JP3552254B2 - 4相位相変調回路 - Google Patents
4相位相変調回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3552254B2 JP3552254B2 JP28873193A JP28873193A JP3552254B2 JP 3552254 B2 JP3552254 B2 JP 3552254B2 JP 28873193 A JP28873193 A JP 28873193A JP 28873193 A JP28873193 A JP 28873193A JP 3552254 B2 JP3552254 B2 JP 3552254B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- signal
- modulation
- level
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【産業上の利用分野】
本発明は、直交位相誤差と振幅誤差とを自動的に除去し得る4相位相変調回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図3は、従来の4相位相変調回路の構成を示すブロック図である。この図において、1,2はそれぞれディジタル変調信号I−ch,Q−chのレベルを調整して後段へ出力するレベル調整器である。3は搬送波信号を発生する発振器、4はこの搬送波信号の位相を90゜移相して出力する移相回路である。5は第1の変調器であり、発振器3から出力される搬送波信号(第1搬送波とする)とレベル調整器1の出力とを乗算し、この第1搬送波と位相が180゜異なる第1の変調信号を発生する。
【0003】
6は第2の変調器であり、90゜移相された搬送波信号(第2搬送波とする)とレベル調整器2の出力とを乗算し、この第2搬送波と位相が180゜異なる第2の変調信号を発生する。7は合成器であり、第1の変調器5および第2の変調器6から出力され、互いに位相が直交する第1の変調信号と第2の変調信号とを合成し、4相位相変調信号を発生する。上記構成によれば、ディジタル変調信号I−ch,Q−chは、互いに位相が直交する4相位相変調信号に合成される。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の4相位相変調回路にあっては、2系統の変調器5,6に各々入力するディジタル変調信号I−ch,Q−chの振幅レベルと移相器4の位相差とを手動で交互に調整して直交位相を保つようにしている。このため、調整作業に多大な工数を必要とする問題がある。また、こうした作業では調整部品が必要になることから、回路の小型化を図ることが困難であるという欠点もある。加えて、上述した移相回路4は、使用する搬送波の周波数に合わせて設計する必要があり、このため使用できる周波数範囲が限定されてしまい、汎用性に乏しいという弊害もある。
そこで本発明は、調整作業を必要とせず、しかも小型化を達成できる上、汎用性に富む4相位相変調回路を提供することを目的としている。
【0005】
上記目的を達成するため、請求項1に記載の発明によれば、搬送波信号を発生する発振手段と、外部から供給される第1のディジタル変調信号に応じて前記搬送波信号を位相変調する第1の変調手段と、前記搬送波信号の位相を可変制御する移相手段と、外部から供給される第2のディジタル変調信号に応じて前記移相手段の出力を位相変調する第2の変調手段と、前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相差Δθを検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記移相手段を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信号に対して90゜移相させる位相制御手段と、基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記第1の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第1の変調手段の出力をレベル制御する第1のフィードバックループと、前記第2の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第2の変調手段の出力をレベル制御する第2のフィードバックループとを具備することを特徴としている。
【0006】
また、請求項2に記載の発明によれば、前記位相制御手段は、前記搬送波信号と前記移相手段の出力とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力を平滑化するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力に応じた位相制御信号を発生し、この位相制御信号に基づいて前記移相手段を電圧制御する第1の制御器とを具備することを特徴としている。
【0009】
【作用】
本発明では、位相制御手段が第1および第2の変調手段の各出力間の移相誤差を0とするよう移相手段をフィードバック制御する一方、第1および第2のフィードバックループが基準電圧発生手段からの基準電圧レベルを基準に第1および第2の変調手段の各出力間の振幅誤差を0とするようフィードバック制御する。
この結果、従来の手動調整が省略でき、したがって、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することが可能となり、汎用性に富む4相位相変調回路が実現される。
【0010】
【実施例】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
A.第1実施例
図1は、本発明の第1実施例による4相位相変調回路の構成を示すブロック図である。この図において、図3に示す各部と共通する構成要素には同一の番号を付し、その説明を省略する。この図に示す4相位相変調回路が図3に示した従来例と異なる点は、構成要素10〜13から構成される移相誤差調整回路14と、構成要素20〜27から構成される振幅誤差調整回路28とを備えたことにある。ここで、移相誤差調整回路14は、後述するように、移相誤差を0にする回路であり、また、振幅誤差調整回路28は、互い直交する第1および第2の変調信号の振幅誤差を0にする回路である。以下、これら回路14,28に構成について説明する。
【0011】
図1において、10は発振器3から出力される搬送波信号と、後述する電圧制御移相回路13の出力とを乗算して誤差信号を発生する乗算器である。11は誤差信号に重畳される不要高周波成分を除去するローパスフィルタである。12はこのローパスフィルタ11の出力に応じた制御電圧信号を発生する制御器である。なお、制御電圧信号は、誤差信号に対応して変化するものである。電圧制御移相回路13は、制御電圧信号に応じて搬送波信号の位相を制御するものであり、例えば、移相誤差「0」を表す制御電圧信号が供給された場合、すなわち、移相誤差が存在しない時には搬送波信号を90゜移相して出力する。
【0012】
上記構成によれば、乗算器10は位相差90゜からのズレを表す誤差信号を発生する一方、制御器12が誤差信号に応じた制御電圧信号を生成し、この制御電圧信号に基づいて電圧制御移相回路13が移相誤差分を相殺する搬送波信号を発生する。つまり、移相誤差調整回路14は、移相誤差を0とするように動作するフィードバックループを構成しており、その動作を以下に詳述する。
【0013】
いま、発振器3の発振周波数をωとし、この周波数ωの搬送波信号を電圧制御移相回路13に供給した時に、電圧制御移相回路13の出力が(Δθ+π/2)だけ位相遅延したとする。なお、ここで、Δθは移相誤差を表す。乗算器10には、発振器3から出力される搬送波信号sin(ωt)と、電圧制御移相回路13の出力sin(ωt+Δθ+π/2)とが入力される。したがって、乗算器10は次式(1)で表される2入力信号の積を発生する。すなわち、
【0014】
上記(1)式で表現される誤差信号を、カットオフ周波数2ω以下のローパスフィルタ11に入力することにより、当該ローパスフィルタ11は、−sin(Δθ)/2で表される出力を発生する。ここで、位相差が(π/2+Δθ)の場合には、ローパスフィルタ11の出力は−sin(Δθ)/2であり、一方、位相差が(π/2−Δθ)の時にはsin(Δθ)/2となる。また、移相誤差Δθが存在しない直交状態においては、ローパスフィルタ11から0が出力される。したがって、移相誤差Δθを直流成分に対応させることが可能になるから、この直流成分、すなわち、ローパスフィルタ11の出力に対応して制御器12が制御電圧信号を発生することによって、移相誤差Δθを0とするフィードバック制御が達成される。
【0015】
次に、振幅誤差調整回路28の構成について説明する。図1において、20は入力信号(第1の変調信号)を一定利得で増幅して出力する定利得増幅器、21は定利得増幅器20の出力を自乗検波して出力する自乗検波器である。22は第1の変調信号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタである。23は可変利得増幅器27(後述する)の出力を自乗検波して出力する自乗検波器、24は第2の変調信号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタである。25はこれらローパスフィルタ22,24の出力を差動増幅し、振幅誤差を発生する差動増幅器である。26は差動増幅器25の出力に応じた制御信号を発生する制御器である。26はこの制御信号に応じた利得で第2変調信号を増幅して出力する可変利得増幅器である。
【0016】
上記構成による振幅誤差調整回路28は、第1の変調信号に対する第2の変調信号の振幅誤差を検出し、検出した振幅誤差に応じて第2の変調信号の振幅レベルを制御するフィードバックループを形成しており、以下、このループの動作について説明する。第1の変調器5から出力される第1の変調信号は、定利得増幅器20を介して一定ゲインで増幅され自乗検波器21に供給される。自乗検波器21は、増幅器20の出力を自乗検波し、第1の変調信号の出力レベルを表す検出信号を発生する。この検出信号は、第1の変調信号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタ22によって平滑化されて差動増幅器25の非反転入力端に入力される。
【0017】
一方、第2の変調器6から出力される第2変調信号は、可変利得増幅器27を介して振幅レベルが調整されて自乗検波器23に供給され、上述と同様にローパスフィルタ24を経て差動増幅器25の反転入力端に入力される。そして、差動増幅器25では、ローパスフィルタ22,24の各出力のレベル差、つまり、第1の変調信号に対する第2の変調信号の振幅誤差を発生する。制御器26は、この振幅誤差に応じた制御信号を発生して可変利得増幅器のゲインを制御する。この結果、第1の変調信号の振幅レベルを基準とし、この基準に合わせて第2の変調信号の振幅レベルが制御され、振幅誤差を除去するようにしている。
【0018】
このように、上述した第1実施例によれば、移相誤差調整回路14が移相誤差を0とするようフィードバック制御すると共に、振幅誤差調整回路28が振幅誤差を0とするようフィードバック制御するから、第1および第2の変調信号間における直交位相誤差と直交振幅誤差とを無くすことが可能になる。したがって、従来のように手動でこれら誤差を除去する調整を省くことが可能となる。しかして、無調整化を図ったことから、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することが可能になる上、汎用性に富む4相位相変調回路が実現される訳である。
【0019】
B.第2実施例
次に、図2を参照して本発明の第2実施例による4相位相変調回路の構成について説明する。なお、この図において、図1の各部と共通する構成要素には、同一の番号を付し、その説明を省略する。この図に示す第2実施例が前述した第1実施例と異なる点は、直交振幅誤差の制御態様が相違することにある。すなわち、前述した第1実施例では、第1の変調信号の振幅レベルを基準とし、この基準に合わせて第2の変調信号の振幅レベルを制御して直交振幅誤差を除去するが、この第2実施例では、構成要素30〜33を追加して基準電圧レベルを基準に第1および第2の変調信号間の直交振幅誤差を制御する。以下、こうした構成について説明する。
【0020】
図2において、30は基準電圧を発生する基準電圧発生器である。この発生器30から出力される基準電圧は、第1の差動増幅器25および第2の差動増幅器31の各非反転入力端に供給される。これら第1および第2の差動増幅器25,31の各反転入力端には、自乗検波器21,23とローパスフィルタ22,24を介して得られる第1および第2の変調信号の各振幅レベルが供給される。すなわち、構成要素21,22,31〜23から形成されるフィードバックループでは、第1の変調信号の振幅レベルが基準電圧に一致するよう制御され、一方、構成要素23〜27から形成されるフィードバックループでは、第2の変調信号の振幅レベルが基準電圧に一致するよう制御される。
【0021】
しかして、このような構成によれば、前述した第1実施例と同様に、移相誤差調整回路14が移相誤差を0とするフィードバック制御がなされると共に、振幅誤差調整回路28が振幅誤差を0とするフィードバック制御がなされるので、第1および第2の変調信号間における直交位相誤差と直交振幅誤差とを除去でき、この結果、従来の手動調整を省略することが可能となる。これにより、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することができ、汎用性に富む4相位相変調回路が実現される。
また、回路要素である増幅器や移相回路の温度特性による位相誤差、振幅誤差も自動的に補正できるという点で高性能化を図ることができる。さらに、直交成分の位相誤差、振幅誤差の無い4相位相変調信号を発生することが可能になるから、高品質の伝送信号を得られる上、同一の回路で幅広い搬送波周波数にも対応できる。
【0022】
【発明の効果】
本発明によれば、位相制御手段が第1および第2の変調手段の各出力間の移相誤差を0とするよう移相手段をフィードバック制御する一方、第1および第2のフィードバックループが基準電圧発生手段からの基準電圧レベルを基準に第1および第2の変調手段の各出力間の振幅誤差を0とするようフィードバック制御するので、従来の手動調整が省略され、したがって、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低コスト化を招致することができ、汎用性に富む4相位相変調回路が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施例による4相位相変調回路の構成を示すブロック図である。
【図2】本発明の第2実施例による4相位相変調回路の構成を示すブロック図である。
【図3】従来の4相位相変調回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
3 発振器(発振手段)
5 第1の変調器(第1の変調手段)
6 第2の変調器(第2の変調手段)
10 乗算器(位相制御手段)
11 ローパスフィルタ(位相制御手段)
12 制御器(位相制御手段)
13 電圧制御移相回路(移相手段)
14 移相誤差調整回路(位相制御手段)
20 定利得増幅器(利得制御手段)
21 自乗検波器(利得制御手段)
22 ローパスフィルタ(利得制御手段)
23 自乗検波器(利得制御手段)
24 ローパスフィルタ(利得制御手段)
25 差動増幅器(利得制御手段)
26 制御器(利得制御手段)
27 可変利得増幅器(可変利得増幅手段)
Claims (2)
- 搬送波信号を発生する発振手段と、
外部から供給される第1のディジタル変調信号に応じて前記搬送波信号を位相変調する第1の変調手段と、
前記搬送波信号の位相を可変制御する移相手段と、
外部から供給される第2のディジタル変調信号に応じて前記移相手段の出力を位相変調する第2の変調手段と、
前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相差Δθを検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記移相手段を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信号に対して90゜移相させる位相制御手段と、
基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、
前記第1の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第1の変調手段の出力をレベル制御する第1のフィードバックループと、
前記第2の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第2の変調手段の出力をレベル制御する第2のフィードバックループと
を具備することを特徴とする4相位相変調回路。 - 前記位相制御手段は、
前記搬送波信号と前記移相手段の出力とを乗算する乗算器と、
この乗算器の出力を平滑化するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力に応じた位相制御信号を発生し、この位相制御信号に基づいて前記移相手段を電圧制御する第1の制御器と
を具備することを特徴とする請求項1記載の4相位相変調回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28873193A JP3552254B2 (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 4相位相変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28873193A JP3552254B2 (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 4相位相変調回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07123123A JPH07123123A (ja) | 1995-05-12 |
JP3552254B2 true JP3552254B2 (ja) | 2004-08-11 |
Family
ID=17733962
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP28873193A Expired - Fee Related JP3552254B2 (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 4相位相変調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3552254B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6377620B1 (en) | 1999-01-19 | 2002-04-23 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
CN100508508C (zh) | 1999-01-19 | 2009-07-01 | 交互数字技术公司 | 相移键控接收机中振幅和相位不平衡的校正方法及相应信号平衡器 |
US6671336B1 (en) * | 2000-05-16 | 2003-12-30 | Motorola, Inc. | Gain controller for circuit having in-phase and quadrature channels, and method |
JP4376689B2 (ja) | 2004-04-21 | 2009-12-02 | 富士通株式会社 | 直交変調システム |
-
1993
- 1993-10-25 JP JP28873193A patent/JP3552254B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07123123A (ja) | 1995-05-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5796304A (en) | Broadband amplifier with quadrature pilot signal | |
JP3169803B2 (ja) | 電力増幅器の非線形補償回路 | |
JP3850448B2 (ja) | カルテシアン増幅器を備えた回路装置 | |
JP3552254B2 (ja) | 4相位相変調回路 | |
JP3570843B2 (ja) | 位相変調器 | |
JP3420613B2 (ja) | 直交変調器 | |
JPH05175743A (ja) | 電力増幅器 | |
JP4334634B2 (ja) | 周波数追跡装置 | |
JP2000036720A (ja) | 位相シフト回路、それを用いた移相回路、発振回路、及びイメージリジェクションミキサ | |
JPH11234047A (ja) | 周波数変換方法とその装置 | |
JP4538157B2 (ja) | 負帰還回路を備えた電力増幅回路及び位相制御方法 | |
JP4765035B2 (ja) | 伝送信号を生成するための送信機および方法 | |
JP3936073B2 (ja) | 位相ロックドループからなる装置、この装置からなる電子装置及び発振器の周波数を変調する方法 | |
JPS61238144A (ja) | 位相調整回路 | |
JPH0793538B2 (ja) | 増幅装置 | |
JP3259100B2 (ja) | 変調器 | |
JP2707797B2 (ja) | 直交変調装置 | |
JP3587666B2 (ja) | 直交信号生成装置 | |
JPH06303042A (ja) | 線形変調波包絡線制御方法並びに線形送信装置 | |
JP2986254B2 (ja) | Afc装置 | |
JP2735880B2 (ja) | 受信機 | |
JP3081418B2 (ja) | フィルタの自動調整回路 | |
JP3072994B2 (ja) | トラツキングフイルタ付制御回路 | |
JPH05191466A (ja) | 直交位相差信号発生器 | |
JP2000223953A (ja) | Ssb変調方式 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040119 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040224 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040319 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040413 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040426 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |