JPH10304261A - ケーブルモデム用チューナ - Google Patents

ケーブルモデム用チューナ

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JPH10304261A
JPH10304261A JP9108556A JP10855697A JPH10304261A JP H10304261 A JPH10304261 A JP H10304261A JP 9108556 A JP9108556 A JP 9108556A JP 10855697 A JP10855697 A JP 10855697A JP H10304261 A JPH10304261 A JP H10304261A
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tuning
band
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frequency
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Abstract

(57)【要約】 【課題】小型軽量で歪の少ないケーブルモデム用チュー
ナを提供する。 【解決手段】入力するＣＡＴＶ受信信号をＵＨＦバン
ド、ＶＨＦハイバンドおよびＶＨＦローバンド等の複数
の周波数帯の信号毎に選択出力する入力選択回路２１、
２２、２３を設け、この複数の入力選択回路毎に所望の
周波数に同調した所望のＣＡＴＶ局の受信信号を出力す
る高周波増幅入力同調回路２４、２５、２６と、各高周
波増幅入力同調回路の出力を増幅する高周波増幅回路２
７、２８、２９と、各高周波増幅回路の出力を所望の周
波数の信号に同調させる高周波増幅出力同調回路３０、
３１、３２と、各高周波増幅出力同調回路の出力を中間
周波数の信号に変換する周波数変換回路３３、３４、３
６、３７、３８とを設け、この各周波数変換回路の出力
を増幅して選局した中間周波数の受信出力を導出する中
間周波増幅回路３９とを設けた構成にする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ケーブルテレビの
空チャネルを利用して家庭で高速データ通信を行わせる
ためのケーブルモデムに用いるケーブルモデム用チュー
ナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ケーブルテレビ（以下ＣＡＴＶという）
では家庭への引き込み線を同軸ケーブルのままにしてお
き、幹線ネットワークを光ファイバ化したＨＦＣ(Hybri
d Fiber/Coax)の導入が進められている。家庭に数Ｍビ
ット／秒の広帯域データ通信サービスを提供しようとし
ているためで、もはや先端技術ではない６４ＱＡＭで
も、帯域幅６ＭＨｚで伝送速度３０Ｍビット／秒の高速
データラインを作ることができる。これにケーブルモデ
ムが使用される。ケーブルテレビの空チャネルを利用し
て４Ｍビット／秒〜２７Ｍビット／秒の高速データ通信
が実現できる。
【０００３】図７は、ケーブルモデム用チューナの従来
例のブロック図である。ＣＡＴＶ信号は局側に向けて送
信される上り信号が５ＭＨｚ〜４２ＭＨｚ、局側よりケ
ーブルモデム用チューナに向けて送信される下り信号が
５４ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚにて運用され、チューナの入
力端子１１を介してケーブルの回線に接続される。ケー
ブルモデムより送信された上り信号はＣＡＴＶ局（シス
テムオペレータ）のデータレシーバにて受信され、セン
ターのコンピュータに入る。また、ケーブルモデムの内
部では上り信号はデータ端子１０にＱＰＳＫ送信機から
の直交位相変位変調（ＱＰＳＫ）されたデータ信号が導
入される。このデータ信号は、アップストリーム回路９
を介し、更にＣＡＴＶ入力端子１１を介してＣＡＴＶ局
に送信される。
【０００４】下り信号はＣＡＴＶ局にて受信したデータ
信号を６４ＱＡＭ変調後、ケーブル回線に送出し、ＣＡ
ＴＶ入力端子１１を介しケーブルモデムに入る。モデム
内部ではチューナにて希望信号を選局し、６４ＱＡＭ復
調後ＭＰＥＧ再生を行い、ＣＰＵにて処理したデータ信
号をモデムに接続されているコンピュータに導出する。
【０００５】一方チューナ内部での下り信号の処理は次
のようになる。ＣＡＴＶ入力端子１１に入力した下り信
号は広帯域増幅器１を通過後、第一混合回路２と第一局
部発振回路７により第一中間周波数９５０ＭＨｚに変換
される。選局は第一局部発振回路７をＰＬＬ選局回路１
３によりマイコン制御される。第一中間周波数に変換さ
れたＩＦ信号は、第一中間周波増幅入力同調回路３で同
調がとられた後、第一中間周波増幅回路４で増幅され、
第一中間周波出力同調回路５で選局が行われた後、第二
混合回路６に導入される。
【０００６】第二混合回路６では第二局部発振回路８に
より第二中間周波数信号に変換し、変換した第二中間周
波数信号をＩＦ出力端子１２に導出する。第二局部発振
回路８は第一局部発振回路７と同様にＰＬＬ選局回路１
３でＰＬＬ制御される。第二中間周波数は通常４４ＭＨ
ｚが適用される。チューナ出力端子から導出される第二
中間周波数は、この後、５ＭＨｚのベースバンドに変換
され、さらにＡ／Ｄ変換された後、６４ＱＡＭ復調さ
れ、ＭＰＥＧ処理の後データ信号として導出される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ケーブルモデム用チュ
ーナは、常時待機受信を行うようにするため、低消費電
力が要求されるが、上記従来のダブルコンバージョン方
式のケーブルモデム用チューナでは、待機状態での消費
電力が１〜２Ｗを要し、作動時の消費電力に比べて大き
な値になる。特に第一混合回路及び第一局部発振回路で
の消費電力が全消費電力の７０％程度となり、高い値に
なる。
【０００８】また、上記従来の回路は、第一局部発振回
路及び第二局部発振回路の２回路によるダブルコンバー
ジョン方式を採用しているため、各回路の干渉を防ぐこ
とが必要になり、電気的に厳重なシールド構造をなす筺
体設計を施す必要があるとともに、空間距離を設け、さ
らに干渉を軽減するシャーシ設計を行わなければなら
ず、外形形状が大きくなる。また、各局部発振器間の干
渉によりローカルスプリアス妨害が発生し易くなり、通
信エラーが起こり易い。
【０００９】また、従来例では高周波増幅回路の入力回
路が希望信号に対し、同調回路となっておらず広帯域増
幅器となっている。このためＣＡＴＶ信号全波入力の場
合、混信による歪みが発生しやすくなり、電力利得を高
く、又雑音指数を下げることは困難となり、通信エラー
が発生しやすくなる。
【００１０】また、第一局部発振周波数が１ＧＨｚ〜２
ＧＨｚ帯に存在しているためＶＣＯ（Voltage Controle
d Oscillator）としてのフェイズノイズ及びマイクロホ
ニック雑音の改善に難点がある。この現象は製品におい
て通信エラー（ＢＥＲＴの劣化現象）となる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成では
ケーブルモデムチューナは、ＣＡＴＶ局への上り回線用
のデータ信号を送出するためのアップストリーム回路
と、上記上り回線用のデータ信号を除去するハイパスフ
ィルタを介して導出した下り信号を受信するための以下
の（１）〜（６）を備えている、（１）多波の入力受信
信号を周波数帯域により少なくとも２系統に選択出力す
る選択回路、（２）上記選択回路で選択出力した各受信
信号を各系統においてそれぞれ所望の周波数に同調させ
る高周波増幅入力同調回路、（３）上記各高周波増幅入
力同調回路の出力信号を各系統においてそれぞれ増幅す
る高周波増幅回路、（４）上記各高周波増幅回路の出力
信号を各系統においてそれぞれ所望の周波数に同調させ
る高周波増幅出力同調回路、（５）上記各高周波増幅出
力同調回路の出力を各系統において所望の中間周波数の
信号に変換する周波数変換回路、（６）上記各周波数変
換回路で周波数変換した受信信号を増幅する中間周波増
幅回路。
【００１２】従って、上り回線用データ信号はアップス
トリーム回路を介してＣＡＴＶ局へ送出され、また、Ｃ
ＡＴＶ局からの下り回線用データ信号はハイパスフィル
タで上り回線用データ信号が除去されて選択回路に入力
する。該選択回路では、受信信号を各系統にそれぞれ選
択出力し、この出力される各帯域の信号はそれぞれ各系
統において高周波増幅入力同調回路に入り、ここで所望
の周波数の信号に同調した信号を導出する。
【００１３】導出された各信号は、その後、各系統にお
いて高周波増幅回路で増幅された後、それぞれ高周波増
幅出力同調回路に供給され、ここで所望の周波数に同調
した信号を取り出される。そして、それぞれ次段の周波
数変換回路に供給されて中間周波数の信号に変換され
る。周波数変換回路は例えば混合回路と局部発振回路か
ら成る。中間周波数の信号に変換された受信信号は、そ
の後、中間周波増幅回路で増幅され、出力信号として導
出される。
【００１４】また、本発明の第２の構成では、上記第１
の構成において、上記選択回路をＰＩＮダイオードで構
成し、上記高周波増幅回路をデュアルゲート型ＭＯＳＦ
ＥＴで構成して、該デュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴの第
１のゲートに上記受信信号を供給し、第２のゲートと、
上記ＰＩＮダイオードに、上記高周波増幅回路とＰＩＮ
ダイオードをＡＧＣ制御するＡＧＣ制御電圧を供給する
ＡＧＣ制御回路を設けている。
【００１５】従って、選局回路を構成するＰＩＮダイオ
ードに、入力信号としてＣＡＴＶ局からの多チャンネル
信号が６０ｄＢμ以上の強信号の入力レベルで供給され
ても、このＰＩＮダイオードにはＡＧＣ制御回路よりＡ
ＧＣ電圧が印加されるので、高周波増幅回路を構成する
デュアルゲート型ＭＯＳ・ＦＥＴに、６０ｄＢμ以上の
強信号が入力されるのを防止する。
【００１６】従って、強入力レベルの多波信号で歪が発
生しやすいデュアルゲート型ＭＯＳ・ＦＥＴでの歪の発
生を抑制する。また、上記デュアルゲート型ＭＯＳ・Ｆ
ＥＴにも上記ＡＧＣ制御回路よりＡＧＣ電圧が印加され
ているので、７０ｄＢμ以上の信号レベルでＡＧＣが作
用するようにすれば、デュアルゲート型ＭＯＳ・ＦＥＴ
に７０ｄＢμ以上の強信号レベルの入力信号が印加され
ても歪を抑制することができる。
【００１７】また、本発明の第３の構成では、上記第１
の構成において、上記高周波増幅回路を、第１のゲート
に入力信号が供給されるデュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴ
で構成し、上記選択回路の前段にアッテネータ回路を設
け、上記デュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴの第２のゲート
と上記アッテネータ回路に、上記デュアルゲート型ＭＯ
ＳＦＥＴとアッテネータ回路をＡＧＣ制御するためのＡ
ＧＣ制御電圧を供給するＡＧＣ制御回路を設けている。
【００１８】従って、ＣＡＴＶ局からの入力信号とし
て、多チャンネル信号が６０ｄＢμ以上の強信号の入力
レベルで供給されても、上記アッテネータ回路にＡＧＣ
制御回路よりＡＧＣ電圧が印加されるので、上記デュア
ルゲート型ＭＯＳ・ＦＥＴに６０ｄＢμ以上の強信号が
入力されるのを防止している。従って、強入力レベルの
多波信号で歪が発生しやすいデュアルゲート型ＭＯＳ・
ＦＥＴでの歪の発生を抑制する。
【００１９】また、上記デュアルゲート型ＭＯＳ・ＦＥ
Ｔにも上記ＡＧＣ制御回路よりＡＧＣ電圧が印加されて
いるので、７０ｄＢμ以上の信号レベルでＡＧＣが作用
するようにすれば、デュアルゲート型ＭＯＳ・ＦＥＴに
７０ｄＢμ以上の強信号レベルの入力信号が印加されて
も歪を抑制することができる。
【００２０】また、本発明の第４の構成では、上記第１
の構成乃至上記第３の構成のいずれかにおいて、上記選
択回路では前記受信信号を５０〜１７０ＭＨｚの第１の
帯域と、１７０〜４７０ＭＨｚの第２の帯域と、４７０
ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚの第３の帯域との３系統に選択出
力している。
【００２１】従って、下り回線用データ信号は選択回路
で帯域に従って上述の３系統に選択出力される。各系統
にはそれぞれ高周波増幅入力同調回路、高周波増幅回
路、高周波増幅出力同調回路及び周波数変換回路が設け
られており、受信信号は各系統で中間周波数の信に変更
されて中間周波増幅回路で増幅される。
【００２２】また、本発明の第５の構成では、上記第１
の構成乃至上記第３の構成のいずれかにおいて、上記選
択回路では、前記受信信号を５０ＭＨｚ〜１７０ＭＨｚ
の第１の帯域と、１７０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの第２の
帯域と、４７０ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚの第３の帯域のう
ち、上記第１及び第２の帯域と、上記第３の帯域の２系
統とに選択出力し、前記第１及び第２の帯域における上
記高周波増幅入力同調回路及び上記高周波増幅出力同調
回路ではスイッチング素子を用いて上記第１及び第２の
帯域の違いで同調素子を変更するようにしている。
【００２３】従って、下り回線用のデータ信号は選択回
路に従って上述の２系統に選択出力される。第３の帯域
の系統では前述の構成と同様に中間周波数に変換され
る。一方、第１及び第２の帯域の系統では、スイッチン
グダイオード等のスイッチング素子を用いてコイル及び
コンデンサ等の同調素子の変更を行って同調を行う。こ
れにより、周波数帯域の変化比が大きいために高周波増
幅入力同調回路と高周波増幅出力同調回路において単独
の同調素子では同調を行うのに対処する。
【００２４】また、本発明の第６の構成では、上記第４
の構成又は上記第５の構成において上記第３の帯域の系
統の高周波増幅入力同調回路を、ハイパスフィルタと、
同調コイル、可変容量ダイオード、該可変容量ダイオー
ドへの同調電圧印加回路で構成した同調回路と、インピ
ーダンス整合用可変ダイオードと、次段の高周波増幅回
路に抵抗を介してバイアス電圧を供給するバイアス回路
で構成している。
【００２５】従って、選択回路より選択された第３の帯
域（４７０〜８６０ＭＨｚ／ＵＨＦバンド）の受信信号
は高周波増幅入力同調回路に供給されると、４００ＭＨ
ｚを遮断周波数とするハイパスフィルタで低域の信号が
除去された後、同調コイルと可変容量ダイオードで構成
した共振回路に導かれ、同調電圧印加回路より印加され
る同調電圧に応じた所望の周波数に同調する。
【００２６】そして、この所望の周波数に同調した信号
は次段の高周波増幅回路に供給されるが、この高周波増
幅器の入力にはバイアス抵抗を介して、上記第３の帯域
（ＵＨＦバンド）の電源電圧が印加される。従って、上
記高周波増幅回路の入力端子にはインダクタンスがない
ので、高周波増幅回路の入力容量とで、上記４００ＭＨ
ｚ近辺での共振回路が形成されることがなく、妨害信号
の影響が軽減される。
【００２７】また、本発明の第７の構成では、上記第６
の構成において、上記同調回路を構成する可変容量ダイ
オードを、同一特性の可変容量ダイオードが並列接続さ
れた回路を直列接続した構成としている。
【００２８】従って、可変容量ダイオードは直列接続さ
れているので、１個の可変容量ダイオードの両端にかか
る電圧は１／２になり、入力する多波のＣＡＴＶ信号が
７５ｄＢμ以上等の強信号レベルであっても歪の発生を
低減することができる。また、単に可変容量ダイオード
を直列接続しただけでは、可変容量ダイオードの内部抵
抗（直列抵抗）が２倍になるので、共振回路の実効Ｑ
（尖鋭度）が下り、選択特性が劣化する。しかし、この
構成では可変容量ダイオードを並列接続したものを直列
接続しているので、可変容量ダイオードの内部抵抗の合
成値、容量変化比及び同調容量の最小値を同一にするこ
とができ、選択特性の劣化も防止することができる。
【００２９】また、本発明の第８の構成では、上記第４
の構成において、上記第１及び第２の系統の各高周波増
幅入力同調回路を第１の同調コイルと第１の可変容量ダ
イオードで構成した第１の共振回路と、上記第１の同調
コイルに結合する第２の同調コイルと第２の可変容量ダ
イオードで構成した第２の共振回路と、上記第１及び第
２の可変容量ダイオードに同調電圧を印加する同調電圧
印加回路とを備えた複同調型入力回路と、隣接する回路
とのインピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合
用可変容量ダイオードと、後段の高周波増幅回路に抵抗
を介してバイアス電圧を印加するバイアス回路を設けて
いる。
【００３０】従って、選択回路で選択された第１の帯域
（ＶＨＦハイバンド）と第２の帯域（ＶＨＦローバン
ド）の受信信号はそれぞれインピーダンス整合用可変容
量ダイオードでインピーダンス整合がとられて高周波増
幅入力同調回路に供給される。高周波増幅入力同調回路
に供給されたＶＨＦハイバンド及びＶＨＦローバンドの
受信信号は第１の同調コイルと第１の可変容量ダイオー
ドで構成した第１の共振回路に導かれ、同調電圧印加回
路より印加される同調電圧に応じた所望の周波数の信号
を導出する。上記第１の共振回路で同調した信号は第１
の同調コイルに結合する第２の同調コイルに供給され、
第２の同調コイルと第２の可変容量ダイオードで構成し
た第２の共振回路に導かれ、上記同調電圧印加回路より
印加される同調電圧に応じて再度所望の周波数に同調す
る。
【００３１】そして、上記所望の周波数に同調したＶＨ
Ｆハイバンド及びＶＨＦローバンドの信号は次段の高周
波増幅回路に供給されるが、この高周波増幅回路の入力
にはバイアス抵抗を介して上記第１の帯域（ＶＨＦハイ
バンド）及び第２の帯域（ＶＨＦローバンド）の電源電
圧が印加される。従って、上記高周波増幅回路の入力端
子にバイアス電圧を印加するバイアス回路にはインダク
タンスがないので、上記高周波増幅回路の入力容量とで
共振回路を形成することがなく、共振回路による発振等
の妨害信号の発生を防止することができる。
【００３２】また、本発明の第９の構成では、上記第８
の構成において、上記第１の可変容量ダイオードを実質
的に同一特性の可変容量ダイオードが並列接続したもの
を直列接続した回路で構成している。
【００３３】従って、同調回路を構成する可変容量ダイ
オードは２個の素子を並列接続したものを直列接続され
ているので、各可変容量ダイオードの両端にかかる電圧
は１／２になり、入力する多波のＣＡＴＶ信号が強入力
レベルの信号であっても歪の発生を低減することができ
る。上記可変容量ダイオードの内部抵抗の合成値、容量
変化比および同調容量の最小値は１個の素子の場合と同
一になり、共振回路の実効Ｑを低下させることがなく、
選択特性が劣化することはない。
【００３４】
【本発明の実施の形態】
（実施形態１）図１は、本発明の実施形態１のブロック
図である。データ端子１０より供給される上り信号は、
ＱＰＳＫ変調されたデータ信号をアップストリーム回路
９を通じてＣＡＴＶ入力端子１１に供給され、ＣＡＴＶ
局に向けて送出される。他方、ＣＡＴＶ入力端子１１よ
り供給される下り信号はハイパスフィルタ１００を通過
の後、入力選択回路１０１、１０２、１０３に入り、Ｕ
ＨＦバンド、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド、ＶＨＦ・ＬＯＷ
バンドの各回路に切り換えられる。
【００３５】上記ハイパスフィルタ１００は５〜４６Ｍ
Ｈｚが減衰域で、５４ＭＨｚ以上を通過域とする特性の
フィルタである。上記ＵＨＦバンドとは４７０〜８６０
ＭＨｚ、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドとは１７０〜４７０Ｍ
Ｈｚ、ＶＨＦ・ＬＯＷバンドとは５４〜１７０ＭＨｚを
指すが、特にその範囲は規定されない。入力選択回路１
０１、１０２、１０３は一般的にはスイッチングダイオ
ードによる切り換え方法、又は帯域分割によるフィルタ
により切り換える方法等が用いられる。本実施形態で
は、スイッチングダイオードによる方法を採用してい
る。
【００３６】上記各バンドは各々受信チャンネルに応じ
て動作状態となり、他のバンドは動作しない機能となっ
ている。例えばＵＨＦバンドのチャンネル受信時は、Ｕ
ＨＦバンド系統の入力選択回路１０１、高周波増幅入力
同調回路１０４、高周波増幅器１０７、高周波増幅出力
同調回路１１０、混合回路１１３および局部発振回路１
１６が動作状態になり、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドとＶＨ
Ｆ・ＬＯＷバンド系統の入力選択回路１０２、１０３、
高周波増幅入力同調回路１０５、１０６、高周波増幅器
１０８、１０９、高周波増幅出力同調回路１１１、１１
２、混合回路１１４、１１５、局部発振回路１１７、１
１８は動作を停止する。
【００３７】同様にＶＨＦ・ＨＩＧＨバンドの受信時
は、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド系統の入力選択回路１０
２、高周波増幅入力同調回路１０５、高周波増幅器１０
８、高周波増幅出力同調回路１１１、混合回路１１４お
よび局部発振回路１１７が動作状態になり、ＵＨＦバン
ドとＶＨＦ・ＬＯＷバンド系統の入力選択回路１０１、
１０３、高周波増幅入力同調回路１０４、１０６、高周
波増幅器１０７、１０９、高周波増幅出力同調回路１１
０、１１２、混合回路１１３、１１５および局部発振回
路１１６、１１８は動作を停止する。
【００３８】また、ＶＨＦ・ＬＯＷバンドの受信時はＶ
ＨＦ・ＬＯＷバンド系統の入力選択回路１０３、高周波
増幅入力同調回路１０６、高周波増幅器１０９、高周波
増幅出力同調回路１１２、混合回路１１５および局部発
振回路１１８が動作状態になり、ＵＨＦバンドとＶＨＦ
・ＨＩＧＨバンド系統の入力選択回路１０１、１０２、
高周波増幅入力同調回路１０４、１０５、高周波増幅器
１０７、１０８、高周波増幅出力同調回路１１０、１１
１、混合回路１１３、１１４および局部発振回路１１
６、１１７は動作を停止する。
【００３９】上記アップストリーム回路９、ハイパスフ
ィルタ１００、ＩＦ増幅器１１９、１２１、ＳＡＷフィ
ルタ１２０およびＣＰＵ１２２等の共通回路は、バンド
切り換えとは無関係に常時動作状態になる。そして、こ
の一連の動作は、ＣＰＵ１２２よりＰＬＬ選局回路に選
局データが送出されるのに伴って起る。上記選局データ
に基づき、チャンネル選局が行われると、これと同時に
選局されるバンド情報に応じ、入力選択回路１０１、１
０２、１０３が作動して、各系統の回路への電源供給の
切り換えが行われる。
【００４０】次に各バンドの動作を説明する。ＣＡＴＶ
信号は上述するようにハイパスフィルタ１００を通過し
た後、入力選択回路１０１、１０２、１０３に入り、バ
ンドの切り換えが行われる。そして、その出力はそれぞ
れ高周波増幅入力同調回路１０４、１０５、１０６に導
かれて、チャンネルの選局が行われる。チャンネル選局
が行われた信号は高周波増幅器１０７、１０８、１０９
で増幅された後、高周波増幅出力同調回路１１０、１１
１、１１２に供給され、ここで受信信号を導出する。
【００４１】その後、選択された受信信号は混合回路１
１３、１１４、１１５及び局部発振回路１１６、１１
７、１１８で中間周波信号に変換され、中間周波増幅回
路１１９で増幅されてＳＡＷフィルタ１２０を通過した
後、再度中間周波増幅回路１２１で増幅され、ＩＦ出力
としてＩＦ出力端子１２３より導出される。
【００４２】図７に示す従来技術においては、広帯域増
幅器１にＣＡＴＶ信号の多波信号を受信するため歪みが
発生しやすい。この問題を解決するため、増幅器のデバ
イスに多くの電流を流す必要がある。また、第一混合回
路２には＋１０ｄＢμ以上の局部発振信号が必要なこと
から、第一局部発振回路７の局部発振信号を増幅する回
路に多くの電流が必要である。
【００４３】上述する実施形態１においては、希望信号
を受信すべく同調回路を、高周波増幅器の入力回路であ
る高周波増幅入力同調回路１０４、１０５、１０６に設
けることにより、多波信号が増幅器に直接加わることが
なく、歪みを押さえることが可能となり、結果として多
くの電流を流す必要がなくなる。また、上記図７に示す
従来の技術では、広帯域増幅回路１の歪を改善するた
め、電力利得を１０ｄＢμ前後の低い値にしているが、
実施形態１のように、入力回路に同調回路を設けること
により、歪を改善するための高利得にすることが容易に
なり、結果として低雑音化が可能になる。
【００４４】周波数変換回路を各バンド毎に１回路で構
成しているので、図７に示す従来のダブルコンバージョ
ン方式に比べ、発振回路間の干渉によるローカルスプリ
アスの発生がなくなり、回路の配置を離したり、干渉を
防止するためのシールドを厳重に行う必要がなく、外形
寸法を小型にできるとともに、シールド構造を簡単にす
ることができる。
【００４５】また、図７に示す従来技術では第１局部発
振回路７の局部発振周波数は１〜２ＧＨｚとなり高く、
ＶＣＯのフェイズノイズやマイクロホニック雑音が発生
し易いが、実施形態１では局部発振回路１１６、１１
７、１１８の局部発振周波数は、受信周波数に対して中
間周波数だけ高い値でよいので１ＧＨｚ雑音になり、上
記フェイズノイズやマイクロホニックノイズ等の発生を
抑制することができる。
【００４６】（実施形態２）本実施形態を説明するにあ
たり、上記第１の実施形態との差異を明確にするため、
再度上記第１の実施形態について詳述する。上記第１の
実施形態のケーブルモデム用チューナは図８に示すよう
に４７０〜８６０ＭＨｚを受信するＵＨＦバンド（Ｂ３
バンド）、１７０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚを受信するＶＨ
Ｆ・ＨＩＧＨバンド（Ｂ２バンド）、５４〜１７０ＭＨ
ｚを受信するＶＨＦ・ＬＯＷバンド（Ｂ１バンド）に分
割され、各バンドごとの受信回路を設けたものである。
但し、この場合、バンド分割は特に規定されるものでは
なく、適宜に設定される。
【００４７】下り信号はＩＦフィルタ（ハイパスフィル
タ）２０を通過後、入力切り換え回路に入り、上述する
ＵＨＦバンド、ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド、ＶＨＦ・ＬＯ
Ｗバンドの各回路に切り替えられる。上記ＩＦフィルタ
２０は、５〜４６ＭＨｚの減衰域、５４ＭＨｚ以上を通
過域とするハイパスフィルタである。上記の各バンドは
それぞれ受信チャネルに応じて選択的に動作状態とな
り、選択されない他のバンドは動作しないようになって
いる。
【００４８】例えば、ＵＨＦバンドのチャネル受信時
は、高周波スイッチングダイオード（ＰＩＮダイオー
ド）２１、高周波増幅入力同調回路２４、高周波増幅器
２７、高周波増幅出力同調回路３０、混合回路３３、局
部発振回路３６、ＩＦ増幅回路３９、ＳＡＷフィルタ４
０及びＩＦ増幅回路４１等より成る回路の機能が動作状
態となり、高周波スイッチングダイオード（ＰＩＮダイ
オード）２２，２３、高周波増幅入力同調回路２５，２
６、高周波増幅器２８，２９、高周波増幅出力同調回路
３１，３２、混合回路３４，３５、局部発振回路３７，
３８より成るＶＨＦＨＩＧＨバンドおよびＶＨＦ ＬＯ
Ｗバンドの回路の動作が停止する。
【００４９】次に上記各バンドの動作状態を説明する。
ＣＡＴＶ信号は高周波スイッチングダイオード２１，２
２，２３、抵抗４２，４３，４４，４５、コンデンサ４
６，４７，４８，４９及び各バンドの電源電圧＋Ｂ１，
＋Ｂ２，＋Ｂ３を供給する電源端子５０，５１，５２よ
り成る入力切り替え回路で選択された後、高周波増幅入
力同調回路２４，２５，２６に入り、高周波増幅器２
７，２８，２９で増幅され、高周波増幅出力同調回路３
０，３１，３２にて受信信号を導出する。
【００５０】混合回路３３，３４，３５と局部発振回路
３６，３７，３８で高周波増幅出力同調回路３０，３
１，３２より導出された信号は周波数変換され、中間周
波増幅回路３９に入りＳＡＷフィルタ４０を通過した
後、再度中間周波増幅回路４１にて増幅され、ＩＦ出力
端子５１に導出される。当該動作は各バンドにおいて共
通である。
【００５１】上記入力切り替え回路は、各バンドの動作
状態では電源端子５０，５１，５２より電源供給を受け
る。ＵＨＦバンド受信時には電源端子５０に電圧＋Ｂ１
が印加されバイアス抵抗４３，４２で高周波スイッチン
グダイオード２１にバイアスを供給してＯＮ状態とな
り、ＵＨＦ信号を通過させる。一方、高周波スイッチン
グダイオード２２，２３はＶＨＦ ＨＩＧＨバンド、Ｖ
ＨＦ ＬＯＷバンドの電源端子５１，５２に電源が供給
されていないため、ＯＦＦ状態となり、これらのバンド
の信号は通過しない。当該動作は各バンドに共通であ
る。
【００５２】ＡＧＣ端子５３に供給されるＲＦのＡＧＣ
電圧は、バイアス抵抗５４，５５，５６を通して高周波
増幅器２７，２８，２９の第２ゲートに印加される。高
周波増幅器２７，２８，２９は一般的にデュアルゲート
型ＭＯＳＦＥＴが使用されており、第１ゲートには入力
信号が供給され、第２ゲートにはリバースＡＧＣ電圧が
印加される。
【００５３】上記のように、図８に示すケーブルモデム
用チューナにおいては、高周波増幅器２７，２８，２９
にデュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴ素子が適用され、第１
のゲートには入力信号が、また第２のゲートにはＡＧＣ
電圧が印加されるので、入力信号レベルが６０ｄＢμ以
下においては、フルゲインにて動作し、また６０ｄＢμ
以上の入力信号レベルにおいては、チューナの出力レベ
ルが常に一定レベルとなるようＡＧＣ端子５３にＤＣ電
圧が印加されている。このＤＣ電圧はデュアルゲート型
ＭＯＳＦＥＴの第２のゲートに供給されており、リバー
ス方向にＤＣ電圧を印加することにより高周波増幅器の
電力利得が低下する機能を有している。
【００５４】ＣＡＴＶ信号は１００チャネル前後の多く
の信号からなり同一レベルの信号が同時にチューナの入
力端子１１に導入される。この入力信号は高周波増幅入
力同調回路２４，２５，２６を経由して希望信号を導出
し、高周波増幅器２７，２８，２９を構成するデュアル
ゲート型ＭＯＳＦＥＴの第１のゲートに印加されるが、
入力信号レベルが６０ｄＢμ以上になると相互変調歪(I
nter moduration)であるＣＳＯ(Composit second order
beat)や、ＣＴＢ(Composit triple beat)が発生した
り、また混変調歪が発生しやすいという問題があった。
【００５５】また、上述する図８において、ＵＨＦバン
ドの高周波増幅入力同調回路２４は、図９に示すように
なっている。図９において、６０及び６３はＤＣカット
コンデンサ、６１はインピーダンス整合コイルである。
このＤＣカットコンデンサ６０，６３とインピーダンス
整合コイル６１で、前段の入力信号切り換え回路７２及
び後段の高周波増幅器２７と高周波増幅入力同調回路２
４間のインピーダンス整合を行う。
【００５６】６４は同調コイル、６５は可変容量ダイオ
ード、６６は容量変化比抑制コンデンサであり、これら
により同調回路を形成する。この同調回路の同調点は端
子７０よりバイアス抵抗６７を介して、上記可変容量ダ
イオード６５に供給される同調電圧によって調整され
る。
【００５７】次段の高周波増幅器２７へは、端子７１よ
り、ＵＨＦバンドの所定のバイアス電圧が高周波チョー
クコイル６８を介して供給される。６９はバイパスコン
デンサである。なお、上記の高周波増幅器２７は一般に
デュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴが使用され、第１のゲー
トには入力信号が、また第２のゲートにはリバースＡＧ
Ｃ電圧が印加される。
【００５８】図９に示す構成の高周波増幅入力同調回路
２４では、次段の高周波増幅器２７へのバイアスを高周
波チョークコイル６８を介して供給しているため、高周
波チョークコイル６８と次段の高周波増幅器２７の入力
容量により共振回路が形成される。この共振回路は、４
００ＭＨｚ近辺で共振するようにしているので、希望信
号の受信時、妨害信号の影響を受け易いという問題があ
った。尚、この図９における問題に関しては後述するよ
うに第４の実施形態で解決が図られている。
【００５９】また、図９に示す構成の高周波増幅入力同
調回路では、多波のＣＡＴＶ入力信号が７５ｄＢμ以上
の強信号レベルで印加されると、可変容量ダイオード６
５において相互変調歪や混変調歪が発生しやすいという
問題があった。
【００６０】図２は実施形態２の回路図であり、上記図
８に対応する部分は同一符号を付し説明を省略する。こ
の実施形態２は、図１における各バンドの入力選択回路
１０１、１０２、１０３を高周波スイッチングダイオー
ド（ＰＩＮダイオード）で構成し、この高周波スイッチ
ングダイオードを後段の高周波増幅器２７と、同様ＡＧ
Ｃ電圧で制御して、高周波増幅回路の非直線歪を改善す
るものである。
【００６１】図２において、ＵＨＦバンドは、高周波ス
イッチングダイオード（ＰＩＮダイオード）２１、ＤＣ
カットコンデンサ４７、高周波増幅入力同調回路２４、
高周波増幅器２７、高周波増幅出力同調回路３０、混合
回路３３、局部発振回路３６、バイアス抵抗７５、８
８、ＡＧＣバイアス抵抗８１、８４及びインバータ７８
を備える。
【００６２】またＶＨＦ ・ＨＩＧＨバンドは、高周波
スイッチングダイオード（ＰＩＮダイオード）２２、Ｄ
Ｃカットコンデンサ４８、高周波増幅入力同調回路２
５、高周波増幅器２８、高周波増幅出力同調回路３１、
混合回路３４、局部発振回路３７、バイアス抵抗７６、
８９、ＡＧＣバイアス抵抗８２、８５及びインバータ７
９を備える。
【００６３】更にＶＨＦ・ＬＯＷバンドは、高周波スイ
ッチングダイオード（ＰＩＮダイオード）２３、ＤＣカ
ットコンデンサ４９、高周波増幅入力同調回路２６、高
周波増幅器２９、高周波増幅出力同調回路３２、混合回
路３５、局部発振回路３８、バイアス抵抗７７、９０、
ＡＧＣバイアス抵抗８３、８６及びイバータ８０を備え
た構成より成り、ハイパスフィルタ２０、アップストリ
ーム回路５８、中間周波数増幅回路３９、４１及びＳＡ
Ｗフィルタ４０は各バンド共通の回路になっている。
【００６４】ＣＡＴＶ入力信号は入力端子１１に導入さ
れ、５〜４６ＭＨｚの上り信号を除去するハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）２０を通過の後、ＤＣカットコンデンサ
４６を経てＰＩＮダイオード２１、２２、２３に印加さ
れる。このＰＩＮダイオード２１、２２、２３は衆知の
ごとくアノードからカソードの方向に電流を制御するこ
とにより高周波抵抗が変化する特性を利用しアッテネー
タ回路によく用いられる。
【００６５】本例ではバイアス抵抗４２と、７５、７
６、７７によりＰＩＮダイオード２１、２２、２３にバ
イアスを供給し、その電流をトランジスタで構成したイ
ンバータ７８、７９、８０で制御する。上記各ＰＩＮダ
イオード２１、２２、２３に印加するバイアス電圧は、
電源９２、９３、９４より供給される。インバータ７
８、７９、８０はＡＧＣ抵抗８１、８２、８３を通じＡ
ＧＣ端子９１より供給されるＡＧＣ電圧により制御され
る。
【００６６】従って、各バンドの選択は、上記ＰＩＮダ
イオード２１、２２、２３に供給するバイアス電圧によ
って行うことができる。例えば、電源９２に電圧が印加
されると、ＰＩＮダイオード２１にバイアスがかかり、
ＵＨＦバンドの回路が作動する。この場合、電源９３、
９４には電圧が印加されないように制御するので、ＰＩ
Ｎダイオード２２、２３は無限大の抵抗となり、ＶＨＦ
・ＨＩＧＨバンド及びＶＨＦ・ＬＯＷバンドの回路はＯ
ＦＦ状態になる。ＶＨＦ・ＨＩＧＨバンド及びＵＨＦ・
ＬＯＷバンドの回路が選択的に動作する場合も同様であ
る。
【００６７】ＣＡＴＶ信号は上記のようにして、ＰＩＮ
ダイオード２１、２２、２３により制御された後、ＤＣ
カットコンデンサ４７、４８、４９を通過し、高周波増
幅入力同調回路２４、２５、２６に供給される。高周波
増幅入力同調回路２４、２５、２６に入力したＣＡＴＶ
信号は、希望信号に同調した後、高周波増幅器２７、２
８、２９で増幅され、局部発振回路３６、３７、３８及
び混合回路３３、３４、３５で中間周波信号に変換さ
れ、ＩＦ増幅回路３９に導出される。ＩＦ増幅回路３９
以降は従来例と同様に動作する。
【００６８】次に、遅延ＡＧＣについて説明する。本実
施形態２においては、高周波増幅回路での歪みを改善す
るため、ＰＩＮダイオード２１、２２、２３でのＡＧＣ
動作を高周波増幅器２７、２８、２９でのＡＧＣ動作よ
り早く動作するよう、ＡＧＣバイアスを設定する。これ
により高周波増幅器２７、２８、２９に導入されるＣＡ
ＴＶ信号は歪が発生する入力レベルに設定することが可
能となる。ＡＧＣのバイアス設定はＰＩＮダイオード２
１、２２、２３のバイアス抵抗４２、７５、７６、７７
によりＲＦ・ＡＧＣ動作開始点に設定する。
【００６９】次にＰＩＮダイオード２１、２２、２３の
利得減衰量に応じて高周波増幅器２７、２８、２９のＡ
ＧＣが動作するようバイアス抵抗８４、８８、８５、８
９、８６、９０によりＡＧＣ電圧を設定する。例えばＣ
ＡＴＶ信号の入力レベルが６０〜９０ｄＢμに対してＲ
Ｆ・ＡＧＣが動作するように設定するには、まず６０ｄ
ＢμでＡＧＣ動作を開始するようＰＩＮダイオード２
１、２２、２３のバイアスを設定し、次にＰＩＮダイオ
ード２１、２２、２３の利得減衰量を−１５ｄＢとした
場合、７５ｄＢμの入力レベルとなった時に高周波増幅
器２７、２８、２９のＡＧＣが動作開始となるようＡＧ
Ｃバイアス抵抗８４、８５、８８、８９、８６、９０を
定め所望のＡＧＣバイアスを設定する。
【００７０】（実施形態３）図３は実施形態３の回路図
である。図３において、図２に示す実施形態２に対応す
る部分は同一符号を付し、説明を省略する。実施形態２
と相違する点は、ＰＩＮダイオード２１、２２、２３を
ＡＧＣ制御せず、上記ＰＩＮダイオード２１、２２、２
３の前段にＰＩＮアッテネータ回路９５を設け、このＰ
ＩＮアッテネータ回路９５をＡＧＣ制御するようにした
ものである。
【００７１】即ち、この実施形態３は、図７に示す通常
の回路を大幅に変更することなく、チューナの入力回路
にＰＩＮアッテネータ回路９５を設け、各バンド共通の
電源９７よりインバータ９６を介して、ＰＩＮアッテネ
ータ回路９５にバイアスを供給する。９８は、ＡＧＣ抵
抗である。ＡＧＣ電圧は、ＡＧＣ端子５３よりＡＧＣ抵
抗９８を介してインバータ９６に供給され、ＰＩＮアッ
テネータ回路９５の減衰量を制御する。高周波増幅器２
７、２８、２９のＡＧＣバイアスは、上述する実施形態
２の場合と同様にして設定される。以上のようにして、
この実施形態３も上記の実施形態２と同様に遅延ＡＧＣ
動作を行わせることができ、歪みの改善が可能になる。
【００７２】（実施形態４）図４は、実施形態４の回路
図であり、図２および図３に対応する部分には同一符号
を付し、説明を省略する。この実施形態４は、上記実施
形態における高周波増幅入力同調回路の改良に関するも
のであり、特にＵＨＦバンドの特性改善を図るものであ
る。
【００７３】図４において、コンデンサ１３０とコイル
１３１は４００ＭＨｚを遮断周波数とするハイパスフィ
ルタを構成する。６１はインピーダンス整合用コイル、
６４は同調コイル、１３２、１３３は可変容量ダイオー
ド、１３４は容量変化比抑制コンデンサ、１３５、１３
６はバイアス抵抗、１３９はＤＣカットコンデンサ、１
３７はバイアス抵抗、１３８はバイパスコンデンサであ
る。
【００７４】上記コンデンサ１３０とコイル１３１でハ
イパスフィルタを構成し、同調コイル６４、可変容量ダ
イオード１３２及び容量変化比抑制コンデンサ１３４で
同調回路を構成する。インピーダンス整合用コイル６１
と整合用可変容量ダイオード１３３は同調回路への整合
をとる。可変容量ダイオード１３２、１３３へのバイア
ス電圧は同調電圧供給用バイアス抵抗１３５、１３６を
介して供給され、高周波増幅器２７のバイアスは、バイ
アス供給用抵抗１３７及びバイパスコンデンサ１３８に
より供給される。
【００７５】図９に示す回路では、高周波増幅器２７の
入力側に設けた高周波チョークコイル６８と高周波増幅
器２７の入力容量により４００ＭＨｚ近辺にて共振回路
を形成しているため、希望信号受信時、妨害信号の影響
を受けやすい欠点があるが、この実施形態４では高周波
増幅器２７へのバイアスは抵抗により供給しているた
め、共振回路が形成されることはなく、妨害信号の影響
をかなり軽減することができる。
【００７６】図６は本実施形態４における高周波増幅入
力同調回路の歪を従来技術と比較したものであり、相互
変調歪であるＣＳＯ（Ｃomposite Ｓecond Ｏrder b
eat）や、ＣＴＢ（Ｃomposite Ｔriple Ｂeat）が１
５ｄＢ以上改善され、また、混変調歪が１０ｄＢ以上改
善される。また同時にイメージ比及び局部発振信号漏れ
において、選択度・特性が改善され選択特性の改善によ
る電力利得や雑音指数の劣化が少なくなる。
【００７７】（実施形態５）図５は実施形態５の回路図
であり、図４に示す実施形態に対応する部分には同一符
号を付し、説明を省略する。図５において、図４と相違
する点は図４に示す同調用の可変容量ダイオード１３２
の代わりに同じ可変容量ダイオードを並列接続したもの
を逆向きに直列接続した可変容量ダイオード回路１５０
を用いたものである。
【００７８】次に高周波増幅入力同調回路の同調用コン
デンサである可変容量ダイオードについて説明をする。
同調用コンデンサは、上述する図４に示すように可変容
量ダイオード素子１個で、その機能を果たしているが、
多波のＣＡＴＶ信号が７５ｄＢμ以上の強入力となった
場合、特に可変容量ダイオードに印加されるバイアスが
浅い場合には大振幅モードとなり検波作用を呈すること
は周知である。
【００７９】これらの欠点を低減すべき本発明では可変
容量ダイオードを直列接続することにより、その両端に
加わる信号レベルが１／２となることに着目し、歪の発
生を低減している。しかし、単にダイオードを直列接続
した場合、可変容量ダイオードの内部抵抗（直列抵抗）
が直列接続され共振回路としての実効Ｑが下がり選択度
特性が劣化する。
【００８０】これを解決するため同一特性のダイオード
を並列接続し、これを更に直列接続する。同一特性のダ
イオードを並列接続することにより内部抵抗が１／２と
なり、且つ容量変化比は変更前と同一となる。またこの
方法により同調容量の最小値をも変更前と同じにするこ
とができる。さらに可変容量ダイオードの特性を同一と
したのは局部発振回路及び高周波増幅出力回路の共振回
路（同調回路）とのトラッキングエラーを防ぐためであ
る。
【００８１】（実施形態６）本実施形態を説明するにあ
たり、上述の実施形態との差異を明確にするため、図８
に示す回路を重複説明する。上述する図８において、Ｖ
ＨＦハイバンド及びＶＨＦローバンドの高周波増幅入力
回路２５及び２６は図１２に示すようになっている。図
１２において、図８に対応する部分には同一符号を付し
説明を省略する。
【００８２】図１２において、１４０、１４１はインピ
ーダンス整合コイルであり、１４２、１４３は同調コイ
ル、１４４、１４５は可変容量ダイオード、１４６、１
４７はコンデンサであって、上記同調コイル１４２、１
４３、可変容量ダイオード１４４、１４５及びコンデン
サ１４６、１４７でそれぞれＶＨＦハイバンド及びＶＨ
Ｆローバンドの同調回路を形成している。上記インピー
ダンス整合コイル１４０、１４１と結合用コンデンサ１
４８、１４９は高周波増幅入力同調回路２５、２６を前
段の入力信号切換回路と後段の高周波増幅器２８、２９
に整合させるためのものである。
【００８３】同調電圧は同調電圧入力端子１５５、１５
６よりバイアス抵抗１５１、１５２を介して可変容量ダ
イオード１４４、１４５に印加される。そして、この可
変容量ダイオード１４４、１４５に印加される同調電圧
によって同調回路の同調点が調整される。
【００８４】また、高周波増幅器２８、２９へのバイア
スはＶＨＦハイバンド及びＶＨＦローバンドのバイアス
電源端子１５７、１５８よりバイアス抵抗１５３、１５
４を介して供給される。上記高周波増幅器２８、２９を
構成するデュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴのゲート１には
上記高周波増幅入力同調回路からの入力信号が供給さ
れ、ゲート２にはＡＧＣ端子５３より抵抗５５、５６を
介してリバースＡＧＣ電圧が印加される。
【００８５】従って、上記高周波増幅器２８、２９の入
力信号レベルが６０ｄＢμ以下においてはフルゲインで
動作し、また６０ｄＢμ以上の入力信号レベルにおいて
はチューナの出力レベルが常に一定レベルとなるようＡ
ＧＣ端子５３にＤＣ電圧が印加されている。このＤＣ電
圧はデュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴのゲート２に接続さ
れているので、リバース方向にＤＣ電圧を印加すること
により高周波増幅器の電力利得が低下する機能を有して
いる。
【００８６】ＣＡＴＶ信号は１００チャンネル前後の多
くの信号からなり、同一レベルで同時にチューナの入力
端子に導入される。この信号は入力同調回路を経由して
希望信号を導出し、高周波増幅器である上記デュアルゲ
ート型ＭＯＳＦＥＴのゲート１に印加されるが、入力信
号レベルが６０ｄＢμ以上になると、相互変調歪（Inte
r modulation）であるＣＳＯ（Composite second order
beat）やＣＴＢ（Composite triple beat）の他、混変
調歪が発生しやすくなるという欠点があった。
【００８７】また、高周波増幅入力同調回路２５、２６
に多波のＣＡＴＶ入力信号が入力信号レベル７５ｄＢμ
以上の信号として印加されると、可変容量ダイオード１
４４、１４５において相互変調歪、混変調歪が発生しや
すくなるという問題があった。
【００８８】本実施形態は上記課題を解決を図るもので
ある。図１０は実施形態６の回路図であり、図４あるい
は図５に示す実施形態４あるいは５に対応する部分には
同一符号を付し説明を省略する。図１０に示す実施形態
６は高周波増幅入力同調回路の歪の改良に係り、特にＶ
ＨＦハイバンドおよびＶＨＦローバンドにおける高周波
増幅入力同調回路の相互変調歪の特性改善を図るもの
で、ＣＡＴＶ信号である多チャンネルの信号が６０ｄＢ
μ以上の強信号の入力レベルで入力した場合にも歪の発
生を抑制するようにしたものである。
【００８９】また、高周波増幅入力同調回路の後段に設
けられる高周波増幅器はデュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴ
で構成されるが、このデュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴは
６０ｄＢμ以上の入力レベルの多波信号が入力すると、
歪が発生しやすくなるので、このような信号が入力しな
いように高周波増幅入力同調回路の特性改善を図るもの
である。また、入力同調回路の可変容量ダイオードの１
素子当りに加わる信号レベルを低減させるようにして、
同調回路での歪を改善するようにしたものである。
【００９０】ＶＨＦハイバンドとＶＨＦローバンドの高
周波増幅入力同調回路は回路定数が相違するが、回路構
成は実質的に同一であるので、以下両回路を併せて説明
する。図１０において、１６０、１６１及び１６２、１
６３は同調コイル、１６４及び１６６は可変容量ダイオ
ード回路、１６５及び１６７は可変容量ダイオード、１
６８、１６９及び１７０、１７１は容量変化比抑制コン
デンサであり、上記同調コイルと可変容量ダイオードと
容量変化比抑制コンデンサでそれぞれ同調回路を構成す
る。
【００９１】１７２、１８０及び１７３、１８１は前段
の回路とのインピーダンス整合を図るための整合用可変
容量ダイオード、１７４及び１７５は後段の回路とのイ
ンピーダンス整合を図るための整合用の可変容量ダイオ
ード、１７６、１７７及び１７８、１７９は直流遮断コ
ンデンサ、１８２、１８３、１８４及び１８５、１８
６、１８７は同調電圧入力端子１５５及び１５６より可
変容量ダイオード１６４、１７２、１８０及び１６６、
１７３、１８１にバイアス電圧として同調電圧を供給す
る同調電圧供給用バイアス抵抗である。
【００９２】また、１８８および１８９は次段の高周波
増幅器２８および２９にバイアス電源端子１５７及び１
５８からバイアス電圧を供給するためのバイアス供給用
抵抗、１９０、１９１および１９２、１９３はバイパス
コンデンサである。そして、上記の構成により、ＶＨＦ
ハイバンド及びＶＨＦローバンドの高周波増幅入力同調
回路は複同調型入力回路を形成する。
【００９３】従って、ＰＩＮダイオードより成る選択回
路２２、２３で選択されたＶＨＦハイバンド及びＶＨＦ
ローバンドの受信信号は整合用可変容量ダイオード１７
２、１８０及び１７３、１８１で整合がとられた後、可
変容量ダイオード回路１６４及び１６６、コイル１６０
及び１６２、容量変化比抑制コンデンサ１６８及び１７
０より成る同調回路に導かれ、ここで同調電圧入力端子
１５５および１５６より入力される同調電圧により決ま
る周波数の信号に同調される。
【００９４】そして、上記同調回路で同調された信号は
上記コイル１６０及び１６２と結合する同調用コイル１
６１及び１６３に導かれ該コイル１６１及び１６３、可
変容量ダイオード１６５及び１６７、容量変化比抑制コ
ンデンサ１６９および１７１より成る同調回路で上記同
調電圧入力端子１５５及び１５６より入力される同調電
圧により再び同調がとられる。
【００９５】そして、この同調信号は次段の回路との整
合をとる整合用可変容量ダイオード１７４及び１７５を
介し、更に直流遮断コンデンサ１７７及び１７９を介し
て次段の高周波増幅器２８及び２９の入力端子に供給さ
れる。上記高周波増幅器２８及び２９の入力端子には抵
抗１８８及び１８９を介してバイアス電圧が印加され、
強い入力信号の入力に対してＡＧＣ制御が行なわれる。
【００９６】次に、上記の高周波増幅入力同調回路にお
ける同調用コンデンサである可変容量ダイオード回路１
６４及び１６６について説明する。従来、同調用コンデ
ンサは可変容量ダイオード１素子で構成しているが、多
波のＣＡＴＶ信号が７５ｄＢμ以上の強入力となった場
合、特に可変容量ダイオードに印加されるバイアスが浅
い場合には、大振幅モードとなり検波作用を呈すること
がある。かかる問題に対処するため本実施形態では、２
個の可変容量ダイオードを直列接続し、その両端に加わ
る信号レベルが１／２となるようにして歪の発生を低減
している。
【００９７】しかし、単にダイオードを直列接続したも
のでは可変容量ダイオードの内部抵抗（直列抵抗）が直
列接続され、共振回路としての実効Ｑ（尖鋭度）が下が
り、選択度特性が劣化する。これを解決するため同一特
性のダイオードを並列接続し、この並列接続したものを
直列接続する。このように、同一特性のダイオードを並
列接続することにより内部抵抗が１／２となり、且つ容
量変化比は変更前と同一となる。
【００９８】また、この構成により同調容量の最小値を
も変更前と同じにすることができ、さらに可変容量ダイ
オードの特性を同一にすることにより局部発振回路及び
高周波増幅出力回路の共振回路（同調回路）とのトラッ
キングエラーを防ぐことができる。同調回路との整合用
可変容量ダイオード１７２及び１７３においても歪が発
生しやすいので、上述する同調用の可変容量ダイオード
回路１６４及び１６６と同様に可変容量ダイオードを直
並列接続することにより歪の低減を図っている。
【００９９】図１１は相互変調歪及び混変調歪が従来例
より改善されていることを示すグラフである。図１１よ
り明らかなように相互変調歪であるＣＳＯ、ＳＴＢは従
来例のｌ（小文字のエル）に比べて本実施形態ではＬに
なり１５ｄＢ以上改善され、混変調歪は従来例のｍに比
べて本実施形態ではＭになり、１０ｄＢ以上改善され
る。また、イメージ比及び局部発振信号漏れの特性改善
による選択度特性が改善され、選択度特性の改善による
電力利得・雑音指数の劣化度を小さくすることができ
る。
【０１００】（実施形態７）図１３は本発明の第７の実
施形態のブロック図である。本実施形態では２系統の回
路構成とすることにより回路規模を上述の図８に示すケ
ーブルモデム用チューナよりも小さくしている。ＱＰＳ
Ｋ変調された上りの信号はデータ端子４１よりアップス
トリーム回路４０に入力され、アップストリーム回路４
０より入力端子１を介してＣＡＴＶ局に向けて送出され
る。他方、入力端子１に入力される下りの信号はハイパ
スフィルタ２を通過した後に入力選択回路１８、１９に
入力される。ハイパスフィルタ２は５〜４６ＭＨｚを減
衰域とし、５４ＭＨｚ以上を通過域とするもので、アッ
プストリーム回路４０より出力される上りの信号を遮断
する。
【０１０１】入力選択回路１８、１９は後述するように
スイッチングダイオードで構成されており、ＵＨＦバン
ドとＶＨＦバンドによりハイパスフィルタ２を通過後の
信号をそれぞれ各バンド系統の回路に切り換える。ＵＨ
Ｆバンドとは４７０〜８６０ＭＨｚをいう。ＶＨＦバン
ドとは５４〜１７０ＭＨｚのＶＨＦハイバンドと１７０
〜４７０ＭＨｚのＶＨＦローバンドをいうが、各バンド
の範囲は特に規定されない。尚、入力選択回路１８、１
９はフィルタにより帯域分割して出力を切り換えるもの
でもよい。
【０１０２】ＵＨＦバンドのチャンネル受信時には、Ｕ
ＨＦバンド系統の入力選択回路１８、高周波増幅入力同
調回路３、高周波増幅器（高周波増幅回路）６、高周波
増幅出力同調回路２１、混合回路９及び局部発振回路１
０が動作状態となり、ＶＨＦバンド系統の入力選択回路
１９、高周波増幅入力同調回路４、５、高周波増幅器
７、高周波増幅出力同調回路２２、２３、混合回路１
３、局部発振回路１２、１４が動作を停止する。
【０１０３】ＶＨＦハイバンドのチャンネル受信時に
は、ＶＨＦバンド系統の入力選択回路１９、高周波増幅
入力同調回路５、高周波増幅器７、高周波増幅出力同調
回路２３、混合回路１３及び局部発振回路１２が動作状
態となり、ＵＨＦバンド系統の入力選択回路１８、高周
波増幅入力同調回路３、高周波増幅器６、高周波増幅出
力同調回路２１、混合回路９及び局部発振回路１０は動
作が停止する。このとき、切り換え用のスイッチングダ
イオード３１〜３３はＯＦＦ状態であり、高周波増幅入
力同調回路４と高周波増幅出力同調回路２２は動作しな
い。
【０１０４】ＶＨＦローバンドのチャンネル受信時に
は、スイッチングダイオード３１〜３３がＯＮし、ＶＨ
Ｆバンド系統の入力選択回路１９、高周波増幅入力同調
回路４、５、高周波増幅器７、高周波増幅出力同調回路
２２、２３、混合回路１３及び局部発振回路１４が動作
状態となり、ＵＨＦバンド系統の入力選択回路１８、高
周波増幅入力同調回路３、高周波増幅器６、高周波増幅
出力同調回路２１、混合回路９及び局部発振回路１０は
動作が停止する。
【０１０５】アップストリーム回路４０、ハイパスフィ
ルタ２、中間周波増幅回路４２、４４、ＳＡＷフィルタ
４３及びＰＬＬ選局回路４５等の共通回路はバンドの切
り換えとは無関係に常時動作する。ＰＬＬ選局回路４５
はＣＰＵからの選局データを受けることにより動作し、
局部発振回路１０、１２、１４の発振周波数を制御す
る。また、上記ＣＰＵはバンドに応じて入力選択回路１
８、１９及びスイッチングダイオード３１〜３３を制御
して回路の切り換えを行う。
【０１０６】次に各バンドでの動作状態を説明する。Ｃ
ＡＴＶ信号は上述のようにＩＦフィルタ（ハイパスフィ
ルタ）２を通過した後、入力選択回路１８、１９に入
り、バンドに応じて切り換えが行われる。そして、高周
波増幅入力同調回路３又は４、５で入力選択回路１８又
は１９の各出力信号の同調が行われる。そして、高周波
増幅器６又は７で信号の増幅が行われ、高周波増幅出力
同調回路２１又は２２、２３で受信信号の導出が行われ
る。
【０１０７】その後、受信信号は混合回路９又は１３及
び局部発振回路１０又は１２、１４で周波数変換されて
中間周波数の信号となり中間周波増幅回路４２で増幅さ
れる。そして、ＳＡＷフィルタ４３を通過した後に、再
度中間周波増幅回路４４で増幅され、出力端子１５より
導出される。
【０１０８】本実施形態は特にＶＨＦバンド系統に特徴
を有するものであり、図１４にＶＨＦバンド系統の具体
的な回路を示す。ＶＨＦバンドのチャンネル受信時には
ＣＰＵの制御により電源端子ＢＬに電圧が印加されるた
めバイアス抵抗Ｒ７、Ｒ８によりスイッチングダイオー
ドＤ１２にバイアスが供給されてＯＮ状態となり、ハイ
パスフィルタ２からの信号が通過する。一方、ＵＨＦバ
ンドのチャンネル受信時には電源端子ＢＬに電圧が印加
されないので、スイッチングダイオードＤ１２がＯＦＦ
状態となり、信号を遮断する。スイッチングダイオード
Ｄ１は図１３における入力選択回路１９に対応してい
る。
【０１０９】ＶＨＦハイバンドのチャンネル受信時には
更に電源端子ＢＨに電圧が印加されるため、整合用コイ
ルＬ１３を介してスイッチングダイオードＤ１０をＯＮ
状態とし、更にダイオードＤ１０からコイルＬ１０を介
してスイッチングダイオードＤ１１をＯＮ状態とする。
ダイオードＤ１１のカソードはダイオードＤ１２のアノ
ードに接続されている。
【０１１０】また、電源端子ＢＨに電圧が印加されるこ
とによりスイッチングダイオードＤ６をＯＮ状態とし、
バイアス抵抗Ｒ５及びコイルＬ７を介してスイッチング
ダイオードＤ５をＯＮ状態とする。更にダイオードＤ５
のアノード側には整合用コイルＬ５を介してスイッチン
グダイオードＤ１をＯＮする。また、抵抗Ｒ５とコイル
Ｌ７の接続中点には整合用コイルＬ４を介してスイッチ
ングダイオードＤ２が接続されており、電源端子ＢＨに
電圧が印加されることによりＯＮ状態となる。
【０１１１】これにより、同調コイルＬ９、Ｌ１３及び
可変容量ダイオードＤ８が同調回路を形成する。この同
調回路の同調点は端子ＢＴより抵抗Ｒ１４を介して可変
容量ダイオードＤ８に印加される同調電圧によって調整
される。この同調回路は同調電圧印加回路（図示せず）
より供給される。Ｌ１１、Ｌ１２が整合用コイルであ
る。これにより、選局された信号は高周波増幅器７で増
幅されて高周波増幅出力同調回路２２、２３（図１３参
照）に出力される。
【０１１２】高周波増幅出力同調回路２２、２３では、
スイッチングダイオードＤ６、Ｄ７、Ｄ１、Ｄ２がＯＮ
状態となり、可変容量ダイオードＤ３と同調コイルＬ６
により１次側同調回路が形成され、可変容量ダイオード
Ｄ４とコイルＬ６に結合している同調コイルＬ５により
２次側同調回路が形成される。Ｌ３及びＬ４は混合回路
１３との整合用コイルである。Ｃ１０〜Ｃ１２は容量変
化比抑制コンデンサコンデンサである。
【０１１３】ＶＨＦローバンドのチャンネル受信時には
電源端子ＢＨに電圧が印加されず、スイッチングダイオ
ードＤ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ１０、Ｄ１１がＯＦＦ
状態となる。そのため、高周波増幅入力同調回路４、５
ではＤ８、Ｌ９、Ｌ１０、Ｌ１２、Ｌ１３により同調回
路が形成される。
【０１１４】高周波増幅出力同調回路２２、２３ではＤ
３、Ｌ６、Ｌ８により１次側同調回路が形成され、Ｄ
４、Ｌ５、Ｌ７により２次側同調回路が形成される。コ
イルＬ５、Ｌ７はコイルＬ６、Ｌ８と結合している。混
合回路１３へはＬ１、Ｌ３及びＬ２、Ｌ４の整合用コイ
ルで結合する。可変容量ダイオードＤ７は高周波増幅入
力同調回路４、５への整合用に挿入されている。可変容
量ダイオードＤ９とイメージトラップコンデンサＣ１３
により可変型イメージトラップが形成されている。これ
により、イメージ周波数が除去され、混合回路１３で信
号の歪の発生が防止される。
【０１１５】ＡＧＣ電圧はＡＧＣ制御回路（図示せず）
よりＡＧＣ端子に入力され、抵抗Ｒａを介して高周波増
幅器７に供給される。高周波増幅器７はデュアルゲート
型ＭＯＳＦＥＴが使用されており、第１ゲートには同調
回路４、５からの信号が供給され、第２ゲートにはＡＧ
Ｃ電圧が供給される。尚、Ｃ１〜Ｃ９は直流遮断コンデ
ンサである。Ｃ１４〜Ｃ１７はバイパスコンデンサであ
る。
【０１１６】以上説明したように本実施形態では、３系
統に分けられた図８に示すケーブルモデム用チューナと
比較すると、ＶＨＦバンド系統では高周波増幅器７と混
合回路１３をＶＨＦハイバンド及びＶＨＦローバンドで
共通に使用して２系統で構成されているので上記従来の
ケーブルモデム用チューナ（図８参照）よりも回路の規
模が小さくなり、コストを約２０％低減する。高周波増
幅器６、７の個数が減少して２個となるため消費電力の
低減も可能となる。
【０１１７】（実施形態８）図１５は本発明の第８の実
施形態の回路図であり、図１３と対応する部分について
は同一符号を付し説明を省略する。尚、ＰＬＬ選局回路
４５（図１３参照）は図面を見やすくするために図１５
では図示されていない。本実施形態では入力選択回路１
８、１９をスイッチングダイオードで構成し、このスイ
ッチングダイオード（ＰＩＮダイオード）を後段の高周
波増幅器６、７と同様にＡＧＣ電圧で制御して、高周波
増幅回路６、７の非直線歪を改善するものである。
【０１１８】図１５において、ＵＨＦバンド系統にはス
イッチングダイオード１８、直流遮断コンデンサ４７、
高周波増幅入力同調回路３、高周波増幅器６、高周波増
幅出力同調回路２１、混合回路９、局部発振回路１０、
バイアス抵抗７５、８８、ＡＧＣバイアス抵抗８１、８
４及びＮＰＮトランジスタ７８が設けられている。
【０１１９】ＶＨＦバンド系統にはスイッチングダイオ
ード１９、直流遮断コンデンサ４８、高周波増幅入力同
調回路４、５、高周波増幅器７、高周波増幅出力同調回
路２２、２３、混合回路１３、局部発振回路１２、１
４、バイアス抵抗７７、９０、ＡＧＣバイアス抵抗８
３、８６及びＮＰＮトランジスタ８０が設けられてい
る。高周波増幅器６、７はデュアルゲート型ＭＯＳＦＥ
Ｔであり、第１のゲートには高周波増幅入力同調回路３
又は４、５より出力される信号が入力され、第２のゲー
トには抵抗８４又は８６を介してＡＧＣ端子９１より入
力される信号が入力される。
【０１２０】端子１に入力されたＣＡＴＶ信号は５〜４
６ＭＨｚの上り信号を除去するハイパスフィルタ２を通
過した後に直流遮断コンデンサ４６を経てＰＩＮダイオ
ード１８、１９に送られる。一般にＰＩＮダイオードは
アノードからカソードへの電流を制御することにより高
周波抵抗が変化する特性を有しており、アッテネータ回
路等に用いられている。
【０１２１】バイアス抵抗４２と、７５、７７によりＰ
ＩＮダイオード１８、１９にバイアスを供給し、その電
流をＮＰＮトランジスタ７８、８０で制御する。トラン
ジスタ７０、８０の各コレクタはそれぞれ電源端子９
２、９４に接続され、各エミッタよりＰＩＮダイオード
１８、１９にバイアスを供給する。トランジスタ７０、
８０の各ベースはＡＧＣ抵抗８１、８３を介してＡＧＣ
端子９１に接続されており、ＡＧＣ制御回路（図示せ
ず）よりＡＧＣ端子９１に供給されるＡＧＣ電圧により
バイアスを制御する。
【０１２２】したがって、ＵＨＦバンドとＶＨＦバンド
の選択は電源端子９２、９４に印加される電圧により行
われる。例えば、電源端子９２に電圧が印加され、電源
端子９４に電圧が印加されないようにすると、ＵＨＦバ
ンド系統の回路にＣＡＴＶ信号が導入され、一方、ＶＨ
Ｆバンド系統の回路にはＣＡＴＶ信号が導入されない。
逆に、電源端子９２に電圧が印加されず、電源端子９４
に電圧が印加されるようにすると、ＵＨＦバンド系統の
回路に信号が導入されず、ＶＨＦバンド系統の回路に信
号が導入される。このとき、上述のようにＶＨＦハイバ
ンドとＶＨＦローバンドの違いによりＣＰＵによりスイ
ッチングダイオード３１〜３３をＯＮ／ＯＦＦする。
【０１２３】ＣＡＴＶ信号は上記のようにＰＩＮダイオ
ード１８、１９により選択された後、直流遮断コンデン
サ４７、４８のいずれかを通過し、それぞれ高周波増幅
入力同調回路３又は４、５に供給される。高周波増幅入
力同調回路３又は４、５で希望信号に同調した各信号
は、高周波増幅器６又は７で増幅され、高周波増幅出力
同調回路２１又は２２、２３で再度同調を行う。混合回
路９又は１３と局部発振回路１０又は１２、１４で中間
周波信号に変換される。
【０１２４】ＶＨＦハイバンドのチャンネル受信時には
局部発振回路１２が動作状態となり、局部発振回路１４
はＯＦＦ状態となる。一方、ＶＨＦローバンドのチャン
ネル受信時には局部発振回路１２がＯＦＦ状態となり、
局部発振回路１４が動作状態となる。中間周波信号は中
間周波増幅回路４２で増幅され、ＳＡＷフィルタ４３を
通過し、中間周波増幅回路４４で増幅され、端子１５よ
り出力される。
【０１２５】本実施形態においては高周波増幅回路６、
７での歪を改善するため、ＰＩＮダイオード１８、１９
でのＡＧＣ動作を高周波増幅器６、７でのＡＧＣ動作よ
り早く動作するようにバイアスを設定する。これによ
り、強いレベルのＣＡＴＶ信号が入力されても、ＰＩＮ
ダイオード１８、１９で減衰されるので高周波増幅器
６、７に強いレベルの信号が入力されることがないので
歪みの発生が抑制される。
【０１２６】ＡＧＣのバイアスの設定はバイアス抵抗４
２、７５、７７によりＲＦ・ＡＧＣ動作開始点に設定す
る。次にＰＩＮダイオード１８、１９の利得減衰量に応
じて高周波増幅器６、７がＡＧＣ動作するようにバイア
ス抵抗８４、８８、８６、９０により第２ゲートに入力
されるＡＧＣ電圧を設定する。
【０１２７】例えばＣＡＴＶ信号の入力レベルが６０〜
９０ｄＢμに対してＲＦ・ＡＧＣが動作するように設定
するにはまず６０ｄＢμでＡＧＣ動作を開始するように
ＰＩＮダイオード１８、１９を設定し、次にＰＩＮダイ
オード１８、１９の利得減衰量を−１５ｄＢとした場
合、７５ｄＢμの入力レベルとなったときに高周波増幅
器６、７のＡＧＣ動作が開始するようにバイアス抵抗８
４、８８、８６、９０を定める。
【０１２８】（実施形態９）図１６は本発明の第９の実
施形態の回路図であり、図１３と対応する部分について
は同一符号を付し説明を省略する。尚、ＰＬＬ選局回路
４５（図１３参照）は図面を見やすくするために図１６
でも図示されていない。本実施形態ではＰＩＮダイオー
ド１８、１９をＡＧＣ制御せず、ＰＩＮダイオード１
８、１９の前段に設けられているＰＩＮアッテネータ回
路９５をＡＧＣ制御する。
【０１２９】ＰＩＮアッテネータ回路９５には各バンド
共通の電源端子９７よりＮＰＮトランジスタ９６を介し
てバイアスが供給される。トランジスタ９６のベースは
ＡＧＣ抵抗９８を介してＡＧＣ端子５３に接続され、コ
レクタは電源端子９７に接続される。トランジスタ９６
のエミッタよりＰＩＮアッテネータ回路９５にバイアス
が供給される。
【０１３０】ＰＩＮアッテネータ回路９５にはＰＩＮダ
イオードが設けられており、これに流れる電流を制御す
ることにより高周波抵抗が変化するので利得減衰量を制
御している。高周波増幅器６、７のＡＧＣバイアスは抵
抗８４、８８、８６、９０を用いて上述の第２の実施形
態の場合と同様に設定されている。これにより、本実施
形態でも上記第２の実施形態と同様に遅延ＡＧＣ動作を
行うことができる。尚、スイッチングダイオード１８を
ＯＮ状態とするには電源端子５０を電圧を印加してバイ
アス抵抗５５、９９に電流が流れるようにする。一方、
スイッチングダイオードをＯＮ状態とするには電源端子
５２に電圧を印加してバイアス抵抗５５、９９に電流が
流れるようにする。
【０１３１】（実施形態１０）図１７は本発明の第１０
の実施形態の回路図であり、図１３に対応する部分には
同一符号を付し説明を省略する。本実施形態は高周波増
幅入力同調回路の改良に係り、特にＵＨＦバンド系統で
の特性改善を図るものである。
【０１３２】図１７においてコンデンサ１３０とコイル
１３１は４００ＭＨｚを遮断周波数とするハイパスフィ
ルタを構成する。６１は前記ハイパスフィルタの後段に
設けられているインピーダンス整合用コイル、６４は同
調コイル、１３２、１３３は可変容量ダイオード、１３
４は容量変化比抑制コンデンサ、１３５、１３６はバイ
アス抵抗、１３９は直流遮断コンデンサ、１３７はバイ
アス抵抗、１３８はバイパスコンデンサである。
【０１３３】同調コイル６４、可変容量ダイオード１３
２及び容量変化比抑制コンデンサ１３４により同調回路
が構成されている。インピーダンス整合用コイル６１と
整合用可変容量ダイオード１３３は上記同調回路への整
合をとるために挿入されている。可変容量ダイオード１
３２、１３３への各バイアス電圧はそれぞれ同調電圧供
給用バイアス抵抗１３５、１３６を介して供給される。
高周波増幅器６のバイアスは、抵抗１３７とバイパスコ
ンデンサ１３８を介して供給される。尚、言うまでもな
く高周波増幅器６、７はＡＧＣ制御されるものであり、
入力選択回路１８、１９も例えば図１５に示すようにＡ
ＧＣ動作するように構成されるものである。
【０１３４】これにより、相互変調であるＣＳＯやＣＴ
Ｂが１５ｄＢ以上改善され、また、混変調歪が１０ｄＢ
以上改善される。また、同時にイメージ比及び局部発振
信号漏れにおいて選択度特性が改善され、電力利得や雑
音指数の劣化が少なくなる。
【０１３５】（実施形態１１）図１８は本発明の第１１
の実施形態の回路図であり、図１７に対応する部分には
同一符号を付し説明を省略する。本実施形態と上記第１
０の実施形態との相違点は図１８に示す同調用の可変容
量ダイオード１３２の代わりに同じ特性を有する可変容
量ダイオードを並列接続したものを逆向きに直列接続し
た可変容量ダイオード１５０を用いたところである。
【０１３６】図１８では１個の同調用コンデンサ１３２
でその機能を果たしているが、多波のＣＡＴＶ信号が７
５ｄＢμ以上の強入力となった場合、特に可変容量ダイ
オードに印加されるバイアスが浅い場合には大振幅モー
ドとなり検波作用を呈することがある。本実施形態では
可変容量ダイオードを直列に接続すると１個の可変容量
ダイオードの両端に加えられる信号レベルが１／２とな
ることに着目し、歪みの発生を低減しようとしている。
しかし、単に可変容量ダイオードを直列接続しただけで
は可変容量ダイオードの内部抵抗（直列抵抗）により、
共振回路としての実効Ｑが下がり選択度特性が劣化して
しまう。
【０１３７】そこで、本実施形態のように同一特性のダ
イオードを並列接続し、これを更に直列接続する。同一
特性のダイオードを並列接続することにより合成抵抗が
内部抵抗の１／２となり、且つ容量変化比は変更前と同
一となる。また、この方法により同調容量の最小値も変
更前と同じにすることができる。可変容量ダイオードの
特性を同一としたのは局部発振回路及び高周波増幅出力
同調回路とのトラッキングエラーを防ぐためである。
【０１３８】
【発明の効果】本発明は以上の構成であるので、請求項
１によれば、シングルコンバージョン方式の採用により
消費電力が少なくなり常時待機受信となるケーブルモデ
ムに適したチューナを提供することができる。また、ダ
ブルコンバージョン方式のように局部発振回路間の干渉
がないのでローカルスプリアス妨害の発生による通信エ
ラーが生ずることがなくシールド構造も簡略化できると
ともに回路素子間の空間距離を大きくする必要がなくな
り、小型軽量の装置を得ることができる。
【０１３９】また、入力回路に広帯域増幅回路を設けた
従来技術のように、歪を改善するため電力利得を低くす
る必要がなく、入力回路に同調回路を設けているので歪
の改善が容易で高利得にすることができ、結果的に低雑
音化を図ることができる。また、局部発振周波が受信周
波数より中間周波数分だけ高くすればよいので、フェイ
ズノイズやマイクロホニック雑音を改善でき、ビートの
劣化現象による通信エラーを低減することができる。
【０１４０】又、請求項２及び３によれば、請求項１で
得られる効果に加え、更に次の効果を得ることができ
る。高周波増幅回路が多波の強入力信号に対して歪が発
生しやすいデュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴで構成されて
いるが、入力選択回路或いはその前段に設けたアッテネ
ータ回路に、ＡＧＣ制御がかかるようになっているの
で、強入力のＣＡＴＶ信号を受信した場合でも上記デュ
アルゲート型ＭＯＳＦＥＴに入力レベルの高い強信号が
印加されることがなく、しかも、デュアルゲート型ＭＯ
ＳＦＥＴ自身にもＡＧＣ制御がかかっているので、強入
力信号での歪の発生を抑制することができる。
【０１４１】また、請求項２によれば、各バンドの入力
切り換えをＰＩＮダイオードで行っているので同時に利
得の可変を行わせることができる。この場合、利得の可
変減衰量は１５〜２０ｄＢ程度であり、デュアルゲート
型ＭＯＳの利得減衰量は４０ｄＢ程度であるので、全利
得可変減衰量は５５〜６０ｄＢに改善でき、強入力信号
に耐え得る低歪のチューナを得ることができる。
【０１４２】請求項４の構成によれば、受信信号を３系
統に分けてそれぞれ各系統における同調回路や高周波増
幅回路等により中間周波数の信号に変換される。
【０１４３】請求項５の構成によれば、スイッチング素
子を用いて第１及び第２の帯域を１つの系統で中間周波
数の信号に変換することができるので、回路規模が縮小
されてコストダウンとなる。また、高周波増幅回路を少
なくしているので消費電力を低減することもできる。
【０１４４】請求項６の構成によれば、高周波増幅入力
同調回路は、ハイパスフィルタ、同調コイルと可変容量
ダイオードより成る同調回路及び次段の高周波増幅回路
にバイアス電圧を印加するバイアス抵抗で構成される。
従って、請求項１による効果に加え次の効果を得ること
ができる。高周波チョークコイルを介してバイアス電圧
を供給するものに比べ、上記高周波チョークコイルと上
記高周波増幅回路の入力容量による共振回路が形成され
ることがないので、上記ハイパスフィルタの遮断周波数
との間で生ずる干渉による妨害信号の影響を回避するこ
とができる。その結果相互変調歪によるＣＳＯ，ＣＴＢ
及び混変調歪を改善することができ、選択度特性の改善
を図ることができる。
【０１４５】また、請求項７及び請求項９によれば、Ｕ
ＨＦバンド（Ｂ３バンド）及びＶＨＦハイバンド（Ｂ２
バンド）、ＶＨＦローバンド（Ｂ１バンド）における上
記高周波増幅入力同調回路において同調回路を構成する
可変容量ダイオードに代え、同一可変容量ダイオードが
並列接続されたものを、逆方向に直列接続した回路にす
るので、請求項１による効果に加え次の効果を得ること
ができる。強入力レベルのＣＡＴＶ信号を受信した場合
でも１個の可変容量ダイオードに印加される電圧レベル
が低くなり歪の発生を抑制することができる。
【０１４６】また、可変容量ダイオードが直列に接続さ
れているので、回路のインピーダンスを上昇させること
がなく、同調回路の実効Ｑを低下させることもない。そ
の結果、相互変調歪であるＣＳＯ、ＣＴＢおよび混変調
歪が改善され、イメージ比、局部発振信号漏れにおい
て、選択度特性が改善される。また、選択度特性の改善
による電力利得および雑音指数の劣化を抑制することが
できる。
【０１４７】請求項８によれば、ＶＨＦハイバンド及び
ＶＨＦローバンドの高周波増幅入力回路は第１及び第２
の共振回路より成る複同調型入力回路を形成し、可変容
量ダイオードで隣接する回路とのインピーダンス整合を
図り、しかも次段の高周波増幅器の入力端子に与えるバ
イアス電圧を抵抗結合で供給するようにしているので、
歪の少ない特に相互変調歪の改善された回路を提供する
ことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態のブロック図。
【図２】本発明の第２の実施形態の回路図。
【図３】本発明の第３の実施形態の回路図。
【図４】本発明の第４の実施形態の回路図。
【図５】本発明の第５の実施形態の回路図。
【図６】本発明の実施形態の特性図である。
【図７】従来例のブロック図。
【図８】本発明の他の実施形態の回路図。
【図９】図８の要部の回路図。
【図１０】本発明の第６の実施形態の回路図。
【図１１】本発明の第６の実施形態の特性図。
【図１２】本発明の他の実施形態の回路図。
【図１３】 本発明の第７の実施形態のブロック図。
【図１４】 その主要部の回路図。
【図１５】 本発明の第８の実施形態の回路図。
【図１６】 本発明の第９の実施形態の回路図。
【図１７】 本発明の第１０の実施形態の回路図。
【図１８】 本発明の第１１の実施形態の回路図。
【符号の説明】
２０ ハイパスフィルタ ２１、２２、２３ ＰＩＮダイオード ２４、２５、２６ 高周波増幅同調回路 ２７、２８、２９ 高周波増幅器 ３０、３１、３２ 高周波増幅出力同調回路 ３３、３４、３５ 混合回路 ３６、３７、３８ 局部発振回路 ３９、４１ 中間周波増幅回路 ４０ ＳＡＷフィルタ ５８ アップストリーム回路 ７５、７６、７７、１３５、１３６、１３７ バイア
ス抵抗 ７８、７９、８０、９６ インバータ ８１、８２、８３、８４、８５、８６ ＡＧＣ抵抗 ８８、８９、９０、９８ バイアス抵抗 １３０ コンデンサ １３１ コイル １３２、１３３、１３４ 可変容量ダイオード １３８、１９１、１９３ バイパスコンデンサ １３９、１７６、１７７、１７８、１７９ ＤＣカッ
トコンデンサ １５０、１６４、１６６ 可変容量ダイオード回路 １６０、１６１、１６２、１６３ 同調コイル

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＣＡＴＶ局への上り回線用のデータ信号
    を送出するためのアップストリーム回路と、上記上り回
    線用のデータ信号を除去するハイパスフィルタを介して
    導出した下り信号を受信するための次の構成を備えたこ
    とを特徴とするケーブルモデム用チューナ、 多波の入力受信信号を周波数帯域により少なくとも２系
    統に選択出力する選択回路、 上記選択回路で選択出力した各受信信号を各系統におい
    てそれぞれ所望の周波数に同調させる高周波増幅入力同
    調回路、 上記各高周波増幅入力同調回路の出力信号を各系統にお
    いてそれぞれ増幅する高周波増幅回路、 上記各高周波増幅回路の出力信号を各系統においてそれ
    ぞれ所望の周波数に同調させる高周波増幅出力同調回
    路、 上記各高周波増幅出力同調回路の出力を各系統において
    所望の中間周波数の信号に変換する周波数変換回路、 上記各周波数変換回路で周波数変換した受信信号を増幅
    する中間周波増幅回路。
  2. 【請求項２】 上記選択回路をＰＩＮダイオードで構成
    し、上記高周波増幅回路をデュアルゲート型ＭＯＳＦＥ
    Ｔで構成して、該デュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴの第１
    のゲートに上記受信信号を供給し、第２のゲートと、上
    記ＰＩＮダイオードに、上記高周波増幅回路とＰＩＮダ
    イオードをＡＧＣ制御するＡＧＣ制御電圧を供給するＡ
    ＧＣ制御回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載
    のケーブルモデム用チューナ。
  3. 【請求項３】 上記高周波増幅回路を、第１のゲートに
    上記受信信号が供給されるデュアルゲート型ＭＯＳＦＥ
    Ｔで構成し、上記選択回路の前段にアッテネータ回路を
    設け、上記デュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴの第２のゲー
    トと上記アッテネータ回路に、上記デュアルゲート型Ｍ
    ＯＳＦＥＴとアッテネータ回路をＡＧＣ制御するための
    ＡＧＣ制御電圧を供給するＡＧＣ制御回路を設けたこと
    を特徴とする請求項１に記載のケーブルモデム用チュー
    ナ。
  4. 【請求項４】 上記選択回路では前記受信信号を５０Ｍ
    Ｈｚ〜１７０ＭＨｚの第１の帯域と、１７０ＭＨｚ〜４
    ７０ＭＨｚの第２の帯域と、４７０ＭＨｚ〜８６０ＭＨ
    ｚの第３の帯域との３系統に選択出力することを特徴と
    する請求項１乃至請求項３に記載のいずれかにケーブル
    モデム用チューナ。
  5. 【請求項５】 上記選択回路では、前記受信信号を５０
    ＭＨｚ〜１７０ＭＨｚの第１の帯域と、１７０ＭＨｚ〜
    ４７０ＭＨｚの第２の帯域と、４７０ＭＨｚ〜８６０Ｍ
    Ｈｚの第３の帯域のうち、上記第１及び第２の帯域と、
    上記第３の帯域との２系統に選択出力し、前記第１及び
    第２の帯域の系統における上記高周波増幅入力同調回路
    及び上記高周波増幅出力同調回路ではスイッチング素子
    を用いて上記第１及び第２の帯域の違いで同調素子を変
    更するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項
    ３のいずれかに記載のケーブルモデム用チューナ。
  6. 【請求項６】 上記第３の帯域の系統の高周波増幅入力
    同調回路を、ハイパスフィルタと、同調コイル、可変容
    量ダイオード、該可変容量ダイオードへの同調電圧印加
    回路で構成した同調回路と、インピーダンス整合用可変
    ダイオードと、次段の高周波増幅回路に抵抗を介してバ
    イアス電圧を供給するバイアス回路で構成したことを特
    徴とする請求項４又は請求項５に記載のケーブルモデム
    用チューナ。
  7. 【請求項７】 上記同調回路を構成する可変容量ダイオ
    ードを、同一特性の可変容量ダイオードが並列接続され
    た回路を直列接続した構成にすることを特徴とする請求
    項６に記載のケーブルモデム用チューナ。
  8. 【請求項８】 上記第１及び第２の帯域の系統の各高周
    波増幅入力同調回路を第１の同調コイルと第１の可変容
    量ダイオードで構成した第１の共振回路と、上記第１の
    同調コイルに結合する第２の同調コイルと第２の可変容
    量ダイオードで構成した第２の共振回路と、上記第１及
    び第２の可変容量ダイオードに同調電圧を印加する同調
    電圧印加回路とを備えた複同調型入力回路と、隣接する
    回路とのインピーダンスの整合を行なうインピーダンス
    整合用可変容量ダイオードと、後段の高周波増幅回路に
    抵抗を介してバイアス電圧を印加するバイアス回路を設
    けたことを特徴とする請求項４に記載のケーブルモデム
    用チューナ。
  9. 【請求項９】 上記第１の可変容量ダイオードを実質的
    に同一特性の可変容量ダイオードが並列接続したものを
    直列接続した回路で構成することを特徴とする請求項８
    に記載のケーブルモデム用チューナ。
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