JP2002290253A - Ｃａｔｖ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低域オフセットの位相雑音及びＬＯリークや
リターンロス等を改善して高性能化を可能にするととも
に、低コスト化を図る。 【解決手段】 ＣＡＴＶ用チューナ１０１の基本的な構
成は位相雑音の低減のため、１つの局部発振器及び１つ
の混合器等を有するシングルコンバージョンタイプ方式
を採用して構成する。この場合、ＨＰＦ，ＬＰＦ４１と
可変トラッキングフィルタ（４３、４９、５５）の前段
のスイッチ４２との間に、入力信号周波数の利得を制御
するＡＧＣ回路７０とアンプ８０とＬＰＦ９０とで構成
される付加回路を挿入する。これにより、各混合器の入
力のアイソレーションを改善することができるため、Ｌ
Ｏリークやリターンロス等の発生を抑制して高性能化を
可能にし且つ低コスト化を可能にする。また、ＰＬＬ回
路の固定分周プリスケーラを用いずに可変分周器６７で
分周することにより、局部発振周波数の低域オフセット
での位相雑音も低減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＡＴＶ放送を受
信可能なＣＡＴＶ受信装置に関し、特に局部発振リーク
やリターンロス等を防止して高周波ユニットチューナの
機器性能を向上させ且つ低コスト化を実現するのに好適
のＣＡＴＶ受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年のディジタル化、マルチメディア化
に伴い、放送分野においては、現行の無線系の放送だけ
でなく、放送と通信の融合化がなされたケーブルテレビ
ジョン放送（以下、ＣＡＴＶと称す）が注目されてい
る。

【０００３】ＣＡＴＶは、従来より有線系の放送形態と
して幅広く普及しており、最近ではＣＡＴＶ先進国の米
国におけるＣＡＴＶの双方向サービス事業化の実現に伴
い、我が日本においても、ＣＡＴＶの双方向サービスの
事業化が進められている。

【０００４】また、ＣＡＴＶでは、既存の地上波テレ
ビ、ＢＳ／ＣＳ衛星テレビ等の再送信、自主番組等を都
市でサービスする都市型ケーブルテレビの普及も目ざま
しく、またインターネットにＣＡＴＶにおけるケーブル
テレビ網を利用したケーブルインターネットやケーブル
カラオケ等の放送サービスシステムも強い人気がある。

【０００５】ところで、アナログ方式またはディジタル
方式のＣＡＴＶを受信可能なＣＡＴＶ受信装置には、ケ
ーブルや電波等の伝送媒体を介して送信された送信信号
から所望の伝送帯域の信号を受信するチューナが組み込
まれており、このようなチューナは、通常、タブルスー
パ方式と呼ばれ、２つの周波数変換器と２つの局部発振
器を備えている。このようなダブルスーパ方式のＣＡＴ
Ｖチューナを図４に示す。

【０００６】図４は従来のＣＡＴＶ受信装置を示し、ダ
ブルスーパ方式のＣＡＴＶチューナの一例を示すブロッ
ク図である。

【０００７】図４に示すように、ＣＡＴＶチューナに
は、入力信号を取り込むための入力端子１ａが設けら
れ、該入力端子１ａには、図示しないヘッドエンドと呼
ばれるセンター設備により受信されるとともにケーブル
等の伝送媒体を介して伝送された受信信号（ＲＦ信号）
が供給されるようになっている。入力端子１ａを介して
入力されたＲＦ信号は、ＬＰＦ，ＨＰＦ１によって所定
周波数帯域のみを通過させた後に、ＡＧＣ回路２に供給
される。

【０００８】ＡＧＣ回路２は、図示しないＡＧＣ回路制
御部からのＲＦＡＧＣ信号に基づいて、入力されたＲＦ
信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つま
り、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅
回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅
回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制す
る。

【０００９】ＡＧＣ回路の出力信号は、アンプ３によっ
て増幅された後、第１の混合器４に与える。第１の混合
器４は、別に設けられた発振周波数が可変の第１の局部
発振器（以下、ＬＯとして説明する場合もある）１３か
ら供給される発振周波数と、供給されたＲＦ信号の周波
数とを混合して二つの周波数差に等しいうなり周波数と
するビート信号を生成して出力する。即ち、混合器４は
第１の周波数変換部であって、前記第１の局部発振器１
３からの発振周波数を用いることにより、アンプ３から
の入力信号をアップコンバートして１stＩＦ信号（中間
周波数信号）に変換してＨＰＦ５に与える。

【００１０】ＨＰＦ５は入力された１stＩＦ信号の高域
成分を通過させてＢＰＦ６に供給し、通過された高域成
分の１stＩＦ信号はＢＰＦ６によって所定の帯域が制限
されることでＣＡＴＶ１チャンネル相当の帯域の信号と
なる。その後、ＢＰＦ６の出力信号は、アンプ７によっ
て増幅された後、第２の混合器８に与えられる。

【００１１】第２の混合器８は、第２の周波数変換部で
あって、第２の局部発振器１５からの発振周波数を用い
て、アンプ７からの入力信号をダウンコンバートして２
ndＩＦ信号（中間周波数信号）に変換してＬＰＦ９に与
える。

【００１２】ＬＰＦ９は、入力された２ndＩＦ信号の低
域成分を通過させてアンプ１０に供給する。アンプ１０
は入力信号を増幅し、その後に増幅された信号はＢＰＦ
１１に与えることにより所定の帯域が制限され、さらに
アンプ１２によって増幅された後に、図示しない信号処
理部へと出力されるようになっている。

【００１３】このような構成により、例えば一段目の第
一周波数変換部によって入力周波数を高い周波数に変換
することで、局部発振器の発振周波数を入力ＲＦの帯域
外に設定することができ、また局部発振器の周波数変化
比を小さくすることを可能にする。また、第一周波数変
換部と第二周波数変換部との間にＢＰＦ６等の固定周波
数フィルタ（帯域通過フィルタともいう）を設けて使用
することにより、如何なる入力信号でもその出力波形を
安定させることが可能となる。

【００１４】ところで、最近のディジタル放送でのＣＡ
ＴＶチューナの傾向として、夫々１つの周波数変換器及
び局部発振器を備えて構成されるため低価格で有利な利
点があることから、シングルコンバージョンタイプの使
用が見直されている。一般に、現在使用されているシン
グルコンバージョンタイプのチューナとしては、テレビ
ジョン受像機（以下、ＴＶと略記）に採用されているも
のが周知である。このようなシングルコンバージョンタ
イプのＴＶ用チューナの一例を図５に示す。

【００１５】図５は従来のシングルコンバージョンタイ
プのＴＶ用チューナの構成例を示し、図５（ａ）はチュ
ーナの構成を示すブロック図、図５（ｂ）はチューナに
用いられるＰＬＬ回路の具体な構成を示すブロック図で
ある。尚、構成の説明は説明簡略化のために３バンドあ
る内、１つのバンドについてのみ説明する。

【００１６】図５（ａ）に示すように、ＴＶ用チューナ
には、入力信号を取り込むための入力端子１１ａが設け
られ、該入力端子１１ａには、図示しない受信アンテナ
により受信された受信信号（テレビジョン信号であり、
以下、ＲＦ信号と称す）が供給されるようになってい
る。入力端子１１ａを介して入力されたＲＦ信号は、Ｌ
ＰＦ，ＨＰＦ１１によって所定周波数帯域のみを通過さ
せた後に、スイッチ１２に供給される。

【００１７】スイッチ１２は、入力されたＲＦ信号を夫
々の周波数に合わせて３つに切り替えてそれぞれ対応す
る可変トラッキングフィルタ（１３、１９、２５）に出
力する。例えばスイッチ１２によって入力端ｂに基づく
バンドに切り替えたものとすると、入力されたＲＦ信号
は、局部発振に同期した可変トラッキングフィルタ１９
に供給され、該可変トラッキングフィルタ１９によって
所定の帯域が制限されてアンプ（ＦＥＴ ＡＭＰ）２０
に与えられる。

【００１８】アンプ２０は、入力信号を図示しないＡＧ
Ｃ回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するよ
うにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ
２１に与える。トラッキングフィルタ２１は、さらに入
力信号の帯域を制限して出力する。この出力信号は、そ
の後アンプ２２によって増幅された後、混合器（周波数
変換部）２３に与える。

【００１９】混合器２３は、局部発振器２４からの発振
周波数を用いて、アンプ２２からの入力信号をＩＦ信号
（中間周波数信号）に変換して出力する。このＩＦ信号
は、その後、ＢＰＦ（単同調フィルタ）３１に与えるこ
とにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ３２によ
って増幅された後に、出力端子３２ａを介して図示しな
い信号処理部へと出力される。

【００２０】また、図中に示すＰＬＬ回路３４は、局部
発振器１８、２４及び３０の発振周波数に基づいて制御
信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器１８、２４
及び３０に与えることにより、各発振器の発振周波数を
制御するものである。

【００２１】具体的には、図５（ｂ）に示すように、Ｐ
ＬＬ回路３４は、局部発振器１８、２４及び３０の何れ
かの発振器からの発振周波数ＬＯを検出し固定分周プリ
スケーラ３８で１／Ｎに分周した後に、更に可変分周器
３７で１／Ｍに分周し、この分周した信号と高精度な固
定発振器（図示せず）からの信号ＲＥＦを分周する固定
分周器３５からの信号とを位相比較器３６によって位相
比較を行い、該位相比較結果に基づいて制御電圧ＶＴを
生成し、前記何れかの局部発振器の発振周波数を可変さ
せる。つまり、ＰＬＬ回路３４を用いることで、局部発
振器１８、２４及び３０の発振周波数を制御することが
可能となる。

【００２２】したがって、上記構成のシングルコンバー
ジョンタイプのチューナであるＴＶ用チューナでは、Ｐ
ＬＬ回路３４には、固定分周のプリスケーラ３８が設け
られているため、局部発振の選局ステップ幅と、ＰＬＬ
の比較周波数とは、夫々異なった値となっている。

【００２３】ところで、上述した２種類のタイプのチュ
ーナを比較すると、次のような違いがある。例えば、現
状のアナログ及びディジタル用ＣＡＴＶチューナのダブ
ルコンバージョンタイプでは、周波数変換処理を２回行
うために局部発振器を２つ有しているため、局部発振器
が１つで且つＩＣ化の進んでいるシングルコンバージョ
ンタイプのチューナと比べて、価格的に不利である。つ
まり、コストが高価となる不都合がある。

【００２４】また、ダブルコンバージョンタイプのもの
は、２つの局部発振の周波数が１〜２ＧＨｚと高く可変
幅も１ＧＨｚと広いため、電圧に対する周波数感度が高
くなることから（ｅｘ．３５ＭＨｚ／Ｖ程度）、位相雑
音が悪化する傾向がある。また、出力信号の位相雑音に
ついては、２つの局部発振器の位相雑音が加算されて出
力されるため、局部発振器が１つしかなく、さらに周波
数が１００〜９００ＭＨｚと低い（ｅｘ．１５ＭＨｚ／
Ｖ程度）シングルコンバージョンタイプのものと比較す
ると不利である。

【００２５】近年、実用化の進んでいるディジタル放送
ＣＡＴＶ、特に大量のデータを高レートで伝送する多値
ＱＡＭ伝送（２５６ＱＡＭ伝送）では、コンスタレーシ
ョン（信号配置図）でのシンボルの間隔が狭く、つまり
ｅｙｅパターンが小さく位相雑音が悪いと、各シンボル
が位相方向に広がりを持ってしまうため、結果としてコ
ンスタレーションがぼやけて（ｅｙｅパターンがつぶれ
る）固定劣化増加の要因となる。そこで、このような不
都合を回避するために、局部発振器を１つしか持たない
シングルコンバージョンタイプのチューナを用いて、位
相雑音等の改善を図ることを考慮すると、上記の如くシ
ングルコンバージョンタイプのチューナとしてＴＶ用チ
ューナを参考にすることが考えられる。

【００２６】ところが、従来のＴＶ用のチューナの構成
では、混合器の入力発振周波数と入力信号とのアイソレ
ーションが十分ではなく、また前段の２個のトラッキン
グフィルタでは、発振周波数の影響をなくすための処理
が十分でない。さらに、アンプの出入力のアイソレーシ
ョンが十分でないために、入力端子への発振周波数のリ
ーク性能（以下、ＬＯリークと称す）が不十分であった
り、あるいは可変なフィルタにより帯域外のリターンロ
スが全反射に近い状態になってしまうため、全帯域での
リターンロス性能が不十分だったりと、ＣＡＴＶに必要
な性能レベルまで達していない場合もある。このため、
伝送ケーブルを介して接続されている加入者に対して妨
害を与えてしまい、結果として画像の劣化に起因すると
いう不都合が発生する場合も考えられ、そのままの状態
では使用することが不可能である。

【００２７】一方、シングルコンバージョンタイプのチ
ューナでは、上述したようにＰＬＬ回路にＬＯ用の固定
分周プリスケーラが設けられているため、局部発振の選
局ステップ幅（ステップ周波数）と、ＰＬＬの比較周波
数は異なった値をとっている。例えば、現状では４ＭＨ
ｚのリファレンス信号を５１２分周して７．８１２５Ｋ
Ｈｚの比較周波数でＰＬＬを動作させているが、ＬＯ用
の固定分周を１／８にすると、ＬＯの選局ステップ幅
は、６２．５ＫＨｚになる。つまり、現状のチューナで
は、比較周波数が選局ステップ幅の１／（固定分周）と
なり、数ＫＨｚと小さくなるとともに、ＰＬＬの揺らぎ
がＬＯ用固定分周器のために固定分周倍されるため、キ
ャリアにＦＭのかかったような状態となってしまい、こ
のため、１ＫＨｚ程度の低域オフセットでの低位相雑音
は、実現が困難で固定劣化増加要因の１つになってい
る。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来のＣ
ＡＴＶ受信装置では、ダブルコンバージョンタイプのチ
ューナのものを用いたとすると、シングルコンバージョ
ンタイプのチューナよりも高価となり、局部発振周波数
に起因する位相雑音も悪化してしまう。このような不都
合を回避するためにシングルコンバージョンタイプのも
のを用いることが最適であるが、しかし、そのままの状
態でＣＡＴＶの受信信号を選局すると、アイソレーショ
ンが不十分であることからＬＯリークやリターンロス等
に不都合が生じてしまい、その結果、伝送ケーブルに接
続される他の加入者に対して、ゴーストやちらつき等が
発生し、画像の劣化に起因してしまうという問題点があ
った。

【００２９】そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなさ
れたもので、低域オフセットの位相雑音及びＬＯリーク
やリターンロス等を改善して高性能化を可能にするとと
もに、低コスト化を実現することのできるＣＡＴＶ受信
装置の提供を目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るＣＡＴＶ受
信装置は、シングルコンバージョンタイプのチューナ
と、入力と出力を有し出力が前記チューナの入力端に接
続された付加回路とから成り、前記チューナは、複数チ
ャンネルの高周波信号を入力し単一の中間周波数信号に
変換して出力する１つの周波数変換手段を有するととも
に、入力された高周波信号のうち１つのチャンネルの高
周波信号を選択する通過帯域可変のフィルタを有し、前
記付加回路は、この付加回路の入力と前記チューナとの
アイソレーションのため、受信した複数チャンネルの高
周波信号をそれぞれ前記チューナへ通過させるととも
に、前記通過帯域可変のフィルタの通過帯域外の高周波
信号及び前記選択された高周波信号を中間周波数信号に
変換する際に前記チューナによって発生するリーク信号
が前記入力へ通り抜けるのを抑制する増幅回路を有する
ことを特徴とする。

【００３１】本発明によれば、シングルコンバージョン
タイプのチューナの前段に、入力と出力を有し出力が前
記チューナの入力端に接続された付加回路を設け、該付
加回路には、出力側から入力側へ高周波信号の通り抜け
を抑制する増幅回路を設けたので、チューナ内の高周波
信号選択用の通過帯域可変のフィルタにて発生する通過
帯域外の高周波信号、及び前記選択された高周波信号を
周波数変換する際に前記チューナにて発生するリーク信
号が、前記付加回路の入力側へ通り抜けるのを抑制で
き、局部発振のリークやリターンロスを抑制できる。

【００３２】前記付加回路の前記入力はケーブルに接続
され、前記付加回路は、前記通過帯域外の高周波信号及
び前記チューナによって発生したリーク信号が、前記ケ
ーブルに接続された他の加入者用受信装置に伝送される
のを抑制することもできる。

【００３３】前記周波数変換手段は、電圧制御型の局部
発振器と混合回路とを具備して成り、前記通過帯域可変
のフィルタは、前記局部発振器を制御する制御電圧によ
って通過帯域が制限される直列接続された多段の可変フ
ィルタにて構成されてもよい。

【００３４】さらに、前記付加回路の前段にハイパスフ
ィルタ及びローパスフィルタで構成したフィルタ回路を
設けてもよい。

【００３５】前記付加回路は、該付加回路の前記入力に
接続した利得制御回路と、前記利得制御回路の出力に直
列に接続した前記増幅回路とを有するもので構成しても
よい。

【００３６】

【発明の実施の形態】実施形態例について図面を参照し
て説明する。

【００３７】図１は本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の一
実施形態例を示すブロック図である。

【００３８】図１に示すように、本発明に係るＣＡＴＶ
受信装置（ＣＡＴＶ用チューナとして説明する場合もあ
る）１０１は、位相雑音を改善するために、従来技術で
説明した如く局部発振器を１つしか持たないことで位相
雑音の改善が可能なシングルコンバージョンタイプのも
のを採用して構成されている。つまり、ＴＶ用チューナ
に近似する回路構成となる。しかし、ＴＶ用チューナを
そのままの状態でＣＡＴＶ用チューナとして用いると、
ＬＯリークやリターンロス等に起因する問題や低域オフ
セットでの位相雑音等の問題も発生する場合がある。そ
こで、本発明に係るＣＡＴＶ受信装置では、上記課題を
解決するための手段が設けられている。これらの手段を
採用した具体的な回路構成を次に示す。

【００３９】図中に示すように、ＣＡＴＶチューナ１０
１には、入力信号を取り込むための入力端子４１ａが設
けられ、該入力端子４１ａには、図示しないヘッドエン
ドと呼ばれるセンター設備により受信されるとともにケ
ーブル等の伝送媒体を介して伝送された受信信号（ＲＦ
信号）が供給されるようになっている。入力端子４１ａ
を介して入力されたＲＦ信号は、ＨＰＦ，ＬＰＦ４１に
供給される。

【００４０】ＨＰＦ，ＬＰＦ４１は、入力ＲＦ信号に広
帯域のフィルタ処理を施して出力する。このＨＰＦ，Ｌ
ＰＦ４１の出力は、その後、本実施形態例で新たに設け
られた付加回路としてのＡＧＣ回路７０に供給される。

【００４１】付加回路は、例えば前記入力端子４１ａと
後述するチューナ主要部との間に配置され、その構成は
ＡＧＣ回路７０、アンプ８０、ＬＰＦ９０が順に前記入
力端子４１ａに接続された構成となっている。

【００４２】ＡＧＣ回路７０は、図示しないＡＧＣ回路
制御部からのＲＦＡＧＣ信号に基づいて、入力されたＲ
Ｆ信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つま
り、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅
回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅
回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制す
る。

【００４３】ＡＧＣ回路７０の出力信号は、アンプ８０
によって増幅された後、ＬＰＦ９０に与えられる。ＬＰ
Ｆ９０は入力信号の低域の周波数成分を通過させて、従
来同様に動作するスイッチ４２の入力端に供給する。即
ち、スイッチ４２以降のチューナ主要部に与える入力信
号を付加回路の出力ＲＦ信号とすることにより、後段の
混合器（図中にはＭＩＸと記載）４７、５３、５９にお
ける入力のアイソレーションを改善させることが可能と
なる。

【００４４】スイッチ４２は、入力されたＲＦ信号を夫
々の周波数に合わせて３つに切り替えてそれぞれ対応す
る可変トランッキングフィルタ（４３、４９、５５）に
出力する。例えばスイッチ４２によって入力端ｂに基づ
くバンドに切り替えたものとすると、入力されたＲＦ信
号は、局部発振器５４を制御する制御電圧（同調電圧Ｖ
ｔ）によって周波数通過帯域が調整される可変トラッキ
ングフィルタ４９に供給され、該トラッキングフィルタ
４９によって所定の帯域が制限されてアンプ（ＦＥＴ
ＡＭＰ）５０に与えられる。

【００４５】アンプ５０は、入力信号を図示しないＡＧ
Ｃ回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するよ
うにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ
５１に与える。可変トラッキングフィルタ５１は、上記
可変トラッキングフィルタ４９と同様に局部発振器５４
を制御する制御電圧（同調電圧Ｖｔ）によって周波数通
過帯域が調整されるようになっており、入力信号の帯域
をさらに制限して出力する。この出力信号は、その後ア
ンプ５２によって増幅された後、混合器（周波数変換
部）５３に与えられる。

【００４６】混合器５３は、局部発振器５４からの発振
周波数を用いて、アンプ５２からの入力信号をＩＦ信号
（中間周波数信号）に変換して出力する。このＩＦ信号
は、その後、ＢＰＦ（単同調フィルタ）６１に与えるこ
とにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ６２によ
って増幅された後に、出力端子６２ａを介して図示しな
い信号処理部へと出力される。

【００４７】また、その他のバンド、即ちスイッチ４２
により入力端ａ、入力端ｃに基づくバンドに切り替えら
れた場合にも、上述したバンドのときとほぼ同様に動作
して、混合器４７または混合器５９の出力ＩＦ信号がＢ
ＰＦ６１、アンプ６２を介して出力端子６２ａから出力
されるようなっている。

【００４８】このような構成によれば、ダブルコンバー
ジョンタイプよりも高域オフセットでの位相雑音を効果
的に軽減させることが可能となり、ディジタル伝送、特
に２５６ＱＡＭのような多値ＱＡＭにおいて、固定劣化
の増加を抑制させることが可能となる。

【００４９】また、上記の如く、ＡＧＣ回路７０、アン
プ８０及びＬＰＦ９０の付加回路ブロックを可変トラッ
キングフィルタ４３、４９、５５の前段に設けることに
より、各混合器における入力アイソレーションを改善す
ることができるため、結果としてＬＯリークの発生を抑
制することが可能となる。換言すれば、可変トラッキン
グフィルタの前段に（即ち、入力端子と可変トラッキン
グフィルタの間に）、前記付加回路ブロックを設けるこ
とにより、可変トラッキングフィルタにて選択された高
周波信号を周波数変換する際にチューナ内の局部発振に
よって発生するリーク信号が入力端子側へ通り抜けるの
を抑制することができる。また、リターンロスについて
も、従来のＴＶ用チューナのように受信チャンネルのみ
が良好でその他は全反射に近い状態でなく、付加回路ブ
ロックを設けることにより、入力端子における可変トラ
ッキングフィルタの影響を軽減させることができること
から、全帯域において良好なリターンロス性能を得るこ
とが可能となる。換言すれば、可変トラッキングフィル
タの前段に（即ち、入力端子と可変トラッキングフィル
タの間に）、前記付加回路ブロックを設けることによ
り、可変トラッキングフィルタによる帯域制限に起因し
たフィルタ通過帯域外の高周波信号が該フィルタにて反
射して入力端子側へ通り抜けるのを抑制することがで
き、リターンロスを改善できる。

【００５０】一方、図中に示すＰＬＬ回路６４は、局部
発振器４８、５４及び６０の発振周波数に基づいて制御
信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器４８、５４
及び６０に与えることにより、各発振器の発振周波数を
制御する。

【００５１】また、本実施形態例における上記ＰＬＬ回
路６４は、局部発振周波数の低域オフセットの位相雑音
を低減するために工夫が為されている。

【００５２】例えば、ＰＬＬ回路６４は、図２に示すよ
うに、リファレンス信号（ＲＥＦ）を分周する固定分周
器６５と、局部発振周波数（ＬＯ）を分周する可変分周
器６７と、固定分周器６５の出力と可変分周器６７の出
力を位相比較する位相比較器６６を有し、位相比較出力
ＶＴによって局部発振周波数を制御するようにしてい
る。つまり従来用いられていた固定分周プリスケーラ３
８（図５（ｂ）参照）を削除した構成となっている。該
固定分周プリスケーラを削除することにより、ＰＬＬの
比較周波数をＬＯ（局部発振器）のステップ周波数と同
一にするようにしている。

【００５３】したがって、本実施形態例におけるＰＬＬ
回路６４では、図２に示すように局部発振器４８、５４
及び６０の何れかの発振器からの発振周波数を可変分周
器６７により（１／Ｎ）／（１／Ｎ＋１）で分周し、こ
の分周した信号と高精度な固定発振器（図示せず）から
の信号（ＲＥＦ）を固定分周器６５で分周した信号とを
位相比較器６６によって位相比較を行い、該位相比較結
果の制御電圧ＶＴによって局部発振器の発振周波数を可
変させる。このように、ＰＬＬ回路６４は、局部発振器
４８、５４及び６０の発振周波数を制御するようになっ
ている。

【００５４】これにより、ディジタル伝送でのシングル
コンバージョンタイプのチューナにおいて、低域オフセ
ットでの位相雑音の発生に起因したＰＬＬ回路の固定分
周プリスケーラを削除する代わりに可変分周器６７を用
いて分周することで、ＰＬＬの比較周波数と局部発振の
選局ステップ幅とを合わせることが可能となり、結果と
して上記低域オフセットでの位相雑音を低減させること
も可能となる。

【００５５】尚、上記ＰＬＬ回路６４は、従来技術（図
５）に示す固定分周プリスケーラを含む通常のＰＬＬ回
路構成を採用して図１に示すＣＡＴＶ受信装置を構成し
ても良いが、図２に示すＰＬＬ回路６４を採用して構成
した方がさらに効果的に固定劣化の改善を図ることがで
きる。

【００５６】図３は本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の他
の実施形態例を示し、該受信装置の応用例を示すブロッ
ク図で、図３（ａ）はＩＦ信号復調タイプのものであ
り、図３（ｂ）はＩ，Ｑ信号復調タイプのものが示され
ている。尚、図３に示すチューナ１０１は、図１に示す
チューナと同様な構成要件で構成されたものが用いられ
ているものとする。

【００５７】本実施形態例では、図１に示すＣＡＴＶ受
信装置の後段に、さらに付加回路群を付加することによ
り、２種類の異なる復調処理の可能なＣＡＴＶチュー
ナ、即ち、ＩＦ出力タイプのものと、Ｉ，Ｑ出力タイプ
のものをそれぞれ構成することが可能となる。

【００５８】具体的には、図３（ａ）に示すように、Ｉ
Ｆ出力タイプのチューナは、図１に示すＣＡＴＶ用チュ
ーナ１０１の出力端子６２ａからの出力ＩＦ信号を入力
するＢＰＦ１０２を備える。ＢＰＦ１０２は、入力ＩＦ
信号の所定帯域を制限して、アンプ１０３に供給する。
アンプ１０３は、ＢＰＦ１０２の出力信号を増幅して、
さらに設けられた混合器（図中にはＭＩＸと記載）１０
４に供給する。

【００５９】混合器１０４は、局部発振器１０７の局部
発振周波数とアンプ１０３からの出力信号とを混合する
ことで、入力ＩＦ信号をさらにダウンコンバートして出
力する。このとき、図示しないＡ／Ｄコンバータ（該受
信装置に接続されるＡ／Ｄ変換器）が直接動作するＩＦ
信号の周波数までダウンコンバートする。

【００６０】混合器１０４によってさらに周波数変換さ
れたＩＦ信号は、ＬＰＦ１０５によって信号の低域成分
のみが通過され、その後、アンプ１０６によって増幅さ
れた後、図示しない信号処理部へと出力される。このよ
うに、さらにダウンコンバートして復調することによ
り、図示しない信号処理部に与えるＩＦ信号を得ること
が可能となる。

【００６１】一方、もう一つのＩ，Ｑ出力タイプのチュ
ーナは、図３（ｂ）に示すように、上記同様図１に示す
ＣＡＴＶ用チューナ１０１の出力端子６２ａからの出力
ＩＦ信号を入力するＢＰＦ１０２を備える。ＢＰＦ１０
２は、入力ＩＦ信号の所定帯域を制限して、アンプ１０
３に供給する。アンプ１０３は、ＢＰＦ１０２の出力信
号を増幅して、それぞれ周波数に応じて入力ＩＦ信号を
分配する分配器１０８に供給する。

【００６２】分配器１０８は、入力ＩＦ信号を周波数に
応じて分配し、一方を混合器１０９に、もう一方は他の
混合器１１２に出力する。これらの混合器１０９、１１
２には、局部発振器１１７からの局部発振周波数の位相
がそれぞれ設けられた移相器１１５によって９０度位相
がずらされた局部発振周波数信号がそれぞれ供給される
ようになっている。

【００６３】これらの混合器１０９、１１２は、それぞ
れ入力されたＩＦ信号と、それぞれ位相が異なる局部発
振周波数信号とを混合して周波数変換し、得られたＩＦ
信号を、接続されるＬＰＦ１１０、１１３にそれぞれ供
給する。その後、各ＬＰＦ１１０、１１３によってそれ
ぞれ入力信号の低域成分が通過された後、アンプ１１
１、１１４によってそれぞれ増幅されて各出力端子１１
１ａ、１１４ａより、図示しない信号処理回路へと供給
される。このように復調処理を行うことにより、９０度
位相が異なるＩ信号及びＱ信号を得ることが可能とな
る。

【００６４】したがって、本実施形態例によれば、図１
に示す前記実施形態例と同様の効果を得ることができる
他、異なる復調処理を行う２種類のタイプ別チューナを
構成することが可能となり、簡単な回路構成で高性能な
ＣＡＴＶ用チューナの実現を図ることができる。

【００６５】尚、本発明に係る実施形態例においては、
図１に示すチューナ構成において、３バンドに切換可能
な３バンド方式のものについて説明したが、これに限定
されることはなく、例えば最近実用化されている２画面
表示可能なＴＶ用チューナのように２バンド方式として
構成するようにしても良い。このような場合でも、本実
施形態例と同様の効果を得ることが可能となる。

【００６６】

【発明の効果】以上、述べたように本発明によれば、Ａ
ＧＣ回路７０とアンプ８０とＬＰＦ９０とで構成される
付加回路ブロックを可変トラッキングフィルタの前段に
設けることにより、混合器の入力のアイソレーションを
改善することができるため、ＬＯリークやリターンロス
等に起因する影響を低減することができるとともに、位
相雑音を抑制することが可能となり、高性能化及び低コ
スト化に寄与する。これにより、伝送ケーブルを介して
接続された他の加入者に対する画像劣化を防止すること
ができる。また、ＰＬＬ回路にて、ＰＬＬ比較周波数と
局部発振周波数の選局ステップ幅との値を一致させるよ
うに位相比較を行わせることにより、局部発振周波数の
低域オフセットでの位相雑音を低減して、固定劣化の改
善を図ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の一実施形態例
を示すブロック構成図。

【図２】図１のＰＬＬ回路の構成を示すブロック図。

【図３】他の実施形態例を示すブロック図。

【図４】従来のタブルコンバージョンタイプのチューナ
の一例を示すブロック図。

【図５】従来のシングルコンバージョンタイプのチュー
ナの一例を示すブロック図。

【符号の説明】

４１ａ…入力端子、４２…スイッチ、 ４３、４５、４９、５１、５５、５７…可変トラッキン
グフィルタ、 ４４、５０、５６…アンプ（ＦＥＴ ＡＭＰ）、 ４７、５３、５９…混合器（ＭＩＸ）、 ４８、５４、５９…局部発振器（ＬＯ）、６１…ＢＰ
Ｆ、 ６４…ＰＬＬ回路、６２ａ…出力端子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 工藤 雄也 埼玉県深谷市幡羅町一丁目９番地２ 株式 会社東芝深谷映像工場内 Ｆターム(参考） 5C025 AA25 5C064 BA01 BB10 BC21 BD08 5K020 AA03 DD05 DD07 EE01 GG01 GG07 GG25 HH04

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 シングルコンバージョンタイプのチュー
   ナと、入力と出力を有し出力が前記チューナの入力端に
   接続された付加回路とから成り、 前記チューナは、複数チャンネルの高周波信号を入力し
   単一の中間周波数信号に変換して出力する１つの周波数
   変換手段を有するとともに、入力された高周波信号のう
   ち１つのチャンネルの高周波信号を選択する通過帯域可
   変のフィルタを有し、 前記付加回路は、この付加回路の入力と前記チューナと
   のアイソレーションのため、受信した複数チャンネルの
   高周波信号をそれぞれ前記チューナへ通過させるととも
   に、前記通過帯域可変のフィルタの通過帯域外の高周波
   信号及び前記選択された高周波信号を中間周波数信号に
   変換する際に前記チューナによって発生するリーク信号
   が前記入力へ通り抜けるのを抑制する増幅回路を有する
   ことを特徴とするＣＡＴＶ受信装置。
2. 【請求項２】 前記付加回路の前記入力はケーブルに接
   続され、前記付加回路は、前記通過帯域外の高周波信号
   及び前記チューナによって発生したリーク信号が、前記
   ケーブルに接続された他の加入者用受信装置に伝送され
   るのを抑制することを特徴とする請求項１記載のＣＡＴ
   Ｖ受信装置。
3. 【請求項３】 前記周波数変換手段は、電圧制御型の局
   部発振器と混合回路とを具備して成り、前記通過帯域可
   変のフィルタは、前記局部発振器を制御する制御電圧に
   よって通過帯域が制限される直列接続された多段の可変
   フィルタにて成ることを特徴とする請求項１記載のＣＡ
   ＴＶ受信装置。
4. 【請求項４】 前記付加回路の前段にハイパスフィルタ
   及びローパスフィルタで構成したフィルタ回路を設けた
   ことを特徴とする請求項１記載のＣＡＴＶ受信装置。
5. 【請求項５】 前記付加回路は、該付加回路の前記入力
   に接続した利得制御回路と、前記利得制御回路の出力に
   直列に接続した前記増幅回路とを有することを特徴とす
   る請求項１記載のＣＡＴＶ受信装置。