JP3583760B2 - Ｃａｔｖ受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＡＴＶ放送を受信可能なＣＡＴＶ受信装置に関し、特に局部発振信号のリークやリターンロスの悪化を抑制して高周波ユニットチューナの機器性能を向上させ且つ低コスト化を実現するのに好適のＣＡＴＶ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年のディジタル化、マルチメディア化に伴い、放送分野においては、現行の無線系の放送だけでなく、放送と通信の融合化がなされたケーブルテレビジョン放送（以下、ＣＡＴＶと称す）が注目されている。
【０００３】
ＣＡＴＶは、従来より有線系の放送形態として幅広く普及しており、最近ではＣＡＴＶ先進国の米国におけるＣＡＴＶの双方向サービス事業化の実現に伴い、我が日本においても、ＣＡＴＶの双方向サービスの事業化が進められている。
【０００４】
また、ＣＡＴＶでは、既存の地上波テレビ、ＢＳ／ＣＳ衛星テレビ等の再送信、自主番組等を都市でサービスする都市型ケーブルテレビの普及も目ざましく、またインターネットにＣＡＴＶにおけるケーブルテレビ網を利用したケーブルインターネットやケーブルカラオケ等の放送サービスシステムも強い人気がある。
【０００５】
ところで、アナログ方式またはディジタル方式のＣＡＴＶを受信可能なＣＡＴＶ受信装置には、ケーブルや電波等の伝送媒体を介して送信された送信信号から所望の伝送帯域の信号を受信するチューナが組み込まれており、このようなチューナは、通常、タブルスーパ方式と呼ばれ、２つの周波数変換器と２つの局部発振器を備えている。このようなダブルスーパ方式のＣＡＴＶチューナを図４に示す。
【０００６】
図４は従来のＣＡＴＶ受信装置を示し、ダブルスーパ方式のＣＡＴＶチューナの一例を示すブロック図である。
【０００７】
図４に示すように、ＣＡＴＶチューナには、入力信号を取り込むための入力端子１ａが設けられ、該入力端子１ａには、図示しないヘッドエンドと呼ばれるセンター設備により受信されるとともにケーブル等の伝送媒体を介して伝送された受信信号（ＲＦ信号）が供給されるようになっている。入力端子１ａを介して入力されたＲＦ信号は、ＬＰＦ，ＨＰＦ１によって所定周波数帯域のみを通過させた後に、ＡＧＣ回路２に供給される。
【０００８】
ＡＧＣ回路２は、図示しないＡＧＣ回路制御部からのＲＦＡＧＣ信号に基づいて、入力されたＲＦ信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つまり、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制する。
【０００９】
ＡＧＣ回路の出力信号は、アンプ３によって増幅された後、第１の混合器４に与える。第１の混合器４は、別に設けられた発振周波数が可変の第１の局部発振器（以下、ＬＯとして説明する場合もある）１３から供給される発振周波数と、供給されたＲＦ信号の周波数とを混合して二つの周波数差に等しいうなり周波数とするビート信号を生成して出力する。即ち、混合器４は第１の周波数変換部であって、前記第１の局部発振器１３からの発振周波数を用いることにより、アンプ３からの入力信号をアップコンバートして１ｓｔＩＦ信号（中間周波数信号）に変換してＨＰＦ５に与える。
【００１０】
ＨＰＦ５は入力された１ｓｔＩＦ信号の高域成分を通過させてＢＰＦ６に供給し、通過された高域成分の１ｓｔＩＦ信号はＢＰＦ６によって所定の帯域が制限されることでＣＡＴＶ１チャンネル相当の帯域の信号となる。その後、ＢＰＦ６の出力信号は、アンプ７によって増幅された後、第２の混合器８に与えられる。
【００１１】
第２の混合器８は、第２の周波数変換部であって、第２の局部発振器１５からの発振周波数を用いて、アンプ７からの入力信号をダウンコンバートして２ｎｄＩＦ信号（中間周波数信号）に変換してＬＰＦ９に与える。
【００１２】
ＬＰＦ９は、入力された２ｎｄＩＦ信号の低域成分を通過させてアンプ１０に供給する。アンプ１０は入力信号を増幅し、その後に増幅された信号はＢＰＦ１１に与えることにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ１２によって増幅された後に、図示しない信号処理部へと出力されるようになっている。
【００１３】
このような構成により、例えば一段目の第一周波数変換部によって入力周波数を高い周波数に変換することで、局部発振器の発振周波数を入力ＲＦの帯域外に設定することができ、また局部発振器の周波数変化比を小さくすることを可能にする。また、第一周波数変換部と第二周波数変換部との間にＢＰＦ６等の固定周波数フィルタ（帯域通過フィルタともいう）を設けて使用することにより、如何なる入力信号でもその出力波形を安定させることが可能となる。
【００１４】
ところで、最近のディジタル放送でのＣＡＴＶチューナの傾向として、夫々１つの周波数変換器及び局部発振器を備えて構成されるため低価格で有利な利点があることから、シングルコンバージョンタイプの使用が見直されている。一般に、現在使用されているシングルコンバージョンタイプのチューナとしては、テレビジョン受像機（以下、ＴＶと略記）に採用されているものが周知である。このようなシングルコンバージョンタイプのＴＶ用チューナの一例を図５に示す。
【００１５】
図５は従来のシングルコンバージョンタイプのＴＶ用チューナの構成例を示し、図５（ａ）はチューナの構成を示すブロック図、図５（ｂ）はチューナに用いられるＰＬＬ回路の具体な構成を示すブロック図である。尚、構成の説明は説明簡略化のために３バンドある内、１つのバンドについてのみ説明する。
【００１６】
図５（ａ）に示すように、ＴＶ用チューナには、入力信号を取り込むための入力端子１１ａが設けられ、該入力端子１１ａには、図示しない受信アンテナにより受信された受信信号（テレビジョン信号であり、以下、ＲＦ信号と称す）が供給されるようになっている。入力端子１１ａを介して入力されたＲＦ信号は、ＬＰＦ，ＨＰＦ１１によって所定周波数帯域のみを通過させた後に、スイッチ１２に供給される。
【００１７】
スイッチ１２は、入力されたＲＦ信号を夫々の周波数に合わせて３つに切り替えてそれぞれ対応する可変トラッキングフィルタ（１３、１９、２５）に出力する。例えばスイッチ１２によって入力端ｂに基づくバンドに切り替えたものとすると、入力されたＲＦ信号は、局部発振に同期した可変トラッキングフィルタ１９に供給され、該可変トラッキングフィルタ１９によって所定の帯域が制限されてアンプ（ＦＥＴ ＡＭＰ）２０に与えられる。
【００１８】
アンプ２０は、入力信号を図示しないＡＧＣ回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するようにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ２１に与える。トラッキングフィルタ２１は、さらに入力信号の帯域を制限して出力する。この出力信号は、その後アンプ２２によって増幅された後、混合器（周波数変換部）２３に与える。
【００１９】
混合器２３は、局部発振器２４からの発振周波数を用いて、アンプ２２からの入力信号をＩＦ信号（中間周波数信号）に変換して出力する。このＩＦ信号は、その後、ＢＰＦ（単同調フィルタ）３１に与えることにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ３２によって増幅された後に、出力端子３２ａを介して図示しない信号処理部へと出力される。
【００２０】
また、図中に示すＰＬＬ回路３４は、局部発振器１８、２４及び３０の発振周波数に基づいて制御信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器１８、２４及び３０に与えることにより、各発振器の発振周波数を制御するものである。
【００２１】
具体的には、図５（ｂ）に示すように、ＰＬＬ回路３４は、局部発振器１８、２４及び３０の何れかの発振器からの発振周波数ＬＯを検出し固定分周プリスケーラ３８で１／Ｎに分周した後に、更に可変分周器３７で１／Ｍに分周し、この分周した信号と高精度な固定発振器（図示せず）からの信号ＲＥＦを分周する固定分周器３５からの信号とを位相比較器３６によって位相比較を行い、該位相比較結果に基づいて制御電圧ＶＴを生成し、前記何れかの局部発振器の発振周波数を可変させる。つまり、ＰＬＬ回路３４を用いることで、局部発振器１８、２４及び３０の発振周波数を制御することが可能となる。
【００２２】
したがって、上記構成のシングルコンバージョンタイプのチューナであるＴＶ用チューナでは、ＰＬＬ回路３４には、固定分周のプリスケーラ３８が設けられているため、局部発振の選局ステップ幅と、ＰＬＬの比較周波数とは、夫々異なった値となっている。
【００２３】
ところで、上述した２種類のタイプのチューナを比較すると、次のような違いがある。例えば、現状のアナログ及びディジタル用ＣＡＴＶチューナのダブルコンバージョンタイプでは、周波数変換処理を２回行うために局部発振器を２つ有しているため、局部発振器が１つで且つＩＣ化の進んでいるシングルコンバージョンタイプのチューナと比べて、価格的に不利である。つまり、コストが高価となる不都合がある。
【００２４】
また、ダブルコンバージョンタイプのものは、２つの局部発振の周波数が１〜２ＧＨｚと高く可変幅も１ＧＨｚと広いため、電圧に対する周波数感度が高くなることから（ｅｘ．３５ＭＨｚ／Ｖ程度）、位相雑音が悪化する傾向がある。また、出力信号の位相雑音については、２つの局部発振器の位相雑音が加算されて出力されるため、局部発振器が１つしかなく、さらに周波数が１００〜９００ＭＨｚと低い（ｅｘ．１５ＭＨｚ／Ｖ程度）シングルコンバージョンタイプのものと比較すると不利である。
【００２５】
近年、実用化の進んでいるディジタル放送ＣＡＴＶ、特に大量のデータを高レートで伝送する多値ＱＡＭ伝送（２５６ＱＡＭ伝送）では、コンスタレーション（信号配置図）でのシンボルの間隔が狭く、つまりｅｙｅパターンが小さく位相雑音が悪いと、各シンボルが位相方向に広がりを持ってしまうため、結果としてコンスタレーションがぼやけて（ｅｙｅパターンがつぶれる）固定劣化増加の要因となる。
そこで、このような不都合を回避するために、局部発振器を１つしか持たないシングルコンバージョンタイプのチューナを用いて、位相雑音等の改善を図ることを考慮すると、上記の如くシングルコンバージョンタイプのチューナとしてＴＶ用チューナを参考にすることが考えられる。
【００２６】
ところが、従来のＴＶ用のチューナの構成では、混合器の入力発振周波数と入力信号とのアイソレーションが十分ではなく、また前段の２個のトラッキングフィルタでは、発振周波数の影響をなくすための処理が十分でない。さらに、アンプの出入力のアイソレーションが十分でないために、入力端子への発振周波数のリーク性能（以下、ＬＯリークと称す）が不十分であったり、あるいは可変なフィルタにより帯域外のリターンロスが全反射に近い状態になってしまうため、全帯域でのリターンロス性能が不十分だったりと、ＣＡＴＶに必要な性能レベルまで達していない場合もある。このため、伝送ケーブルを介して接続されている加入者に対して妨害を与えてしまい、結果として画像の劣化に起因するという不都合が発生する場合も考えられ、そのままの状態では使用することが不可能である。
【００２７】
一方、シングルコンバージョンタイプのチューナでは、上述したようにＰＬＬ回路にＬＯ用の固定分周プリスケーラが設けられているため、局部発振の選局ステップ幅（ステップ周波数）と、ＰＬＬの比較周波数は異なった値をとっている。例えば、現状では４ＭＨｚのリファレンス信号を５１２分周して７．８１２５ＫＨｚの比較周波数でＰＬＬを動作させているが、ＬＯ用の固定分周を１／８にすると、ＬＯの選局ステップ幅は、６２．５ＫＨｚになる。つまり、現状のチューナでは、比較周波数が選局ステップ幅の１／（固定分周）となり、数ＫＨｚと小さくなるとともに、ＰＬＬの揺らぎがＬＯ用固定分周器のために固定分周倍されるため、キャリアにＦＭのかかったような状態となってしまい、このため、１ＫＨｚ程度の低域オフセットでの低位相雑音は、実現が困難で固定劣化増加要因の１つになっている。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
上記の如く、従来のＣＡＴＶ受信装置では、ダブルコンバージョンタイプのチューナのものを用いたとすると、シングルコンバージョンタイプのチューナよりも高価となり、局部発振周波数に起因する位相雑音も悪化してしまう。このような不都合を回避するためにシングルコンバージョンタイプのものを用いることが最適であるが、しかし、そのままの状態でＣＡＴＶの受信信号を選局すると、アイソレーションが不十分であることからＬＯリークやリターンロス等に不都合が生じてしまい、その結果、伝送ケーブルに接続される他の加入者に対して、ゴーストやちらつき等が発生し、画像の劣化に起因してしまうという問題点があった。
【００２９】
そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、低域オフセットの位相雑音及びＬＯリークやリターンロス等を改善して高性能化を可能にするとともに、低コスト化を実現することのできるＣＡＴＶ受信装置の提供を目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＣＡＴＶ受信装置は、高周波信号が入力される入力端子と、
前記入力端子に接続され、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタで構成した広帯域フィルタ回路と、
前記広帯域フィルタ回路を通過した高周波信号を複数のバンド毎に切換えて出力するためのバンド切換えスイッチを有し、かつ前記バンド切換えスイッチからの高周波信号がそれぞれ入力され、入力された高周波信号のうち１つのチャンネルの高周波信号を選択する通過帯域可変のフィルタと、この通過帯域可変のフィルタからの高周波信号を入力し単一の中間周波数信号に変換して出力する周波数変換手段とが、複数のバンド毎に設けられたシングルコンバージョンタイプのチューナと、
入力と出力を有し、入力が前記広帯域フィルタ回路の出力端に接続され、出力が前記バンド切換えスイッチの入力端に接続された各バンドに共通の付加回路とを備え、
前記付加回路は、前記入力端子と前記チューナとのアイソレーションのため、前記広帯域フィルタ回路の出力端に接続した利得制御回路と、この利得制御回路の出力に直列に接続した増幅回路とを有し、受信した複数チャンネルの高周波信号をそれぞれ前記チューナへ通過させるとともに、前記通過帯域可変のフィルタの通過帯域外の高周波信号及び前記選択された高周波信号を中間周波数信号に変換する際に前記チューナによって発生するリーク信号が前記入力へ通り抜けるのを抑制することを特徴とする。
【００３１】
本発明によれば、シングルコンバージョンタイプのチューナの前段に、入力と出力を有し出力が前記チューナの入力端に接続された付加回路を設け、さらに、前記付加回路の前段にハイパスフィルタ及びローパスフィルタで構成した広帯域フィルタ回路を設け、前記付加回路には、前記入力に接続した利得制御回路と、これに直列に接続し、出力側から入力側へ高周波信号の通り抜けを抑制する増幅回路を設けたので、チューナ内の高周波信号選択用の通過帯域可変のフィルタにて発生する通過帯域外の高周波信号、及び前記選択された高周波信号を周波数変換する際に前記チューナにて発生するリーク信号が、前記付加回路の入力側へ通り抜けるのを抑制でき、局部発振のリークやリターンロスを抑制できる。
【００３２】
前記広帯域フィルタ回路の入力はケーブルに接続され、前記付加回路は、前記通過帯域外の高周波信号及び前記チューナによって発生したリーク信号が、前記ケーブルに接続された他の加入者用受信装置に伝送されるのを抑制することもできる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
実施形態例について図面を参照して説明する。
【００３７】
図１は本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の一実施形態例を示すブロック図である。
【００３８】
図１に示すように、本発明に係るＣＡＴＶ受信装置（ＣＡＴＶ用チューナとして説明する場合もある）１０１は、位相雑音を改善するために、従来技術で説明した如く局部発振器を１つしか持たないことで位相雑音の改善が可能なシングルコンバージョンタイプのものを採用して構成されている。つまり、ＴＶ用チューナに近似する回路構成となる。しかし、ＴＶ用チューナをそのままの状態でＣＡＴＶ用チューナとして用いると、ＬＯリークやリターンロス等に起因する問題や低域オフセットでの位相雑音等の問題も発生する場合がある。そこで、本発明に係るＣＡＴＶ受信装置では、上記課題を解決するための手段が設けられている。これらの手段を採用した具体的な回路構成を次に示す。
【００３９】
図中に示すように、ＣＡＴＶチューナ１０１には、入力信号を取り込むための入力端子４１ａが設けられ、該入力端子４１ａには、図示しないヘッドエンドと呼ばれるセンター設備により受信されるとともにケーブル等の伝送媒体を介して伝送された受信信号（ＲＦ信号）が供給されるようになっている。入力端子４１ａを介して入力されたＲＦ信号は、ＨＰＦ，ＬＰＦ４１に供給される。
【００４０】
ＨＰＦ，ＬＰＦ４１は、入力ＲＦ信号に広帯域のフィルタ処理を施して出力する。このＨＰＦ，ＬＰＦ４１の出力は、その後、本実施形態例で新たに設けられた付加回路としてのＡＧＣ回路７０に供給される。
【００４１】
付加回路は、例えば前記入力端子４１ａと後述するチューナ主要部との間に配置され、その構成はＡＧＣ回路７０、アンプ８０、ＬＰＦ９０が順に前記入力端子４１ａに接続された構成となっている。
【００４２】
ＡＧＣ回路７０は、図示しないＡＧＣ回路制御部からのＲＦＡＧＣ信号に基づいて、入力されたＲＦ信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つまり、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制する。
【００４３】
ＡＧＣ回路７０の出力信号は、アンプ８０によって増幅された後、ＬＰＦ９０に与えられる。ＬＰＦ９０は入力信号の低域の周波数成分を通過させて、従来同様に動作するバンド切換え用のスイッチ４２の入力端に供給する。即ち、スイッチ４２以降のチューナ主要部に与える入力信号を付加回路の出力ＲＦ信号とすることにより、後段の混合器（図中にはＭＩＸと記載）４７、５３、５９における入力のアイソレーションを改善させることが可能となる。また、ＡＧＣ回路７０及びアンプ８０は、スイッチ４２の前段に設けているため、各バンドに共通に利用できるから、各バンド毎に設ける必要はない。
【００４４】
スイッチ４２は、入力されたＲＦ信号を夫々の周波数に合わせて３つに切り替えてそれぞれ対応する可変トランッキングフィルタ（４３、４９、５５）に出力する。例えばスイッチ４２によって入力端ｂに基づくバンドに切り替えたものとすると、入力されたＲＦ信号は、局部発振器５４を制御する制御電圧（同調電圧Ｖｔ）によって周波数通過帯域が調整される可変トラッキングフィルタ４９に供給され、該トラッキングフィルタ４９によって所定の帯域が制限されてアンプ（ＦＥＴ ＡＭＰ）５０に与えられる。
【００４５】
アンプ５０は、入力信号を図示しないＡＧＣ回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するようにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ５１に与える。可変トラッキングフィルタ５１は、上記可変トラッキングフィルタ４９と同様に局部発振器５４を制御する制御電圧（同調電圧Ｖｔ）によって周波数通過帯域が調整されるようになっており、入力信号の帯域をさらに制限して出力する。この出力信号は、その後アンプ５２によって増幅された後、混合器（周波数変換部）５３に与えられる。
【００４６】
混合器５３は、局部発振器５４からの発振周波数を用いて、アンプ５２からの入力信号をＩＦ信号（中間周波数信号）に変換して出力する。このＩＦ信号は、その後、ＢＰＦ（単同調フィルタ）６１に与えることにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ６２によって増幅された後に、出力端子６２ａを介して図示しない信号処理部へと出力される。
【００４７】
また、その他のバンド、即ちスイッチ４２により入力端ａ、入力端ｃに基づくバンドに切り替えられた場合にも、上述したバンドのときとほぼ同様に動作して、混合器４７または混合器５９の出力ＩＦ信号がＢＰＦ６１、アンプ６２を介して出力端子６２ａから出力されるようなっている。
【００４８】
このような構成によれば、ダブルコンバージョンタイプよりも高域オフセットでの位相雑音を効果的に軽減させることが可能となり、ディジタル伝送、特に２５６ＱＡＭのような多値ＱＡＭにおいて、固定劣化の増加を抑制させることが可能となる。
【００４９】
また、上記の如く、ＡＧＣ回路７０、アンプ８０及びＬＰＦ９０の付加回路ブロックを可変トラッキングフィルタ４３、４９、５５の前段に設けることにより、各混合器における入力アイソレーションを改善することができるため、結果としてＬＯリークの発生を抑制することが可能となる。換言すれば、可変トラッキングフィルタの前段に（即ち、入力端子と可変トラッキングフィルタの間に）、前記付加回路ブロックを設けることにより、可変トラッキングフィルタにて選択された高周波信号を周波数変換する際にチューナ内の局部発振によって発生するリーク信号が入力端子側へ通り抜けるのを抑制することができる。また、リターンロスについても、従来のＴＶ用チューナのように受信チャンネルのみが良好でその他は全反射に近い状態でなく、付加回路ブロックを設けることにより、入力端子における可変トラッキングフィルタの影響を軽減させることができることから、全帯域において良好なリターンロス性能を得ることが可能となる。換言すれば、可変トラッキングフィルタの前段に（即ち、入力端子と可変トラッキングフィルタの間に）、前記付加回路ブロックを設けることにより、可変トラッキングフィルタによる帯域制限に起因したフィルタ通過帯域外の高周波信号が該フィルタにて反射して入力端子側へ通り抜けるのを抑制することができ、リターンロスを改善できる。
【００５０】
一方、図中に示すＰＬＬ回路６４は、局部発振器４８、５４及び６０の発振周波数に基づいて制御信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器４８、５４及び６０に与えることにより、各発振器の発振周波数を制御する。
【００５１】
また、本実施形態例における上記ＰＬＬ回路６４は、局部発振周波数の低域オフセットの位相雑音を低減するために工夫が為されている。
【００５２】
例えば、ＰＬＬ回路６４は、図２に示すように、リファレンス信号（ＲＥＦ）を分周する固定分周器６５と、局部発振周波数（ＬＯ）を分周する可変分周器６７と、固定分周器６５の出力と可変分周器６７の出力を位相比較する位相比較器６６を有し、位相比較出力ＶＴによって局部発振周波数を制御するようにしている。つまり従来用いられていた固定分周プリスケーラ３８（図５（ｂ）参照）を削除した構成となっている。該固定分周プリスケーラを削除することにより、ＰＬＬの比較周波数をＬＯ（局部発振器）のステップ周波数と同一にするようにしている。
【００５３】
したがって、本実施形態例におけるＰＬＬ回路６４では、図２に示すように局部発振器４８、５４及び６０の何れかの発振器からの発振周波数を可変分周器６７により（１／Ｎ）／（１／Ｎ＋１）で分周し、この分周した信号と高精度な固定発振器（図示せず）からの信号（ＲＥＦ）を固定分周器６５で分周した信号とを位相比較器６６によって位相比較を行い、該位相比較結果の制御電圧ＶＴによって局部発振器の発振周波数を可変させる。このように、ＰＬＬ回路６４は、局部発振器４８、５４及び６０の発振周波数を制御するようになっている。
【００５４】
これにより、ディジタル伝送でのシングルコンバージョンタイプのチューナにおいて、低域オフセットでの位相雑音の発生に起因したＰＬＬ回路の固定分周プリスケーラを削除する代わりに可変分周器６７を用いて分周することで、ＰＬＬの比較周波数と局部発振の選局ステップ幅とを合わせることが可能となり、結果として上記低域オフセットでの位相雑音を低減させることも可能となる。
【００５５】
尚、上記ＰＬＬ回路６４は、従来技術（図５）に示す固定分周プリスケーラを含む通常のＰＬＬ回路構成を採用して図１に示すＣＡＴＶ受信装置を構成しても良いが、図２に示すＰＬＬ回路６４を採用して構成した方がさらに効果的に固定劣化の改善を図ることができる。
【００５６】
図３は本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の他の実施形態例を示し、該受信装置の応用例を示すブロック図で、図３（ａ）はＩＦ信号復調タイプのものであり、図３（ｂ）はＩ，Ｑ信号復調タイプのものが示されている。尚、図３に示すチューナ１０１は、図１に示すチューナと同様な構成要件で構成されたものが用いられているものとする。
【００５７】
本実施形態例では、図１に示すＣＡＴＶ受信装置の後段に、さらに付加回路群を付加することにより、２種類の異なる復調処理の可能なＣＡＴＶチューナ、即ち、ＩＦ出力タイプのものと、Ｉ，Ｑ出力タイプのものをそれぞれ構成することが可能となる。
【００５８】
具体的には、図３（ａ）に示すように、ＩＦ出力タイプのチューナは、図１に示すＣＡＴＶ用チューナ１０１の出力端子６２ａからの出力ＩＦ信号を入力するＢＰＦ１０２を備える。ＢＰＦ１０２は、入力ＩＦ信号の所定帯域を制限して、アンプ１０３に供給する。アンプ１０３は、ＢＰＦ１０２の出力信号を増幅して、さらに設けられた混合器（図中にはＭＩＸと記載）１０４に供給する。
【００５９】
混合器１０４は、局部発振器１０７の局部発振周波数とアンプ１０３からの出力信号とを混合することで、入力ＩＦ信号をさらにダウンコンバートして出力する。このとき、図示しないＡ／Ｄコンバータ（該受信装置に接続されるＡ／Ｄ変換器）が直接動作するＩＦ信号の周波数までダウンコンバートする。
【００６０】
混合器１０４によってさらに周波数変換されたＩＦ信号は、ＬＰＦ１０５によって信号の低域成分のみが通過され、その後、アンプ１０６によって増幅された後、図示しない信号処理部へと出力される。このように、さらにダウンコンバートして復調することにより、図示しない信号処理部に与えるＩＦ信号を得ることが可能となる。
【００６１】
一方、もう一つのＩ，Ｑ出力タイプのチューナは、図３（ｂ）に示すように、上記同様図１に示すＣＡＴＶ用チューナ１０１の出力端子６２ａからの出力ＩＦ信号を入力するＢＰＦ１０２を備える。ＢＰＦ１０２は、入力ＩＦ信号の所定帯域を制限して、アンプ１０３に供給する。アンプ１０３は、ＢＰＦ１０２の出力信号を増幅して、それぞれ周波数に応じて入力ＩＦ信号を分配する分配器１０８に供給する。
【００６２】
分配器１０８は、入力ＩＦ信号を周波数に応じて分配し、一方を混合器１０９に、もう一方は他の混合器１１２に出力する。これらの混合器１０９、１１２には、局部発振器１１７からの局部発振周波数の位相がそれぞれ設けられた移相器１１５によって９０度位相がずらされた局部発振周波数信号がそれぞれ供給されるようになっている。
【００６３】
これらの混合器１０９、１１２は、それぞれ入力されたＩＦ信号と、それぞれ位相が異なる局部発振周波数信号とを混合して周波数変換し、得られたＩＦ信号を、接続されるＬＰＦ１１０、１１３にそれぞれ供給する。その後、各ＬＰＦ１１０、１１３によってそれぞれ入力信号の低域成分が通過された後、アンプ１１１、１１４によってそれぞれ増幅されて各出力端子１１１ａ、１１４ａより、図示しない信号処理回路へと供給される。このように復調処理を行うことにより、９０度位相が異なるＩ信号及びＱ信号を得ることが可能となる。
【００６４】
したがって、本実施形態例によれば、図１に示す前記実施形態例と同様の効果を得ることができる他、異なる復調処理を行う２種類のタイプ別チューナを構成することが可能となり、簡単な回路構成で高性能なＣＡＴＶ用チューナの実現を図ることができる。
【００６５】
尚、本発明に係る実施形態例においては、図１に示すチューナ構成において、３バンドに切換可能な３バンド方式のものについて説明したが、これに限定されることはなく、例えば最近実用化されている２画面表示可能なＴＶ用チューナのように２バンド方式として構成するようにしても良い。このような場合でも、本実施形態例と同様の効果を得ることが可能となる。
【００６６】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、利得制御回路と増幅回路の直列回路を含んで構成される付加回路を、通過帯域可変のフィルタの前段におけるバンド切換え用のスイッチの前に設けることにより、簡単な構成で混合器の入力のアイソレーションを改善することができるため、ＬＯリークやリターンロス等に起因する影響を低減することができるとともに、位相雑音を抑制することが可能となり、高性能化及び低コスト化に寄与する。これにより、伝送ケーブルを介して接続された他の加入者に対する画像劣化を防止することができる。また、ＰＬＬ回路にて、ＰＬＬ比較周波数と局部発振周波数の選局ステップ幅との値を一致させるように位相比較を行わせることにより、局部発振周波数の低域オフセットでの位相雑音を低減して、固定劣化の改善を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の一実施形態例を示すブロック構成図。
【図２】図１のＰＬＬ回路の構成を示すブロック図。
【図３】他の実施形態例を示すブロック図。
【図４】従来のタブルコンバージョンタイプのチューナの一例を示すブロック図。
【図５】従来のシングルコンバージョンタイプのチューナの一例を示すブロック図。
【符号の説明】
４１ａ…入力端子、４２…スイッチ、
４３、４５、４９、５１、５５、５７…可変トラッキングフィルタ、
４４、５０、５６…アンプ（ＦＥＴ ＡＭＰ）、
４７、５３、５９…混合器（ＭＩＸ）、
４８、５４、５９…局部発振器（ＬＯ）、６１…ＢＰＦ、
６４…ＰＬＬ回路、６２ａ…出力端子。

Claims (2)

1. 高周波信号が入力される入力端子と、
   前記入力端子に接続され、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタで構成した広帯域フィルタ回路と、
   前記広帯域フィルタ回路を通過した高周波信号を複数のバンド毎に切換えて出力するためのバンド切換えスイッチを有し、かつ前記バンド切換えスイッチからの高周波信号がそれぞれ入力され、入力された高周波信号のうち１つのチャンネルの高周波信号を選択する通過帯域可変のフィルタと、この通過帯域可変のフィルタからの高周波信号を入力し単一の中間周波数信号に変換して出力する周波数変換手段とが、複数のバンド毎に設けられたシングルコンバージョンタイプのチューナと、
   入力と出力を有し、入力が前記広帯域フィルタ回路の出力端に接続され、出力が前記バンド切換えスイッチの入力端に接続された各バンドに共通の付加回路とを備え、
   前記付加回路は、前記入力端子と前記チューナとのアイソレーションのため、前記広帯域フィルタ回路の出力端に接続した利得制御回路と、この利得制御回路の出力に直列に接続した増幅回路とを有し、受信した複数チャンネルの高周波信号をそれぞれ前記チューナへ通過させるとともに、前記通過帯域可変のフィルタの通過帯域外の高周波信号及び前記選択された高周波信号を中間周波数信号に変換する際に前記チューナによって発生するリーク信号が前記入力へ通り抜けるのを抑制することを特徴とするＣＡＴＶ受信装置。
2. 前記広帯域フィルタの入力はケーブルに接続され、前記付加回路は、前記通過帯域外の高周波信号及び前記チューナによって発生したリーク信号が、前記ケーブルに接続された他の加入者用受信装置に伝送されるのを抑制することを特徴とする請求項１記載のＣＡＴＶ受信装置。

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