JP3719926B2 - デジタル信号受信用チューナ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はデジタル信号受信用チューナに関し、特に、デジタルテレビ放送信号を受信するデジタル信号受信用チューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ケーブルテレビの家庭への引込線を同軸ケーブルのままにしておき、幹線ネットワークを光ファイバ化したＨＦＣ（Hybrid Fiber Coax）導入計画が進められている。これは各家庭に数Ｍビット／秒の広帯域データ通信サービスを提供しようとしているためであり、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）では、帯域幅６ＭＨｚ，伝送速度３０Ｍビット／秒の高速データラインを作ることができる。これにケーブルモデムが使用される。そして、ケーブルテレビの空きチャネルを利用して４Ｍビット／秒〜２７Ｍビット／秒の高速データ通信を実現することができる。
【０００３】
一方、デジタルセットトップボックス（ＳＴＢ）と呼ばれるＣＡＴＶ用チューナがある。ケーブルモデムでは、ＣＡＴＶ局側から送られてくる下りのデータ信号をテレビジョンモニタに表示するものであるのに対して、ＳＴＢではＣＡＴＶ局側から送られてくるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調された下りのデータ信号をチューナから分岐し、ＣＰＵで処理してパーソナルコンピュータに出力できるようにしたものである。このため、ケーブルモデムでは、５４ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚ帯のＣＡＴＶの空きチャネルを利用して下りのデータ信号を送出しているのに対して、ＳＴＢでは別の帯域の７０ＭＨｚ〜１３０ＭＨｚの周波数が用いられる。
【０００４】
現在のアナログ地上波テレビジョン放送は、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯の両方を使って行なわれているが、１９９８〜２０００年にかけて世界的に３種類のデジタルテレビ放送が開始されている。我が国では、２００３年には地上波デジタル放送の本放送がＵＨＦ帯により開始される。ＳＴＢに対するデジタル放送の入力ストリームはほぼすべてＭＰＥＧ２が用いられる。地上放送用，衛星放送用，ケーブルテレビ放送用を問わず、デジタルＳＴＢの出力には、テレビジョン受像機が用いられる。このため、デジタルＳＴＢは大枠でとらえれば同じ構成がとられる。
【０００５】
ただし、フロントエンド回路やＣＡ（Conditional Access）方式，データ放送サービスの方式に依存するソフトウェア，外部の機器と接続するためのデジタルインタフェースなどがサービスの種類や事業者によって異なる。
【０００６】
図４は従来のケーブルモデムの概略ブロック図である。図４において、受信信号はＩＦフィルタであるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１に入力されて低域成分が除去され、入力切換回路２，１４，２２に与えられ、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDに切換えられる。ＨＰＦ１は５〜４２ＭＨｚでの減衰域，５４ＭＨｚ以上を通過域とする。HIGH BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID BANDは１７０〜４７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７０ＭＨｚの帯域であるが、これは一例であり、その範囲に限定されるものではない。
【０００７】
入力切換回路２，１４，２２は一般にはスイッチングダイオードによる切換回路あるいは帯域分割フィルタによる切換などがある。各バンドは各々受信チャネルに応じて動作状態となり、他のバンドは動作しないように構成されている。すなわち、たとえばHIGH BANDのチャネルの受信機にはＵＨＦ帯域が選択され、ＨＰＦ１，入力切換回路２，高周波増幅入力同調回路３，高周波増幅器４，高周波増幅出力同調回路５，混合回路６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷ（弾性表面波）フィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作し、それ以外のMID BAND （VHF HIGH BAND）である入力切換回路１４〜混合回路１８，局部発振回路１３、LOW BAND（VHF LOW BAND）である入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８は動作を停止する。
【０００８】
同様にして、MID BANDの受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路１４，高周波増幅入力同調回路１５，高周波増幅器１６，高周波増幅出力同調回路１７，混合回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路７，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８が動作を停止する。
【０００９】
LOW BAND受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路２２，高周波増幅入力同調回路２３、高周波増幅器２４，高周波増幅出力同調回路２５，混合回路２６，局部発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路７，入力切換回路１４〜混合回路１８，局部発振回路１３が動作を停止する。
【００１０】
この一連の動作は、図示しないＣＰＵからＰＬＬ選局回路２７に選局データが送出され、チャネル選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路が動作し、この回路によって各バンドの電源供給の切換が行なわれて各機能の動作制御が行なわれる。
【００１１】
次に、動作について説明する。受信信号が入力端子１１を介してＨＰＦ１を通過し、入力切換回路２，１４，２２によってバンドの切換が行なわれ、高周波増幅入力同調回路３，１５，２３によってチャネルの選局が行なわれる。次に、高周波増幅器４，１６，２４によって対応のチャネルの高周波信号が増幅され、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５によって各高周波信号が同調し、受信信号が導出される。
【００１２】
混合回路６，１８，２６と局部発振回路７，１３，８とによって対応の高周波増幅出力同調回路５，１７，２５から導出された高周波信号が中間周波数信号に周波数変換されてＩＦ増幅回路１９に与えられる。中間周波数信号はさらにＳＡＷフィルタ２５を通過した後、再度ＩＦ増幅回路２１によって増幅され、出力端子１２から出力される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
図４に示した従来のケーブルモデムは、高周波増幅入力同調回路３，１５，２３と、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５と、局部発振回路７，１３，８とでトラッキング調整を行なう必要がある。この調整は、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDのそれぞれについて行なう必要がある。
【００１４】
これらのトラッキング調整は、各高周波増幅入力同調回路５，１５，２３と、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５と、局部発振回路７，１３，８の共振インダクタに空芯コイルを用いて周波数を可変し、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDごとについて行なう必要があり、調整に要する時間が長くなり、作業コストが高くついてしまう。
【００１５】
また、局部発振回路７，１３，８に含まれている空芯コイルは接着剤によって基板などに固定されるが、固定されている状態を確認するために、ゴムハンマーにてチューナを軽くたたく打振が行なわれる。しかし、打振による空芯コイルの振動による周波数変化から発生するショックノイズや打振によるチップ型セラミックコンデンサから発生する圧電効果によるノイズが発生するという問題がある。
【００１６】
それゆえに、この発明の主たる目的は、トラッキング調整を不要にできかつノイズの発生を極力減らすことのできるデジタル信号受信用チューナを提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明は、複数の周波数帯域のデジタルの受信信号を受信するチューナであって、複数の周波数帯域の受信信号が入力される入力部と、位相同期結合ループを有し、選局データに応じた帯域切換え用の電圧を出力するとともに、各周波数帯域ごとの局部発振信号を出力する発振回路と、入力部から出力される受信信号を受け、それぞれ複数の周波数帯域に対応した複数系統のうち帯域切換え用の電圧に応じた系統に受信信号を選択的に出力する入力選択回路と、それぞれ複数系統に対応し、各々が固定インダクタを用いて構成される複数のバンドパスフィルタを含み、複数のバンドパスフィルタのうち帯域切換え用の電圧に応じたバンドパスフィルタを選択的に動作させて、入力部から出力される受信信号から対応する周波数帯域の受信信号を抽出する高周波増幅入力フィルタ回路と、高周波増幅入力フィルタ回路から出力される受信信号を高周波増幅する高周波増幅回路と、それぞれ複数系統に対応し、各々が固定インダクタを用いて構成される複数のバンドパスフィルタを含み、複数のバンドパスフィルタのうち帯域切換え用の電圧に応じたバンドパスフィルタを選択的に動作させて、高周波増幅回路から出力される高周波信号のうち所定の帯域の高周波信号を選択的に出力する高周波増幅出力フィルタ回路と、高周波増幅出力フィルタ回路で選択された高周波信号と発振回路からの局部発振信号とを混合して中間周波信号を出力する混合回路とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
これにより、従来のチューナの回路構成を大幅に変更することなく、トラッキング調整を不要にできる。しかも、トラッキング調整を行なう必要がないため空芯コイルからなる可変インダクタを用いることなく、フィルタ回路を構成する固定したインダクタを用いることが可能となる。
【００２０】
また、高周波増幅出力フィルタ回路は、複数のバンドパスフィルタに代わって複数のローパスフィルタを含むことを特徴とする。
【００２１】
さらに、発振回路は、各周波数帯域に対応して設けられて対応する局部発振信号を出力する電圧制御発振器と、各電圧制御発振器とともに位相同期結合ループを構成する位相同期結合回路とを含むことを特徴とする。このように各電圧制御発振器とフイルタ回路を独立に構成することにより、トラッキング調整を不要にできる。
【００２２】
さらに、位相同期結合回路は、ストロンチュームセラミックコンデンサからなるループフイルタを含むことを特徴とする。これにより、マイクロフォニックノイズを軽減できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
この図１に示した実施形態は、図４の高周波増幅入力同調回路３，１５，２３に代えて、高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０を用い、図４の高周波増幅出力同調回路５，１７，２５に代えて、高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０を用い、ＰＬＬ選局回路２７に代えてＰＬＬ選局回路２７０を用いるものであり、それ以外の構成は図４と同じである。
【００２４】
図４に示した各高周波同調回路３，１５，２３，５，１７，２５はトラッキング調整のために空芯コイルを適用し、インダクタを可変し、局部発振回路７，１３，８を構成するＶＣＯのローカル周波数調整を行ないかつ高周波増幅回路の同調回路であるインダクタを可変してトラッキング調整を行なっていた。
【００２５】
これに対して、図１に示した実施形態は、高周波増幅の同調回路をＢＰＦ３０，１５０，２３０，５０，１７０，２５０で構成することにより、局部発振回路７，１３，８のＶＣＯと各々独立しているためトラッキング調整を行なう必要がなく、可変インダクタを用いることなく、ＢＰＦのコイルを固定したインダクタとして用いることが可能となる。
【００２６】
また、高周波増幅入力ＢＰＦと高周波増幅出力ＢＰＦを用いることにより、振動によるショックノイズ対策としてコイルレスの効果が得られる。空芯コイルから固定のインダクタに変更することにより、振動による局部発振回路におけるＶＣＯの周波数変動の影響も軽減される。また、打振によるセラミックコンデンサの圧電歪み効果によるショックノイズ対策として、ＰＬＬループフィルタにストロンチウム系コンデンサを採用することにより、マイクロニックノイズの軽減が可能となる。
【００２７】
さらに、トラッキング調整の無調整化およびコイルレス化は経済性の面で低減が可能であり、特にチューナの製造コストに占める割合が高く効果が極めて大きくなる。
【００２８】
次に、動作について説明する。受信信号はＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路２，１４，２２に入り、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDの各回路に切換えられる。ＨＰＦ１は５〜４６ＭＨｚの減衰域，５４ＭＨｚ以上が通過域とするハイパスフィルタであり、HIGH BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID BANDは１７０〜４７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７０ＭＨｚの周波数範囲が定められるが、その範囲は特に限定されるものではない。
【００２９】
入力切換回路２，１４，２２は一般的なスイッチングダイオードによる切換方法あるいは帯域分割によるフィルタによる方法などが用いられる。この図１では、スイッチングダイオードによる方法が用いられる。各バンドが各々受信チャネルに応じて動作状態となり、他のバンドは動作しない機能となっている。
【００３０】
たとえば、HIGH BANDのチャネル受信時は、ＨＰＦ，入力切換回路２，高周波増幅入力ＢＰＦ３０，高周波増幅器４，高周波増幅出力ＢＰＦ５０，混合回路６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０の機能が動作状態となり、入力切換回路１４〜混合回路１８，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路１３，８が動作を停止する。
【００３１】
同様にして、MID BANDの受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路１４， 高周波増幅入力ＢＰＦ１５０，高周波増幅器１６，高周波増幅出力ＢＰＦ１７０，混合回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０が動作状態となり、その他の入力切換回路２〜混合回路６，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路７，８が動作を停止する。LOW BANDの受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路７，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８が動作を停止する。
【００３２】
この一連の動作は、図示しないＣＰＵよりＰＬＬ選局回路２７０に選局データとして送出され、チャネル選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路が動作し、この回路にて各バンドの電源供給の切換が行なわれて機能の動作制御が行なわれる。
【００３３】
次に、各バンドの動作状態について説明する。受信信号は、ＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路２，１４，２２に入りバンド切換が行なわれ、高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０にて帯域切換が行なわれる。次に、高周波増幅器４，１６，２４によって高周波信号が高周波増幅された後、高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０にて受信信号が導出される。混合回路６，１８，２６および局部発振回路７，８，１３によって高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０から導出された信号が周波数変換され、ＩＦ増幅回路１９に入り、ＳＡＷフィルタ２０を通過した後、再度ＩＦ増幅回路２１で増幅され、ＩＦ出力端子１２が導出される。これらの一連の動作は各ＵＨＦバンド，VHF HIGH BAND，VHF LOW
BANDにおいて共通である。
【００３４】
図１に示す高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０および高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０をＢＰＦとＬＰＦの合成、たとえば高周波増幅入力回路にＢＰＦを用い、高周波増幅出力回路にＬＰＦを用いるようにしてもよい。また、高周波増幅入力回路および出力回路に可変型イメージフィルタまたは可変型イメージトラップをＬＰＦまたはＢＰＦと合成した回路にて形成し、ＰＬＬループによって選局した回路構成も可能となる。
【００３５】
図２は、図１に示した局部発振回路とＰＬＬ選局回路の具体的な例を示す図である。図２において、局部発振回路７はＶＣＯ７１と差動回路７２とを含み、局部発振回路１３はＶＣＯ１３１と差動回路１３２とを含み、局部発振回路８はＶＣＯ８１と差動回路８２とを含む。各差動回路７２，１３２，８２は対応のＶＣＯ７１，１３１，８１の発振出力を取出して対応の混合回路６，１８，２６に局部発振信号を与える。
【００３６】
ＶＣＯ７１，１３１，８１には、それぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３と、帰還容量Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ５〜Ｃ８，Ｃ９〜Ｃ１２と、可変容量ダイオードＤ１，ＤＤ２，Ｄ３と、可変容量制御コンデンサＣ１３，Ｃ１４，Ｃ１５と、バイアス抵抗Ｒ１およびＲ２，Ｒ３およびＲ４，Ｒ５およびＲ６とが接続されている。
【００３７】
また、各ＶＣＯ７１，１３１，８１の出力は共通的にカウンタ２７１に与えられてカウンタ２７１により局部発振信号が計数され、その計数出力がコンパレータ２７２に与えられる。さらに、基準発振器２７３の発振出力がカウンタ２７４に与えられて計数され、その計数出力がコンパレータ２７２に与えられる。コンパレータ２７２はカウンタ２７１と２７４との計数出力を比較し、その比較出力をバッファアンプ２７５，２７６に与え、バッファアンプ２７６の出力はコンデンサＣ１６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ２０と抵抗Ｒ７，Ｒ１９からなるループフィルタによって直流電圧に変換されてＶＣＯ７１，１３１，８１にフィードバックされる。なお、ループフイルタを構成するコンデンサＣ１６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ２０には、マイクロフォニックノイズ対策としてストロンチュームセラミックコンデンサが用いられる。
【００３８】
このような構成は従来より知られたＰＬＬ回路の代表例であり、その動作については説明を省略する。
【００３９】
また、ＰＬＬ選局回路２７０には、レジスタ２８１とデコーダ２８２と電圧発生回路２８３が設けられている。レジスタ２８１にはＣＰＵから選局データが与えられ、その選局データがレジスタ２８１からデコーダ２８２に与えられてデコードされ、そのデコード出力に基づいて電圧発生回路２８３から各バンドに応じた電圧が出力される。この電圧により、ＶＣＯ７１への供給電圧Ｖ１，ＶＣＯ１３１への供給電圧Ｖ２，ＶＣＯ８１への供給電圧Ｖ３がそれぞれ切換えられる。また、これらのバンド切換え電圧が高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０と高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０とに与えられ、対応するバンド切り替え電圧に応じて、対応する回路が動作する。
【００４０】
図３は図１に示した高周波増幅入力ＢＰＦと高周波増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す回路図である。この図３においてはHIGH BANDの回路のみを示しているが、MID BANDおよびLOW BANDも同様にして構成される。
【００４１】
図３において、高周波増幅入力ＢＰＦ３０は、コンデンサＣ２１とインダクタＬ１１とＬ１２との直列回路と、インダクタＬ１１とＬ１２の直列接続に対してコンデンサＣ２２が並列接続され、インダクタＬ１１とＬ１２の接続点と接地間にインダクタＬ１３が接続され、インダクタＬ１２とコンデンサＣ２２の接続点と接地間にコンデンサＣ２３が接続されて構成されている。
【００４２】
高周波増幅出力ＢＰＦ５０は、インダクタＬ１４とＬ１５の一端同士が接続され、インダクタＬ１４の他端と接地間にコンデンサＣ２４が接続され、インダクタＬ１５の他端と接地間にコンデンサＣ２６が接続され、インダクタＬ１４とＬ１５の一端と接地間にはインダクタＬ１６とコンデンサＣ２５の直列回路が接続されて構成される。
【００４３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、高周波増幅回路の前段に高周波増幅入力フィルタ回路を備え、高周波増幅回路の出力側に高周波増幅出力フィルタ回路を設け、帯域切換用の電圧に応じてこれらの高周波増幅入力フィルタ回路と高周波増幅出力フィルタ回路とを動作させ、所望の帯域の高周波信号を選択的に出力するようにしたので、従来のようにトラッキング調整を不要にでき、トラッキング調整を行なう必要がないため可変インダクタを用いることなく、フィルタ回路を構成する固定したインダクタを用いることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施形態のデジタル信号受信用チューナのブロック図である。
【図２】 図１に示した局部発振回路とＰＬＬ選局回路の具体的な回路図である。
【図３】 図１に示した高周波増幅入力ＢＰＦと高周波増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す回路図である。
【図４】 従来のデジタル信号受信用チューナのブロック図である。
【符号の説明】
１ ＨＰＦ、２，１４，２２ 入力切換回路、３０，１５０，２３０ 高周波増幅入力ＢＰＦ、４，１６，２４ 高周波増幅器、５０，１７０，２５０ 高周波増幅出力ＢＰＦ、６，１８，２６ 混合回路、７，８，１３ 局部発振回路、１９，２１ ＩＦ増幅回路、２０ ＳＡＷフィルタ、２７０ ＰＬＬ選局回路、７１，８１，１３１ ＶＣＯ、７２，８２，１３２ 差動回路、２７１，２７４カウンタ、２７２ コンパレータ、２７３ 基準発振回路、２７５，２７６ バッファ、２８１ レジスタ、２８２ デコーダ、２８３ 電圧発生回路、Ｃ１〜Ｃ１２ 帰還容量、Ｄ１〜Ｄ３ 可変容量ダイオード、Ｃ１３〜Ｃ１５ 可変容量制御コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ６ バイアス抵抗、Ｃ１６〜Ｃ１８，Ｒ７，Ｒ１８，Ｒ１９ ループフィルタ。
【発明の属する技術分野】
この発明はデジタル信号受信用チューナに関し、特に、デジタルテレビ放送信号を受信するデジタル信号受信用チューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ケーブルテレビの家庭への引込線を同軸ケーブルのままにしておき、幹線ネットワークを光ファイバ化したＨＦＣ（Hybrid Fiber Coax）導入計画が進められている。これは各家庭に数Ｍビット／秒の広帯域データ通信サービスを提供しようとしているためであり、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）では、帯域幅６ＭＨｚ，伝送速度３０Ｍビット／秒の高速データラインを作ることができる。これにケーブルモデムが使用される。そして、ケーブルテレビの空きチャネルを利用して４Ｍビット／秒〜２７Ｍビット／秒の高速データ通信を実現することができる。
【０００３】
一方、デジタルセットトップボックス（ＳＴＢ）と呼ばれるＣＡＴＶ用チューナがある。ケーブルモデムでは、ＣＡＴＶ局側から送られてくる下りのデータ信号をテレビジョンモニタに表示するものであるのに対して、ＳＴＢではＣＡＴＶ局側から送られてくるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調された下りのデータ信号をチューナから分岐し、ＣＰＵで処理してパーソナルコンピュータに出力できるようにしたものである。このため、ケーブルモデムでは、５４ＭＨｚ〜８６０ＭＨｚ帯のＣＡＴＶの空きチャネルを利用して下りのデータ信号を送出しているのに対して、ＳＴＢでは別の帯域の７０ＭＨｚ〜１３０ＭＨｚの周波数が用いられる。
【０００４】
現在のアナログ地上波テレビジョン放送は、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯の両方を使って行なわれているが、１９９８〜２０００年にかけて世界的に３種類のデジタルテレビ放送が開始されている。我が国では、２００３年には地上波デジタル放送の本放送がＵＨＦ帯により開始される。ＳＴＢに対するデジタル放送の入力ストリームはほぼすべてＭＰＥＧ２が用いられる。地上放送用，衛星放送用，ケーブルテレビ放送用を問わず、デジタルＳＴＢの出力には、テレビジョン受像機が用いられる。このため、デジタルＳＴＢは大枠でとらえれば同じ構成がとられる。
【０００５】
ただし、フロントエンド回路やＣＡ（Conditional Access）方式，データ放送サービスの方式に依存するソフトウェア，外部の機器と接続するためのデジタルインタフェースなどがサービスの種類や事業者によって異なる。
【０００６】
図４は従来のケーブルモデムの概略ブロック図である。図４において、受信信号はＩＦフィルタであるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１に入力されて低域成分が除去され、入力切換回路２，１４，２２に与えられ、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDに切換えられる。ＨＰＦ１は５〜４２ＭＨｚでの減衰域，５４ＭＨｚ以上を通過域とする。HIGH BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID BANDは１７０〜４７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７０ＭＨｚの帯域であるが、これは一例であり、その範囲に限定されるものではない。
【０００７】
入力切換回路２，１４，２２は一般にはスイッチングダイオードによる切換回路あるいは帯域分割フィルタによる切換などがある。各バンドは各々受信チャネルに応じて動作状態となり、他のバンドは動作しないように構成されている。すなわち、たとえばHIGH BANDのチャネルの受信機にはＵＨＦ帯域が選択され、ＨＰＦ１，入力切換回路２，高周波増幅入力同調回路３，高周波増幅器４，高周波増幅出力同調回路５，混合回路６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷ（弾性表面波）フィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作し、それ以外のMID BAND （VHF HIGH BAND）である入力切換回路１４〜混合回路１８，局部発振回路１３、LOW BAND（VHF LOW BAND）である入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８は動作を停止する。
【０００８】
同様にして、MID BANDの受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路１４，高周波増幅入力同調回路１５，高周波増幅器１６，高周波増幅出力同調回路１７，混合回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路７，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８が動作を停止する。
【０００９】
LOW BAND受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路２２，高周波増幅入力同調回路２３、高周波増幅器２４，高周波増幅出力同調回路２５，混合回路２６，局部発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路７，入力切換回路１４〜混合回路１８，局部発振回路１３が動作を停止する。
【００１０】
この一連の動作は、図示しないＣＰＵからＰＬＬ選局回路２７に選局データが送出され、チャネル選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路が動作し、この回路によって各バンドの電源供給の切換が行なわれて各機能の動作制御が行なわれる。
【００１１】
次に、動作について説明する。受信信号が入力端子１１を介してＨＰＦ１を通過し、入力切換回路２，１４，２２によってバンドの切換が行なわれ、高周波増幅入力同調回路３，１５，２３によってチャネルの選局が行なわれる。次に、高周波増幅器４，１６，２４によって対応のチャネルの高周波信号が増幅され、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５によって各高周波信号が同調し、受信信号が導出される。
【００１２】
混合回路６，１８，２６と局部発振回路７，１３，８とによって対応の高周波増幅出力同調回路５，１７，２５から導出された高周波信号が中間周波数信号に周波数変換されてＩＦ増幅回路１９に与えられる。中間周波数信号はさらにＳＡＷフィルタ２５を通過した後、再度ＩＦ増幅回路２１によって増幅され、出力端子１２から出力される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
図４に示した従来のケーブルモデムは、高周波増幅入力同調回路３，１５，２３と、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５と、局部発振回路７，１３，８とでトラッキング調整を行なう必要がある。この調整は、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDのそれぞれについて行なう必要がある。
【００１４】
これらのトラッキング調整は、各高周波増幅入力同調回路５，１５，２３と、高周波増幅出力同調回路５，１７，２５と、局部発振回路７，１３，８の共振インダクタに空芯コイルを用いて周波数を可変し、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDごとについて行なう必要があり、調整に要する時間が長くなり、作業コストが高くついてしまう。
【００１５】
また、局部発振回路７，１３，８に含まれている空芯コイルは接着剤によって基板などに固定されるが、固定されている状態を確認するために、ゴムハンマーにてチューナを軽くたたく打振が行なわれる。しかし、打振による空芯コイルの振動による周波数変化から発生するショックノイズや打振によるチップ型セラミックコンデンサから発生する圧電効果によるノイズが発生するという問題がある。
【００１６】
それゆえに、この発明の主たる目的は、トラッキング調整を不要にできかつノイズの発生を極力減らすことのできるデジタル信号受信用チューナを提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明は、複数の周波数帯域のデジタルの受信信号を受信するチューナであって、複数の周波数帯域の受信信号が入力される入力部と、位相同期結合ループを有し、選局データに応じた帯域切換え用の電圧を出力するとともに、各周波数帯域ごとの局部発振信号を出力する発振回路と、入力部から出力される受信信号を受け、それぞれ複数の周波数帯域に対応した複数系統のうち帯域切換え用の電圧に応じた系統に受信信号を選択的に出力する入力選択回路と、それぞれ複数系統に対応し、各々が固定インダクタを用いて構成される複数のバンドパスフィルタを含み、複数のバンドパスフィルタのうち帯域切換え用の電圧に応じたバンドパスフィルタを選択的に動作させて、入力部から出力される受信信号から対応する周波数帯域の受信信号を抽出する高周波増幅入力フィルタ回路と、高周波増幅入力フィルタ回路から出力される受信信号を高周波増幅する高周波増幅回路と、それぞれ複数系統に対応し、各々が固定インダクタを用いて構成される複数のバンドパスフィルタを含み、複数のバンドパスフィルタのうち帯域切換え用の電圧に応じたバンドパスフィルタを選択的に動作させて、高周波増幅回路から出力される高周波信号のうち所定の帯域の高周波信号を選択的に出力する高周波増幅出力フィルタ回路と、高周波増幅出力フィルタ回路で選択された高周波信号と発振回路からの局部発振信号とを混合して中間周波信号を出力する混合回路とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
これにより、従来のチューナの回路構成を大幅に変更することなく、トラッキング調整を不要にできる。しかも、トラッキング調整を行なう必要がないため空芯コイルからなる可変インダクタを用いることなく、フィルタ回路を構成する固定したインダクタを用いることが可能となる。
【００２０】
また、高周波増幅出力フィルタ回路は、複数のバンドパスフィルタに代わって複数のローパスフィルタを含むことを特徴とする。
【００２１】
さらに、発振回路は、各周波数帯域に対応して設けられて対応する局部発振信号を出力する電圧制御発振器と、各電圧制御発振器とともに位相同期結合ループを構成する位相同期結合回路とを含むことを特徴とする。このように各電圧制御発振器とフイルタ回路を独立に構成することにより、トラッキング調整を不要にできる。
【００２２】
さらに、位相同期結合回路は、ストロンチュームセラミックコンデンサからなるループフイルタを含むことを特徴とする。これにより、マイクロフォニックノイズを軽減できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
この図１に示した実施形態は、図４の高周波増幅入力同調回路３，１５，２３に代えて、高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０を用い、図４の高周波増幅出力同調回路５，１７，２５に代えて、高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０を用い、ＰＬＬ選局回路２７に代えてＰＬＬ選局回路２７０を用いるものであり、それ以外の構成は図４と同じである。
【００２４】
図４に示した各高周波同調回路３，１５，２３，５，１７，２５はトラッキング調整のために空芯コイルを適用し、インダクタを可変し、局部発振回路７，１３，８を構成するＶＣＯのローカル周波数調整を行ないかつ高周波増幅回路の同調回路であるインダクタを可変してトラッキング調整を行なっていた。
【００２５】
これに対して、図１に示した実施形態は、高周波増幅の同調回路をＢＰＦ３０，１５０，２３０，５０，１７０，２５０で構成することにより、局部発振回路７，１３，８のＶＣＯと各々独立しているためトラッキング調整を行なう必要がなく、可変インダクタを用いることなく、ＢＰＦのコイルを固定したインダクタとして用いることが可能となる。
【００２６】
また、高周波増幅入力ＢＰＦと高周波増幅出力ＢＰＦを用いることにより、振動によるショックノイズ対策としてコイルレスの効果が得られる。空芯コイルから固定のインダクタに変更することにより、振動による局部発振回路におけるＶＣＯの周波数変動の影響も軽減される。また、打振によるセラミックコンデンサの圧電歪み効果によるショックノイズ対策として、ＰＬＬループフィルタにストロンチウム系コンデンサを採用することにより、マイクロニックノイズの軽減が可能となる。
【００２７】
さらに、トラッキング調整の無調整化およびコイルレス化は経済性の面で低減が可能であり、特にチューナの製造コストに占める割合が高く効果が極めて大きくなる。
【００２８】
次に、動作について説明する。受信信号はＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路２，１４，２２に入り、HIGH BAND，MID BAND，LOW BANDの各回路に切換えられる。ＨＰＦ１は５〜４６ＭＨｚの減衰域，５４ＭＨｚ以上が通過域とするハイパスフィルタであり、HIGH BANDは４７０〜８６０ＭＨｚ，MID BANDは１７０〜４７０ＭＨｚ，LOW BANDは５４〜１７０ＭＨｚの周波数範囲が定められるが、その範囲は特に限定されるものではない。
【００２９】
入力切換回路２，１４，２２は一般的なスイッチングダイオードによる切換方法あるいは帯域分割によるフィルタによる方法などが用いられる。この図１では、スイッチングダイオードによる方法が用いられる。各バンドが各々受信チャネルに応じて動作状態となり、他のバンドは動作しない機能となっている。
【００３０】
たとえば、HIGH BANDのチャネル受信時は、ＨＰＦ，入力切換回路２，高周波増幅入力ＢＰＦ３０，高周波増幅器４，高周波増幅出力ＢＰＦ５０，混合回路６，局部発振回路７，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０の機能が動作状態となり、入力切換回路１４〜混合回路１８，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路１３，８が動作を停止する。
【００３１】
同様にして、MID BANDの受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路１４， 高周波増幅入力ＢＰＦ１５０，高周波増幅器１６，高周波増幅出力ＢＰＦ１７０，混合回路１８，局部発振回路１３，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０が動作状態となり、その他の入力切換回路２〜混合回路６，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路７，８が動作を停止する。LOW BANDの受信時は、ＨＰＦ１，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８，ＩＦ増幅回路１９，ＳＡＷフィルタ２０，ＩＦ増幅回路２１およびＰＬＬ選局回路２７０が動作状態となり、入力切換回路２〜混合回路６，局部発振回路７，入力切換回路２２〜混合回路２６，局部発振回路８が動作を停止する。
【００３２】
この一連の動作は、図示しないＣＰＵよりＰＬＬ選局回路２７０に選局データとして送出され、チャネル選局と同時にバンド情報に応じてバンド切換回路が動作し、この回路にて各バンドの電源供給の切換が行なわれて機能の動作制御が行なわれる。
【００３３】
次に、各バンドの動作状態について説明する。受信信号は、ＨＰＦ１を通過した後、入力切換回路２，１４，２２に入りバンド切換が行なわれ、高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０にて帯域切換が行なわれる。次に、高周波増幅器４，１６，２４によって高周波信号が高周波増幅された後、高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０にて受信信号が導出される。混合回路６，１８，２６および局部発振回路７，８，１３によって高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０から導出された信号が周波数変換され、ＩＦ増幅回路１９に入り、ＳＡＷフィルタ２０を通過した後、再度ＩＦ増幅回路２１で増幅され、ＩＦ出力端子１２が導出される。これらの一連の動作は各ＵＨＦバンド，VHF HIGH BAND，VHF LOW
BANDにおいて共通である。
【００３４】
図１に示す高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０および高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０をＢＰＦとＬＰＦの合成、たとえば高周波増幅入力回路にＢＰＦを用い、高周波増幅出力回路にＬＰＦを用いるようにしてもよい。また、高周波増幅入力回路および出力回路に可変型イメージフィルタまたは可変型イメージトラップをＬＰＦまたはＢＰＦと合成した回路にて形成し、ＰＬＬループによって選局した回路構成も可能となる。
【００３５】
図２は、図１に示した局部発振回路とＰＬＬ選局回路の具体的な例を示す図である。図２において、局部発振回路７はＶＣＯ７１と差動回路７２とを含み、局部発振回路１３はＶＣＯ１３１と差動回路１３２とを含み、局部発振回路８はＶＣＯ８１と差動回路８２とを含む。各差動回路７２，１３２，８２は対応のＶＣＯ７１，１３１，８１の発振出力を取出して対応の混合回路６，１８，２６に局部発振信号を与える。
【００３６】
ＶＣＯ７１，１３１，８１には、それぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３と、帰還容量Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ５〜Ｃ８，Ｃ９〜Ｃ１２と、可変容量ダイオードＤ１，ＤＤ２，Ｄ３と、可変容量制御コンデンサＣ１３，Ｃ１４，Ｃ１５と、バイアス抵抗Ｒ１およびＲ２，Ｒ３およびＲ４，Ｒ５およびＲ６とが接続されている。
【００３７】
また、各ＶＣＯ７１，１３１，８１の出力は共通的にカウンタ２７１に与えられてカウンタ２７１により局部発振信号が計数され、その計数出力がコンパレータ２７２に与えられる。さらに、基準発振器２７３の発振出力がカウンタ２７４に与えられて計数され、その計数出力がコンパレータ２７２に与えられる。コンパレータ２７２はカウンタ２７１と２７４との計数出力を比較し、その比較出力をバッファアンプ２７５，２７６に与え、バッファアンプ２７６の出力はコンデンサＣ１６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ２０と抵抗Ｒ７，Ｒ１９からなるループフィルタによって直流電圧に変換されてＶＣＯ７１，１３１，８１にフィードバックされる。なお、ループフイルタを構成するコンデンサＣ１６，Ｃ１７，Ｃ１８，Ｃ２０には、マイクロフォニックノイズ対策としてストロンチュームセラミックコンデンサが用いられる。
【００３８】
このような構成は従来より知られたＰＬＬ回路の代表例であり、その動作については説明を省略する。
【００３９】
また、ＰＬＬ選局回路２７０には、レジスタ２８１とデコーダ２８２と電圧発生回路２８３が設けられている。レジスタ２８１にはＣＰＵから選局データが与えられ、その選局データがレジスタ２８１からデコーダ２８２に与えられてデコードされ、そのデコード出力に基づいて電圧発生回路２８３から各バンドに応じた電圧が出力される。この電圧により、ＶＣＯ７１への供給電圧Ｖ１，ＶＣＯ１３１への供給電圧Ｖ２，ＶＣＯ８１への供給電圧Ｖ３がそれぞれ切換えられる。また、これらのバンド切換え電圧が高周波増幅入力ＢＰＦ３０，１５０，２３０と高周波増幅出力ＢＰＦ５０，１７０，２５０とに与えられ、対応するバンド切り替え電圧に応じて、対応する回路が動作する。
【００４０】
図３は図１に示した高周波増幅入力ＢＰＦと高周波増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す回路図である。この図３においてはHIGH BANDの回路のみを示しているが、MID BANDおよびLOW BANDも同様にして構成される。
【００４１】
図３において、高周波増幅入力ＢＰＦ３０は、コンデンサＣ２１とインダクタＬ１１とＬ１２との直列回路と、インダクタＬ１１とＬ１２の直列接続に対してコンデンサＣ２２が並列接続され、インダクタＬ１１とＬ１２の接続点と接地間にインダクタＬ１３が接続され、インダクタＬ１２とコンデンサＣ２２の接続点と接地間にコンデンサＣ２３が接続されて構成されている。
【００４２】
高周波増幅出力ＢＰＦ５０は、インダクタＬ１４とＬ１５の一端同士が接続され、インダクタＬ１４の他端と接地間にコンデンサＣ２４が接続され、インダクタＬ１５の他端と接地間にコンデンサＣ２６が接続され、インダクタＬ１４とＬ１５の一端と接地間にはインダクタＬ１６とコンデンサＣ２５の直列回路が接続されて構成される。
【００４３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、高周波増幅回路の前段に高周波増幅入力フィルタ回路を備え、高周波増幅回路の出力側に高周波増幅出力フィルタ回路を設け、帯域切換用の電圧に応じてこれらの高周波増幅入力フィルタ回路と高周波増幅出力フィルタ回路とを動作させ、所望の帯域の高周波信号を選択的に出力するようにしたので、従来のようにトラッキング調整を不要にでき、トラッキング調整を行なう必要がないため可変インダクタを用いることなく、フィルタ回路を構成する固定したインダクタを用いることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施形態のデジタル信号受信用チューナのブロック図である。
【図２】 図１に示した局部発振回路とＰＬＬ選局回路の具体的な回路図である。
【図３】 図１に示した高周波増幅入力ＢＰＦと高周波増幅器と高周波増幅出力ＢＰＦの具体例を示す回路図である。
【図４】 従来のデジタル信号受信用チューナのブロック図である。
【符号の説明】
１ ＨＰＦ、２，１４，２２ 入力切換回路、３０，１５０，２３０ 高周波増幅入力ＢＰＦ、４，１６，２４ 高周波増幅器、５０，１７０，２５０ 高周波増幅出力ＢＰＦ、６，１８，２６ 混合回路、７，８，１３ 局部発振回路、１９，２１ ＩＦ増幅回路、２０ ＳＡＷフィルタ、２７０ ＰＬＬ選局回路、７１，８１，１３１ ＶＣＯ、７２，８２，１３２ 差動回路、２７１，２７４カウンタ、２７２ コンパレータ、２７３ 基準発振回路、２７５，２７６ バッファ、２８１ レジスタ、２８２ デコーダ、２８３ 電圧発生回路、Ｃ１〜Ｃ１２ 帰還容量、Ｄ１〜Ｄ３ 可変容量ダイオード、Ｃ１３〜Ｃ１５ 可変容量制御コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ６ バイアス抵抗、Ｃ１６〜Ｃ１８，Ｒ７，Ｒ１８，Ｒ１９ ループフィルタ。
Claims (4)
- 複数の周波数帯域のデジタルの受信信号を受信するチューナであって、
前記複数の周波数帯域の受信信号が入力される入力部と、
位相同期結合ループを有し、選局データに応じた帯域切換え用の電圧を出力するとともに、各周波数帯域ごとの局部発振信号を出力する発振回路と、
前記入力部から出力される受信信号を受け、それぞれ前記複数の周波数帯域に対応した複数系統のうち前記帯域切換え用の電圧に応じた系統に受信信号を選択的に出力する入力選択回路と、
それぞれ前記複数系統に対応し、各々が固定インダクタを用いて構成される複数のバンドパスフィルタを含み、複数のバンドパスフィルタのうち前記帯域切換え用の電圧に応じたバンドパスフィルタを選択的に動作させて、前記入力部から出力される受信信号から対応する周波数帯域の受信信号を抽出する高周波増幅入力フィルタ回路と、
前記高周波増幅入力フィルタ回路から出力される受信信号を高周波増幅する高周波増幅回路と、
それぞれ前記複数系統に対応し、各々が固定インダクタを用いて構成される複数のバンドパスフィルタを含み、複数のバンドパスフィルタのうち前記帯域切換え用の電圧に応じたバンドパスフィルタを選択的に動作させて、前記高周波増幅回路から出力される高周波信号のうち所定の帯域の高周波信号を選択的に出力する高周波増幅出力フィルタ回路と、
前記高周波増幅出力フィルタ回路で選択された高周波信号と前記発振回路からの局部発振信号とを混合して中間周波信号を出力する混合回路とを備えたことを特徴とする、デジタル信号受信用チューナ。 - 前記高周波増幅出力フィルタ回路は、前記複数のバンドパスフィルタに代わって複数のローパスフィルタを含むことを特徴とする、請求項１に記載のデジタル信号受信用チューナ。
- 前記発振回路は、
各周波数帯域に対応して設けられて対応する局部発振信号を出力する電圧制御発振器と、
各電圧制御発振器とともに位相同期結合ループを構成する位相同期結合回路とを含むことを特徴とする、請求項１に記載のデジタル信号受信用チューナ。 - 前記位相同期結合回路は、ストロンチュームセラミックコンデンサからなるループフィルタを含むことを特徴とする、請求項３に記載のデジタル信号受信用チューナ。
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