必须做特殊的线性化处理。

为了同时实现低噪音与低失真两个相互矛盾的特性，本发明采用低噪音放大器与自动增益控制放大器电路分离的思路，请参考图4中的1、2、3、4及5的部分，其中如前所述，将低噪音放大器1设计成具有非常低的噪音系数，而将自动增益控制放大器4设计成具有低失真特性。

图6为图4A及图4B中之低噪音放大器1的较佳实施例，主动元件Q1与Q2构成一组差动配对，此差动配对结合输出电组对R1与R2、需要的电流源Is1及适当的偏压Bias组合成差动放大器，此外，在电流电压有余裕度(head room)下，可以在Q1与Q2上层叠另一组差动配对Q3与Q4来增加差动器的放大倍率。射频信号以差动方式(晶体管Q1、Q2的栅极电压分别为RFin+、Rfin-)或单端(晶体管Q1、Q2的栅极电压分别为RFin+、GND)输入Q1与Q2的栅极，经过放大之后，由Q3与Q4的漏极(若未接Q3与Q4，则由Q1与Q2的漏极)以差动方式输出。除此之外，为了增加电路的稳定性与线性度，使用两组负反馈被动回路Zf1与Zf2由输出端接至输入端，而此被动回路可为电阻与电容的串接回路或其它类似回路，同时它们亦提供此差动放大器所须的宽频域固定输入阻抗特性(典型值为75Q)。图7表示图6所示电路在相当宽的频域范围内(约50MHz-3GHz)所测得的输入阻抗，其大小均在75Q-87Q之间。

低噪音放大器1的输出进入自动增益控制放大器4之前先经过如图8所示的直流耦合缓冲器(相当于图4A及图4B中的缓冲器2)，其中Q5与Q6配合适当的电流源Is2与Is3分别作为正向与负向输出的源极追随器，它们具有防止信号逆流的功能，而由其源极输出的等倍信号经过适当数目的二极管做直流降压后，提供下一级电路的输入信号与适当的输入级晶体管偏压。

图9为一般常用的全向差动式自动增益控制放大器电路，其增益大小可由上方两个差动控制信号电压差ΔV来决定，持续减少此差值以得到-40dB以上的增益抑制倍率。请注意下半部由晶体管Q7与Q8、电阻Rf Is3与Is4所组成的电路用以将电压转成电流(相当于图4A及图4B中的转换器3)，如前所述，此电路大大地改善放大器的线性度。

参考图4A及图4B，自动增益控制放大器4的输出亦经过直流缓冲器5处理后再接出到下一级的追踪滤波器6。追踪滤波器6的功能与前置选择滤波器15相同，其实际电路亦如图5所示。但由于其损耗对系统的噪音系数影响甚小，故设计上着重于其频率选择性，换而言之，虽然追踪滤波器6与前置选择滤波器15均可用图5所示的电路来完成，但两者具有不同的电路元件主值，将追踪滤波器6设计成具有较窄的通过频带。追踪滤波器6的作用除了减小频道互扰外，并改善噪音系数。

图10为射频信号经上述电路处理之后，在相当宽的频域范围内(约50MHz-3GHz)所得到的噪音系数值(使用pseudo-morphic High Electron Mobility Transistor,PHEMT元件)，清楚地显示出此电路结构的噪音系数甚低(小于4.8dB)。由于整个接收机(图4A及图4B所示系统)其它电路增加的噪音系数甚小，故整个系统的噪音系数值应可维持在6dB以下。

图4A及图4B的压控振荡器核心8、谐振器9、缓冲器10及锁相回路控制器14构成一组完整锁相回路系统，而图11A与图11B所组合而成的电路为本发明所提出的可切换差动式压控振荡电路。图11A(相当于图4A及图4B中的8)为此压控振荡电路的核心，属多向振荡器结构，包括一组差动配对Q9与Q10(亦可如图6般层叠另一组差动对Q17、Q18以增加放大倍率)，再配合一组输出电阻RL及电流源，构成一个差动放大器，而其两个输入端由相对应的正向输出经两组(Cdg与Cgg)电容分压交差反馈接入，如此产生一多向振荡器回路，当其封闭回路增益等于1而相位移动为360度时，便产生稳定的振荡输出。图11B为此压控振荡电路的谐振回路，用来决定振荡频率，由图11A晶体管及漏极端进入的信号(参考图11A与图11B中的箭头方向)先经过两个直流阻隔电容Cbk1将直流隔开，两个接地的大电阻Rgnd提供谐振器所须的直流路径，而可变电容VD1配合大电容Cbk2的直流阻隔作用构成谐振器的可变电容，锁相回路控制器14产生的频率控制电压VTu经过Rc对VD1产生逆向偏压，使VD1呈现适当电容值。另一方面，谐振器的电感则由两组La、Lb、Lc电感配对与两组切换二级管配对Da与Db所构成。通过控制二级管的波段切换信号B1与B2(对应于图4A及图4B中的频道波段切换信号BSs)，可以实现波段切换功能，其动作举例说明如下(以VHF-Low/VHF-high/UHF三波段切换为例)：由振荡理论得到谐振频率 $f_{\mathrm{OSC}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}-----\left(1\right)$

可适当地选定电感值La、Lb、Lc，使得： $f_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LaC}}}$ 属于UHF波段 $f_2=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(\mathrm{La}+\mathrm{Lb})C}}$ 属于VHF-high波段 $f_3=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(\mathrm{La}+\mathrm{Lb}+\mathrm{Lc})C}}$ 属于VHF-low波段

(1)当希望产生UHF波段频率时，控制B1信号使两个Da二极管导通，而Chnd为大电容提供交流信号到地路径，因此只有La与VD1构成谐振回路(Lb与Lc被地线隔离)，故能提供UHF波段所需的压控振荡器功能；(2)当希望产生VHF-high波段频率时，控制B1使Da不导通而控制B2使Db导通则能使(La+Lb)与VD1构成VHF-high波段谐振回路；(3)当希望产生VHF-low波段频率时，控制B1与B2使Da与Db均不导通时，(La+Lb+Lc)与VD1构成VHF-low波段谐振回路(本图系以三波段谐振器为例，不同波段数的谐振器只要根据图11B增加电感与二极管组数即可轻易地完成)。

图12表示利用图11A与图11B所共同构成的压控振荡器电路进行自由振荡的结果，其中图12A与图12B分别表示80MHz以下与4GHz以上的自由振荡输出，证明此压控振荡电路可以有极宽频域的振荡特性。

图13A与图13B则显示频率切换的功能，通过控制图11B所示电路中的B1与B2信号，完成频率在UHF/VHF-low/VHF-high波段间切换。图13A为其时域波形(上方为控制信号B1与B2)，而图13B则为其相对应的频谱输出，由此图可看出振荡频率由591MHz(UHF)变为112MHZ(VHF-low)，再切换至257MHz(VHF-high)的结果。

参考图4A及图4B，压控振荡器核心8的输出经过缓冲器10处理后接至两处，其一外接至锁相回路控制器14做频率检测与锁定之用；其二则输入调制器11与放大后的射频信号混波调制。锁相回路控制器14使用一般常用的IC，它接收频道数据的指令CDs控制，输出一组波段控制信号(B1、B2、…、Bn)与频率微调信号VTu供谐振器所用。另外，它将接收到的压控振荡器振荡信号经内部除法器降频后与基准频率比较，产生修正的频率微调信号输出供频道锁定之用。

图14为一低失真全向式混波调制器，可作为图4A及图4B中调制器11、转换器7部分的较佳实施例。经过放大与追踪滤波处理器的信号(图4A及图4B中追踪滤波器6的输出信号)进入此电路下方(由Q11、Q12、Rf与两个电流源组成)的线性电流转换器(相当于图4A及图4B中的转换器7)，而振荡信号则进入电路上半部由Q13、Q14、Q15与Q16所组成的差动器以调制射频信号强度，其输出则由电阻R1与R2将电流信号转成电压信号而得。此输出信号再经缓冲电路(图4A及图4B中的12)的处理后进入下一级中频滤波器(图4A及图4B中的13)。中频滤波器13通常使用表面声波元件滤波器，可以检出最终中频信号(如美国规定的45.75MHz)供尔后信号解调之用。

图15为互调失真测量的示意图，将指定频道fd的信号与非指定频道fu的信号同时输入接收机处理，其中有线电视系统非指定频道fu系为fd的隔频道，即fu=fd±12Mhz；而一般广播电视非指定频道fu则为fd的邻频道，即fu=fd±6Mhz。理想状况下最终中频IFout应只含fd的信号消息，但由于接收机互调失真的缘故，会有少许fu信号能量干扰IFout，当fu能量愈来愈强时，此干扰能量亦愈来愈强，直到此干扰能量在中频频道上呈现的振幅达到未受干扰的IFout振幅1％时，此时输入的fu能量即为1％互调失真的指标，通常以dBμV表示，此值愈大代表接收机的互调失真愈小。

图16用以表示本发明具有非常低的互调失真。该图中虚线表示在1％互调失真状况下的接收机规范，实线则表示在fd=789.25MHz,fu=801.25MHz之下，就各种不同的fd信号强度，根据本发明的接收机进行实验，其相应AGC控制信号的强度亦随之变化(以使IFout强度维持一定值)。图16中，横轴为fu信号强度，而纵轴为AGC为维持IFout强度所做的衰减倍率，换言之，即为fd的强度的增加倍率。由此图可知本发明的接收机的互调失真率在各种不同的fd信号强度下均优于规范很多，尤其当fd信号极弱(60dBμV)时，fu信号强度必须大于95dBμV，才会在中频信号造成1％的互调失真率。整体而言，在各种不同fd信号强度下，虽然1％互调失真率略有不同，但均维持在90-95dBμV之间。另外值得注意的是，此图为UHF高频波段的特性，显示本发明的接收机即使在高频操作下亦能保持低互调失真率，是其他接收机无法比拟的。

以上说明，根据本发明的接收机可以在极宽的频域中展现良好的低噪音与低互调的失真特性，而且整个电路设计完全适合于集成化的结构。图4A及图4B中虚线中所包含的电感部分均能集成为一颗单晶射频IC，而整个接收机仅须非常少的零件便能完成，图17为使用本发明的有线电视与一般无线电视接收机系统所需的实际硬件图，构造简单，极适合做为携带型的微型接收机。此外，图18为将本发明使用于卫星直播电视系统的方法，由于本接收机可以操作到2GHz以上，从卫星接收天线截下的微波信号，经第一级差动式低噪音放大器与第一次降频电路处理后的950MHz到2GHz的射频信号可以直接进入本接收机系统。除此多外，由于本系统采用一次频率转换机构，省去两次转换系统所须的昂贵高频滤波器与第二次转换电路元件，减少零件数目与成本。

在发明详细说明中所提出的具体的实施样本或实施例仅为了易于说明本发明的技术内容，而并非将本发明狭义地限制于该实施例，在不超出本发明的精神及以下的申请专利范围的情况，可作种种变化实施。

Claims (10)

1、一种宽频带低噪音低互调失真接收机，包含：

低噪音放大器，接收输入的差动式或单端射频信号而将其放大，具有低噪音系数与大信号低放大失真特性，并完成输入阻抗匹配与输出差动信号的功能；

第一缓冲器，接收该低噪音放大器的输出信号，具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能；

第一电压/电流转换器，接收该第一缓冲器的输出信号，将会造成严重的信号放大失真的大振幅电压信号线性地转换成相对振幅较小的电流信号；

自动增益控制放大器，接收该第一电压/电流转换器所输出的电流信号，将该电流信号以最小失真程度转换成适当的电压输出信号，并利用中频输出振幅传感器接进来的增益控制信号调整放大器的放大或缩小倍率，使得其输出信号的振幅维持固定大小；

第二缓冲器，接收该自动增益控制放大器的输出信号，同于该第一缓冲器，亦具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能；

追踪滤波器，接收该第二缓冲器的输出信号，并根据输入的控制信号而仅使指定频率的射频信号通过，而将其他信号滤掉；

第二电压/电流转换器，接收该追踪滤波器所输出的具有指定频率的射频信号，将大振幅电压信号线性地转换成相对振幅较小的电流信号；

压控振荡器核心、谐振器、第三缓冲器及锁相回路控制器，四者共同构成一完整的锁相回路系统，其连接关系为该谐振器接收该锁相回路控制器的控制信号以决定振荡频率，该压控振荡器核心连接于该谐振器，而振出具有该振荡频率的信号，然后该振出的信号再经过该第三缓冲器而进入该锁相回路控制器，该第三缓冲器同样地具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能，该锁相回路控制器接收频道数据指令而输出波段控制信号与频率微调信号供该谐振器与该追踪滤波器所用；

调制器，接收来自该第二电压/电流转换器与该第三缓冲器的两组信号，而输出信号为该两组信号的乘积；

第四缓冲器，接收该调制器的输出信号，同样具有直流偏压调整、输出缓冲与逆流防止等功能；

中频滤波器，接收该第四缓冲器的输出信号，用以检出最终中频信号供尔后信号解调之用。

2、如权利要求1项的宽频带低噪音低互调失真接收机，还包含前置选择滤波器，输入的差动式或单端射频信号进入该差动式低噪音放大器之前，先进入该前置选择滤波器，用以初步选择指定频道附近的信号，并根据需要而完成阻抗转换的功能。

3、如权利要求1或2项的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该低噪音放大器的实际电路包含：

成差动配对的晶体管Q1与Q2，其共源极端连接一个给定电流源，输入的射频信号加在该Q1与Q2的栅极处；

输出电阻R1与R2，该电阻R1接在电源Vdd与该Q1的漏极之间，该电阻R2接在电源Vdd与该Q2的漏极之间，输出的差动信号为该Q2的漏极电位与该Q1的漏极电位的电位差；

负反馈被动回路Zf1与Zf2，该Zf1由该Q1的漏极接至其栅极，该Zf2由该Q2的漏极接至Q1的栅极，用以提供宽频域固定输入阻抗特性。

4、如权利要求1或2项的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该低噪音放大器的实际电路包含：

成差动配对的晶体管Q1与Q2，其共源极端连接一个给定电流源，输入的射频信号加在该Q1与Q2的栅极处；

成差动配对的晶体管Q3与Q4，该Q3的源极接于该Q1的漏极，该Q4的源极接于该Q2的漏极，偏压电压加在该Q1与Q2的栅极处；

输出电阻R1与R2，该电阻R1接在电源Vdd与该Q3的漏极之间，该电阻R2接在电源Vdd与该Q4的漏极之间，输出的差动信号为该Q4的漏极电位与该Q3的漏极电位的电位差；

负反馈被动回路Zf1与Zf2，该Zf1由该Q3的漏极接至其栅极，该Zf2由该Q4的漏极接至Q2的栅极，用以提供宽频域固定输入阻抗特性。

5、如权利要求1或2项的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该该压控振荡器核心的实际电路包含：

成差动配对的晶体管Q9与Q10，其共源极接至一给定电流源，该Q9与Q10的栅极分别经过两相等的电容Cgg而接地，该Q9的漏极连接电容Cdg然后接到该Q10的栅极，该Q10的漏极连接另一电容Cdg然后接至该Q9的栅极；

两电阻RL，分别接在该Q9与该Q10的漏极与电源Vdd之间，

使产生一多向振荡器回路，当封闭回路增益等于1且相位移动为360度时产生稳定的振荡输出。

6、如权利要求1或2项的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该压控振荡器核心的实际电路包含：

成差动配对的晶体管Q9与Q10，其共源极接至一给定电流源，该Q9与Q10的栅极分别经过两相等的电容Cgg而接地；

成差动配对的晶体管Q17与Q18，该Q17的源极接至该Q9的漏极，该Q18的源极接至该Q10的漏机，该Q17的漏极连接电容Cdg然后接到该至Q10的栅极，该Q18的漏极连接另一电容Cdg然后接至该Q9的栅极；

两电阻RL，分别接在该Q17与该Q18的漏极与电源Vdd之间，

使产生一多向振荡器回路，当封闭回路增益等于1且相位移动为360度时产生稳定的振荡输出。

7、如权利要求5项的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该谐振器接受来自该锁相回路控制器的波段控制信号与频率微调信号而决定振荡频率，其实际电路包含：

第一与第二直流阻隔电容Cbk1，两电容的第一端分别接至该压控振荡器核心中该Q9与Q10的漏极，用以将直流隔开；

第一与第二接地大电阻Rgnd，分别接至该第一与第二阻隔电容的第二端，提供该谐振器所须的直流路径；

可变电容VD1，连接于该可变电容的第二端与该第二阻隔电容的第二端；

电阻Rc，其第一端处加上来自该锁相回路控制器的频率微调信号，其第二端接于该可变电容的第二端，使得频率微调信号经过该电阻Rc对该可变电容产生逆向偏压，使之呈现适当电容值；

第一对电感La与第一对切换二极管Da，该第一对电感的第一端分别接至该第一与第二阻隔电容的第二端，该第一对二极管的负端分别接至该第一对电感的第二端，该第一对二极管的正端分别接至第一波段控制信号与第一接地电容；

第二对电感Lb与第二对切换二极管Db，该第二对电感的第一端分别接至该第一对电感的第二端，该第二对二极管的负端分别接至该第二对电感的第二端，该第二对二极管的正端分别接至第二波段控制信号与第二接地电容；

第三对电感Lc，该第三对电感的第一端分别接至该第二对电感的第二端，该第三对电感的第二端均接地。

使通过该第一与第二波段控制信号而控制产生三种不同波段信号如下：(1)当第一波段控制信号为高时，产生高波段信号；(2)当第一波段控制信号为低而第二波段控制信号为高时，产生中波段信号；(3)当第一与第二波段控制信号均为低时，产生低波段信号，通过频率微调信号控制各波段中信号的精确频率。

8、如权利要求6项的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该谐振器接受来自该锁相回路控制器的波段控制信号与频率微调信号而决定振荡频率，其实际电路包含：

第一与第二直流阻隔电容Cbk1，两电容的第一端分别接至该压控振荡器核心中该Q9与Q10的漏极，用以将直流隔开；

第一与第二接地大电阻Rgnd，分别接至该第一与第二阻隔电容的第二端，提供该谐振器所须的直流路径；

可变电容VD1，连接于该可变电容的第二端与该第二阻隔电容的第二端；

电阻Rc，其第一端处加上来自该锁相回路控制器的频率微调信号，其第二端接于该可变电容的第二端，使得频率微调信号经过该电阻Rc对该可变电容产生逆向偏压，使之呈现适当电容值；

第一对电感La与第一对切换二极管Da，该第一对电感的第一端分别接至该第一与第二阻隔电容的第二端，该第一对二极管的负端分别接至该第一对电感的第二端，该第一对二极管的正端分别接至第一波段控制信号与第一接地电容；

第二对电感Lb与第二对切换二极管Db，该第二对电感的第一端分别接至该第一对电感的第二端，该第二对二极管的负端分别接至该第二对电感的第二端，该第二对二极管的正端分别接至第二波段控制信号与第二接地电容；

第三对电感Lc，该第三对电感的第一端分别接至该第二对电感的第二端，该第三对电感的第二端均接地。

使通过该第一与第二波段控制信号而控制产生三种不同波段信号如下：(1)当第一波段控制信号为高时，产生高波段信号；(2)当第一波段控制信号为低而第二波段控制信号为高时，产生中波段信号；(3)当第一与第二波段控制信号均为低时，产生低波段信号，通过频率微调信号控制各波段中信号的精确频率。

9、如权利要求1或2项的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该追踪滤波器由单一或多个带通滤波器并联而成，且由频道波段切换信号决定哪一个带通滤波器发生作用，使产生所希望的带通滤波效果。

10、如权利要求2的宽频带低噪音低互调失真接收机，其中该前置选择滤波器由单一或多个带通滤波器并联而成，且由频道波段切换信号决定哪一个带通滤波器发生作用，使产生所希望的带通滤波效果。

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