JPH07123123A - ４相位相変調回路 - Google Patents
４相位相変調回路Info
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- JPH07123123A JPH07123123A JP28873193A JP28873193A JPH07123123A JP H07123123 A JPH07123123 A JP H07123123A JP 28873193 A JP28873193 A JP 28873193A JP 28873193 A JP28873193 A JP 28873193A JP H07123123 A JPH07123123 A JP H07123123A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 調整作業を必要とせず、しかも小型化を達成
できる上、汎用性に富む４相位相変調回路を実現する。 【構成】 構成要素１０〜１３から構成される移相誤差
調整回路１４と構成要素２０〜２７から構成される振幅
誤差調整回路２８とを備える。移相誤差調整回路１４が
移相誤差を０とするようフィードバック制御すると共
に、振幅誤差調整回路２８が振幅誤差を０とするようフ
ィードバック制御するので、第１および第２の変調信号
間における直交位相誤差と直交振幅誤差とを除去でき、
この結果、従来の手動調整を省略することが可能とな
る。これにより、調整部品を必要とせず、回路の小型化
や低コスト化を招致できる。
できる上、汎用性に富む４相位相変調回路を実現する。 【構成】 構成要素１０〜１３から構成される移相誤差
調整回路１４と構成要素２０〜２７から構成される振幅
誤差調整回路２８とを備える。移相誤差調整回路１４が
移相誤差を０とするようフィードバック制御すると共
に、振幅誤差調整回路２８が振幅誤差を０とするようフ
ィードバック制御するので、第１および第２の変調信号
間における直交位相誤差と直交振幅誤差とを除去でき、
この結果、従来の手動調整を省略することが可能とな
る。これにより、調整部品を必要とせず、回路の小型化
や低コスト化を招致できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直交位相誤差と振幅誤
差とを自動的に除去し得る４相位相変調回路に関する。
差とを自動的に除去し得る４相位相変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の４相位相変調回路の構成
を示すブロック図である。この図において、１，２はそ
れぞれディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃｈのレベル
を調整して後段へ出力するレベル調整器である。３は搬
送波信号を発生する発振器、４はこの搬送波信号の位相
を９０゜移相して出力する移相回路である。５は第１の
変調器であり、発振器３から出力される搬送波信号（第
１搬送波とする）とレベル調整器１の出力とを乗算し、
この第１搬送波と位相が１８０゜異なる第１の変調信号
を発生する。
を示すブロック図である。この図において、１，２はそ
れぞれディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃｈのレベル
を調整して後段へ出力するレベル調整器である。３は搬
送波信号を発生する発振器、４はこの搬送波信号の位相
を９０゜移相して出力する移相回路である。５は第１の
変調器であり、発振器３から出力される搬送波信号（第
１搬送波とする）とレベル調整器１の出力とを乗算し、
この第１搬送波と位相が１８０゜異なる第１の変調信号
を発生する。
【０００３】６は第２の変調器であり、９０゜移相され
た搬送波信号（第２搬送波とする）とレベル調整器２の
出力とを乗算し、この第２搬送波と位相が１８０゜異な
る第２の変調信号を発生する。７は合成器であり、第１
の変調器５および第２の変調器６から出力され、互いに
位相が直交する第１の変調信号と第２の変調信号とを合
成し、４相位相変調信号を発生する。上記構成によれ
ば、ディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃｈは、互いに
位相が直交する４相位相変調信号に合成される。
た搬送波信号（第２搬送波とする）とレベル調整器２の
出力とを乗算し、この第２搬送波と位相が１８０゜異な
る第２の変調信号を発生する。７は合成器であり、第１
の変調器５および第２の変調器６から出力され、互いに
位相が直交する第１の変調信号と第２の変調信号とを合
成し、４相位相変調信号を発生する。上記構成によれ
ば、ディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃｈは、互いに
位相が直交する４相位相変調信号に合成される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の４相位相変調回路にあっては、２系統の変調器５，
６に各々入力するディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃ
ｈの振幅レベルと移相器４の位相差とを手動で交互に調
整して直交位相を保つようにしている。このため、調整
作業に多大な工数を必要とする問題がある。また、こう
した作業では調整部品が必要になることから、回路の小
型化を図ることが困難であるという欠点もある。加え
て、上述した移相回路４は、使用する搬送波の周波数に
合わせて設計する必要があり、このため使用できる周波
数範囲が限定されてしまい、汎用性に乏しいという弊害
もある。そこで本発明は、調整作業を必要とせず、しか
も小型化を達成できる上、汎用性に富む４相位相変調回
路を提供することを目的としている。
来の４相位相変調回路にあっては、２系統の変調器５，
６に各々入力するディジタル変調信号Ｉ−ｃｈ，Ｑ−ｃ
ｈの振幅レベルと移相器４の位相差とを手動で交互に調
整して直交位相を保つようにしている。このため、調整
作業に多大な工数を必要とする問題がある。また、こう
した作業では調整部品が必要になることから、回路の小
型化を図ることが困難であるという欠点もある。加え
て、上述した移相回路４は、使用する搬送波の周波数に
合わせて設計する必要があり、このため使用できる周波
数範囲が限定されてしまい、汎用性に乏しいという弊害
もある。そこで本発明は、調整作業を必要とせず、しか
も小型化を達成できる上、汎用性に富む４相位相変調回
路を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明によれば、搬送波信号を発生
する発振手段と、外部から供給される第１のディジタル
変調信号に応じて前記搬送波信号を位相変調する第１の
変調手段と、前記搬送波信号の位相を可変制御する移相
手段と、外部から供給される第２のディジタル変調信号
に応じて前記移相手段の出力を位相変調する第２の変調
手段と、前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相
差Δθを検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記
移相手段を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信
号に対して９０゜移相させる位相制御手段と、前記第２
の変調手段の出力を可変制御する可変利得増幅手段と、
前記第１の変調手段の出力と前記可変利得増幅手段の出
力とのレベル差ΔＡを検出すると共に、このレベル差Δ
Ａに応じて前記可変利得増幅手段を制御して前記第１お
よび第２の変調手段の各出力振幅を一致させる利得制御
手段とを具備することを特徴としている。
め、請求項１に記載の発明によれば、搬送波信号を発生
する発振手段と、外部から供給される第１のディジタル
変調信号に応じて前記搬送波信号を位相変調する第１の
変調手段と、前記搬送波信号の位相を可変制御する移相
手段と、外部から供給される第２のディジタル変調信号
に応じて前記移相手段の出力を位相変調する第２の変調
手段と、前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相
差Δθを検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記
移相手段を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信
号に対して９０゜移相させる位相制御手段と、前記第２
の変調手段の出力を可変制御する可変利得増幅手段と、
前記第１の変調手段の出力と前記可変利得増幅手段の出
力とのレベル差ΔＡを検出すると共に、このレベル差Δ
Ａに応じて前記可変利得増幅手段を制御して前記第１お
よび第２の変調手段の各出力振幅を一致させる利得制御
手段とを具備することを特徴としている。
【０００６】また、請求項２に記載の発明によれば、前
記位相制御手段は、前記搬送波信号と前記移相手段の出
力とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力を平滑化す
るローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力に
応じた位相制御信号を発生し、この位相制御信号に基づ
いて前記移相手段を電圧制御する第１の制御器とを具備
することを特徴としている。
記位相制御手段は、前記搬送波信号と前記移相手段の出
力とを乗算する乗算器と、この乗算器の出力を平滑化す
るローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力に
応じた位相制御信号を発生し、この位相制御信号に基づ
いて前記移相手段を電圧制御する第１の制御器とを具備
することを特徴としている。
【０００７】さらに、請求項３に記載の発明によれば、
前記利得制御手段は、前記第１の変調手段の出力を自乗
検波してその出力レベルを検出する第１の自乗検波器
と、前記可変利得増幅手段の出力を自乗検波してその出
力レベルを検出する第２の自乗検波器と、前記第１の自
乗検波器の出力にローパスフィルタリングを施す第１の
ローパスフィルタと、前記第２の自乗検波器の出力にロ
ーパスフィルタリングを施す第２のローパスフィルタ
と、前記第１のローパスフィルタの出力と前記第２のロ
ーパスフィルタの出力とを差動増幅して前記レベル差Δ
Ａを発生する差動増幅手段と、この差動増幅手段の出力
に応じて前記可変利得増幅手段を電圧制御する第２の制
御器とを具備することを特徴としている。
前記利得制御手段は、前記第１の変調手段の出力を自乗
検波してその出力レベルを検出する第１の自乗検波器
と、前記可変利得増幅手段の出力を自乗検波してその出
力レベルを検出する第２の自乗検波器と、前記第１の自
乗検波器の出力にローパスフィルタリングを施す第１の
ローパスフィルタと、前記第２の自乗検波器の出力にロ
ーパスフィルタリングを施す第２のローパスフィルタ
と、前記第１のローパスフィルタの出力と前記第２のロ
ーパスフィルタの出力とを差動増幅して前記レベル差Δ
Ａを発生する差動増幅手段と、この差動増幅手段の出力
に応じて前記可変利得増幅手段を電圧制御する第２の制
御器とを具備することを特徴としている。
【０００８】また、請求項４に記載の発明にあっては、
搬送波信号を発生する発振手段と、外部から供給される
第１のディジタル変調信号に応じて前記搬送波信号を位
相変調する第１の変調手段と、前記搬送波信号の位相を
可変制御する移相手段と、外部から供給される第２のデ
ィジタル変調信号に応じて前記移相手段の出力を位相変
調する第２の変調手段と、前記搬送波信号と前記移相手
段の出力との位相差Δθを検出すると共に、当該位相差
Δθに応じて前記移相手段を制御して当該移相手段の出
力を前記搬送波信号に対して９０゜移相させる位相制御
手段と、基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記
第１の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル
差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第１の
変調手段の出力をレベル制御する第１のフィードバック
ループと、前記第２の変調手段の出力レベルと前記基準
電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応
じて前記第２の変調手段の出力をレベル制御する第２の
フィードバックループとを具備することを特徴としてい
る。
搬送波信号を発生する発振手段と、外部から供給される
第１のディジタル変調信号に応じて前記搬送波信号を位
相変調する第１の変調手段と、前記搬送波信号の位相を
可変制御する移相手段と、外部から供給される第２のデ
ィジタル変調信号に応じて前記移相手段の出力を位相変
調する第２の変調手段と、前記搬送波信号と前記移相手
段の出力との位相差Δθを検出すると共に、当該位相差
Δθに応じて前記移相手段を制御して当該移相手段の出
力を前記搬送波信号に対して９０゜移相させる位相制御
手段と、基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記
第１の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレベル
差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第１の
変調手段の出力をレベル制御する第１のフィードバック
ループと、前記第２の変調手段の出力レベルと前記基準
電圧とのレベル差を検出すると共に、このレベル差に応
じて前記第２の変調手段の出力をレベル制御する第２の
フィードバックループとを具備することを特徴としてい
る。
【０００９】
【作用】本発明では、位相制御手段が第１および第２の
変調手段の各出力間の移相誤差を０とするよう移相手段
をフィードバック制御する一方、利得制御手段が第１お
よび第２の変調手段の各出力間の振幅誤差を０とするよ
うフィードバック制御する。この結果、従来の手動調整
が省略でき、したがって、調整部品を必要とせず、回路
の小型化や延いては低コスト化を招致することが可能と
なり、汎用性に富む４相位相変調回路が実現される。
変調手段の各出力間の移相誤差を０とするよう移相手段
をフィードバック制御する一方、利得制御手段が第１お
よび第２の変調手段の各出力間の振幅誤差を０とするよ
うフィードバック制御する。この結果、従来の手動調整
が省略でき、したがって、調整部品を必要とせず、回路
の小型化や延いては低コスト化を招致することが可能と
なり、汎用性に富む４相位相変調回路が実現される。
【００１０】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。 Ａ．第１実施例 図１は、本発明の第１実施例による４相位相変調回路の
構成を示すブロック図である。この図において、図３に
示す各部と共通する構成要素には同一の番号を付し、そ
の説明を省略する。この図に示す４相位相変調回路が図
３に示した従来例と異なる点は、構成要素１０〜１３か
ら構成される移相誤差調整回路１４と、構成要素２０〜
２７から構成される振幅誤差調整回路２８とを備えたこ
とにある。ここで、移相誤差調整回路１４は、後述する
ように、移相誤差を０にする回路であり、また、振幅誤
差調整回路２８は、互い直交する第１および第２の変調
信号の振幅誤差を０にする回路である。以下、これら回
路１４，２８に構成について説明する。
て説明する。 Ａ．第１実施例 図１は、本発明の第１実施例による４相位相変調回路の
構成を示すブロック図である。この図において、図３に
示す各部と共通する構成要素には同一の番号を付し、そ
の説明を省略する。この図に示す４相位相変調回路が図
３に示した従来例と異なる点は、構成要素１０〜１３か
ら構成される移相誤差調整回路１４と、構成要素２０〜
２７から構成される振幅誤差調整回路２８とを備えたこ
とにある。ここで、移相誤差調整回路１４は、後述する
ように、移相誤差を０にする回路であり、また、振幅誤
差調整回路２８は、互い直交する第１および第２の変調
信号の振幅誤差を０にする回路である。以下、これら回
路１４，２８に構成について説明する。
【００１１】図１において、１０は発振器３から出力さ
れる搬送波信号と、後述する電圧制御移相回路１３の出
力とを乗算して誤差信号を発生する乗算器である。１１
は誤差信号に重畳される不要高周波成分を除去するロー
パスフィルタである。１２はこのローパスフィルタ１１
の出力に応じた制御電圧信号を発生する制御器である。
なお、制御電圧信号は、誤差信号に対応して変化するも
のである。電圧制御移相回路１３は、制御電圧信号に応
じて搬送波信号の位相を制御するものであり、例えば、
移相誤差「０」を表す制御電圧信号が供給された場合、
すなわち、移相誤差が存在しない時には搬送波信号を９
０゜移相して出力する。
れる搬送波信号と、後述する電圧制御移相回路１３の出
力とを乗算して誤差信号を発生する乗算器である。１１
は誤差信号に重畳される不要高周波成分を除去するロー
パスフィルタである。１２はこのローパスフィルタ１１
の出力に応じた制御電圧信号を発生する制御器である。
なお、制御電圧信号は、誤差信号に対応して変化するも
のである。電圧制御移相回路１３は、制御電圧信号に応
じて搬送波信号の位相を制御するものであり、例えば、
移相誤差「０」を表す制御電圧信号が供給された場合、
すなわち、移相誤差が存在しない時には搬送波信号を９
０゜移相して出力する。
【００１２】上記構成によれば、乗算器１０は位相差９
０゜からのズレを表す誤差信号を発生する一方、制御器
１２が誤差信号に応じた制御電圧信号を生成し、この制
御電圧信号に基づいて電圧制御移相回路１３が移相誤差
分を相殺する搬送波信号を発生する。つまり、移相誤差
調整回路１４は、移相誤差を０とするように動作するフ
ィードバックループを構成しており、その動作を以下に
詳述する。
０゜からのズレを表す誤差信号を発生する一方、制御器
１２が誤差信号に応じた制御電圧信号を生成し、この制
御電圧信号に基づいて電圧制御移相回路１３が移相誤差
分を相殺する搬送波信号を発生する。つまり、移相誤差
調整回路１４は、移相誤差を０とするように動作するフ
ィードバックループを構成しており、その動作を以下に
詳述する。
【００１３】いま、発振器３の発振周波数をωとし、こ
の周波数ωの搬送波信号を電圧制御移相回路１３に供給
した時に、電圧制御移相回路１３の出力が（Δθ＋π／
２）だけ位相遅延したとする。なお、ここで、Δθは移
相誤差を表す。乗算器１０には、発振器３から出力され
る搬送波信号ｓｉｎ（ωｔ）と、電圧制御移相回路１３
の出力ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ＋π／２）とが入力される。
したがって、乗算器１０は次式（１）で表される２入力
信号の積を発生する。すなわち、 ｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ＋π／２） ＝｛ｃｏｓ（ωｔ−ωｔ−Δθ−π／２） −ｃｏｓ（ωｔ＋ωｔ＋Δθ＋π／２）｝／２ ＝｛ｓｉｎ（２ωｔ＋Δθ）−ｓｉｎ（Δθ）｝／２ …（１）
の周波数ωの搬送波信号を電圧制御移相回路１３に供給
した時に、電圧制御移相回路１３の出力が（Δθ＋π／
２）だけ位相遅延したとする。なお、ここで、Δθは移
相誤差を表す。乗算器１０には、発振器３から出力され
る搬送波信号ｓｉｎ（ωｔ）と、電圧制御移相回路１３
の出力ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ＋π／２）とが入力される。
したがって、乗算器１０は次式（１）で表される２入力
信号の積を発生する。すなわち、 ｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ＋π／２） ＝｛ｃｏｓ（ωｔ−ωｔ−Δθ−π／２） −ｃｏｓ（ωｔ＋ωｔ＋Δθ＋π／２）｝／２ ＝｛ｓｉｎ（２ωｔ＋Δθ）−ｓｉｎ（Δθ）｝／２ …（１）
【００１４】上記（１）式で表現される誤差信号を、カ
ットオフ周波数２ω以下のローパスフィルタ１１に入力
することにより、当該ローパスフィルタ１１は、−ｓｉ
ｎ（Δθ）／２で表される出力を発生する。ここで、位
相差が（π／２＋Δθ）の場合には、ローパスフィルタ
１１の出力は−ｓｉｎ（Δθ）／２であり、一方、位相
差が（π／２−Δθ）の時にはｓｉｎ（Δθ）／２とな
る。また、移相誤差Δθが存在しない直交状態において
は、ローパスフィルタ１１から０が出力される。したが
って、移相誤差Δθを直流成分に対応させることが可能
になるから、この直流成分、すなわち、ローパスフィル
タ１１の出力に対応して制御器１２が制御電圧信号を発
生することによって、移相誤差Δθを０とするフィード
バック制御が達成される。
ットオフ周波数２ω以下のローパスフィルタ１１に入力
することにより、当該ローパスフィルタ１１は、−ｓｉ
ｎ（Δθ）／２で表される出力を発生する。ここで、位
相差が（π／２＋Δθ）の場合には、ローパスフィルタ
１１の出力は−ｓｉｎ（Δθ）／２であり、一方、位相
差が（π／２−Δθ）の時にはｓｉｎ（Δθ）／２とな
る。また、移相誤差Δθが存在しない直交状態において
は、ローパスフィルタ１１から０が出力される。したが
って、移相誤差Δθを直流成分に対応させることが可能
になるから、この直流成分、すなわち、ローパスフィル
タ１１の出力に対応して制御器１２が制御電圧信号を発
生することによって、移相誤差Δθを０とするフィード
バック制御が達成される。
【００１５】次に、振幅誤差調整回路２８の構成につい
て説明する。図１において、２０は入力信号（第１の変
調信号）を一定利得で増幅して出力する定利得増幅器、
２１は定利得増幅器２０の出力を自乗検波して出力する
自乗検波器である。２２は第１の変調信号の伝送レート
より低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタで
ある。２３は可変利得増幅器２７（後述する）の出力を
自乗検波して出力する自乗検波器、２４は第２の変調信
号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるロー
パスフィルタである。２５はこれらローパスフィルタ２
２，２４の出力を差動増幅し、振幅誤差を発生する差動
増幅器である。２６は差動増幅器２５の出力に応じた制
御信号を発生する制御器である。２６はこの制御信号に
応じた利得で第２変調信号を増幅して出力する可変利得
増幅器である。
て説明する。図１において、２０は入力信号（第１の変
調信号）を一定利得で増幅して出力する定利得増幅器、
２１は定利得増幅器２０の出力を自乗検波して出力する
自乗検波器である。２２は第１の変調信号の伝送レート
より低いカットオフ周波数を備えるローパスフィルタで
ある。２３は可変利得増幅器２７（後述する）の出力を
自乗検波して出力する自乗検波器、２４は第２の変調信
号の伝送レートより低いカットオフ周波数を備えるロー
パスフィルタである。２５はこれらローパスフィルタ２
２，２４の出力を差動増幅し、振幅誤差を発生する差動
増幅器である。２６は差動増幅器２５の出力に応じた制
御信号を発生する制御器である。２６はこの制御信号に
応じた利得で第２変調信号を増幅して出力する可変利得
増幅器である。
【００１６】上記構成による振幅誤差調整回路２８は、
第１の変調信号に対する第２の変調信号の振幅誤差を検
出し、検出した振幅誤差に応じて第２の変調信号の振幅
レベルを制御するフィードバックループを形成してお
り、以下、このループの動作について説明する。第１の
変調器５から出力される第１の変調信号は、定利得増幅
器２０を介して一定ゲインで増幅され自乗検波器２１に
供給される。自乗検波器２１は、増幅器２０の出力を自
乗検波し、第１の変調信号の出力レベルを表す検出信号
を発生する。この検出信号は、第１の変調信号の伝送レ
ートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィル
タ２２によって平滑化されて差動増幅器２５の非反転入
力端に入力される。
第１の変調信号に対する第２の変調信号の振幅誤差を検
出し、検出した振幅誤差に応じて第２の変調信号の振幅
レベルを制御するフィードバックループを形成してお
り、以下、このループの動作について説明する。第１の
変調器５から出力される第１の変調信号は、定利得増幅
器２０を介して一定ゲインで増幅され自乗検波器２１に
供給される。自乗検波器２１は、増幅器２０の出力を自
乗検波し、第１の変調信号の出力レベルを表す検出信号
を発生する。この検出信号は、第１の変調信号の伝送レ
ートより低いカットオフ周波数を備えるローパスフィル
タ２２によって平滑化されて差動増幅器２５の非反転入
力端に入力される。
【００１７】一方、第２の変調器６から出力される第２
変調信号は、可変利得増幅器２７を介して振幅レベルが
調整されて自乗検波器２３に供給され、上述と同様にロ
ーパスフィルタ２４を経て差動増幅器２５の反転入力端
に入力される。そして、差動増幅器２５では、ローパス
フィルタ２２，２４の各出力のレベル差、つまり、第１
の変調信号に対する第２の変調信号の振幅誤差を発生す
る。制御器２６は、この振幅誤差に応じた制御信号を発
生して可変利得増幅器のゲインを制御する。この結果、
第１の変調信号の振幅レベルを基準とし、この基準に合
わせて第２の変調信号の振幅レベルが制御され、振幅誤
差を除去するようにしている。
変調信号は、可変利得増幅器２７を介して振幅レベルが
調整されて自乗検波器２３に供給され、上述と同様にロ
ーパスフィルタ２４を経て差動増幅器２５の反転入力端
に入力される。そして、差動増幅器２５では、ローパス
フィルタ２２，２４の各出力のレベル差、つまり、第１
の変調信号に対する第２の変調信号の振幅誤差を発生す
る。制御器２６は、この振幅誤差に応じた制御信号を発
生して可変利得増幅器のゲインを制御する。この結果、
第１の変調信号の振幅レベルを基準とし、この基準に合
わせて第２の変調信号の振幅レベルが制御され、振幅誤
差を除去するようにしている。
【００１８】このように、上述した第１実施例によれ
ば、移相誤差調整回路１４が移相誤差を０とするようフ
ィードバック制御すると共に、振幅誤差調整回路２８が
振幅誤差を０とするようフィードバック制御するから、
第１および第２の変調信号間における直交位相誤差と直
交振幅誤差とを無くすことが可能になる。したがって、
従来のように手動でこれら誤差を除去する調整を省くこ
とが可能となる。しかして、無調整化を図ったことか
ら、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低
コスト化を招致することが可能になる上、汎用性に富む
４相位相変調回路が実現される訳である。
ば、移相誤差調整回路１４が移相誤差を０とするようフ
ィードバック制御すると共に、振幅誤差調整回路２８が
振幅誤差を０とするようフィードバック制御するから、
第１および第２の変調信号間における直交位相誤差と直
交振幅誤差とを無くすことが可能になる。したがって、
従来のように手動でこれら誤差を除去する調整を省くこ
とが可能となる。しかして、無調整化を図ったことか
ら、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延いては低
コスト化を招致することが可能になる上、汎用性に富む
４相位相変調回路が実現される訳である。
【００１９】Ｂ．第２実施例 次に、図２を参照して本発明の第２実施例による４相位
相変調回路の構成について説明する。なお、この図にお
いて、図１の各部と共通する構成要素には、同一の番号
を付し、その説明を省略する。この図に示す第２実施例
が前述した第１実施例と異なる点は、直交振幅誤差の制
御態様が相違することにある。すなわち、前述した第１
実施例では、第１の変調信号の振幅レベルを基準とし、
この基準に合わせて第２の変調信号の振幅レベルを制御
して直交振幅誤差を除去するが、この第２実施例では、
構成要素３０〜３３を追加して基準電圧レベルを基準に
第１および第２の変調信号間の直交振幅誤差を制御す
る。以下、こうした構成について説明する。
相変調回路の構成について説明する。なお、この図にお
いて、図１の各部と共通する構成要素には、同一の番号
を付し、その説明を省略する。この図に示す第２実施例
が前述した第１実施例と異なる点は、直交振幅誤差の制
御態様が相違することにある。すなわち、前述した第１
実施例では、第１の変調信号の振幅レベルを基準とし、
この基準に合わせて第２の変調信号の振幅レベルを制御
して直交振幅誤差を除去するが、この第２実施例では、
構成要素３０〜３３を追加して基準電圧レベルを基準に
第１および第２の変調信号間の直交振幅誤差を制御す
る。以下、こうした構成について説明する。
【００２０】図２において、３０は基準電圧を発生する
基準電圧発生器である。この発生器３０から出力される
基準電圧は、第１の差動増幅器２５および第２の差動増
幅器３１の各非反転入力端に供給される。これら第１お
よび第２の差動増幅器２５，３１の各反転入力端には、
自乗検波器２１，２３とローパスフィルタ２２，２４を
介して得られる第１および第２の変調信号の各振幅レベ
ルが供給される。すなわち、構成要素２１，２２，３１
〜２３から形成されるフィードバックループでは、第１
の変調信号の振幅レベルが基準電圧に一致するよう制御
され、一方、構成要素２３〜２７から形成されるフィー
ドバックループでは、第２の変調信号の振幅レベルが基
準電圧に一致するよう制御される。
基準電圧発生器である。この発生器３０から出力される
基準電圧は、第１の差動増幅器２５および第２の差動増
幅器３１の各非反転入力端に供給される。これら第１お
よび第２の差動増幅器２５，３１の各反転入力端には、
自乗検波器２１，２３とローパスフィルタ２２，２４を
介して得られる第１および第２の変調信号の各振幅レベ
ルが供給される。すなわち、構成要素２１，２２，３１
〜２３から形成されるフィードバックループでは、第１
の変調信号の振幅レベルが基準電圧に一致するよう制御
され、一方、構成要素２３〜２７から形成されるフィー
ドバックループでは、第２の変調信号の振幅レベルが基
準電圧に一致するよう制御される。
【００２１】しかして、このような構成によれば、前述
した第１実施例と同様に、移相誤差調整回路１４が移相
誤差を０とするフィードバック制御がなされると共に、
振幅誤差調整回路２８が振幅誤差を０とするフィードバ
ック制御がなされるので、第１および第２の変調信号間
における直交位相誤差と直交振幅誤差とを除去でき、こ
の結果、従来の手動調整を省略することが可能となる。
これにより、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延
いては低コスト化を招致することができ、汎用性に富む
４相位相変調回路が実現される。また、回路要素である
増幅器や移相回路の温度特性による位相誤差、振幅誤差
も自動的に補正できるという点で高性能化を図ることが
できる。さらに、直交成分の位相誤差、振幅誤差の無い
４相位相変調信号を発生することが可能になるから、高
品質の伝送信号を得られる上、同一の回路で幅広い搬送
波周波数にも対応できる。
した第１実施例と同様に、移相誤差調整回路１４が移相
誤差を０とするフィードバック制御がなされると共に、
振幅誤差調整回路２８が振幅誤差を０とするフィードバ
ック制御がなされるので、第１および第２の変調信号間
における直交位相誤差と直交振幅誤差とを除去でき、こ
の結果、従来の手動調整を省略することが可能となる。
これにより、調整部品を必要とせず、回路の小型化や延
いては低コスト化を招致することができ、汎用性に富む
４相位相変調回路が実現される。また、回路要素である
増幅器や移相回路の温度特性による位相誤差、振幅誤差
も自動的に補正できるという点で高性能化を図ることが
できる。さらに、直交成分の位相誤差、振幅誤差の無い
４相位相変調信号を発生することが可能になるから、高
品質の伝送信号を得られる上、同一の回路で幅広い搬送
波周波数にも対応できる。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、位相制御手段が第１お
よび第２の変調手段の各出力間の移相誤差を０とするよ
う移相手段をフィードバック制御する一方、利得制御手
段が第１および第２の変調手段の各出力間の振幅誤差を
０とするようフィードバック制御するので、従来の手動
調整が省略され、したがって、調整部品を必要とせず、
回路の小型化や延いては低コスト化を招致することがで
き、汎用性に富む４相位相変調回路が実現できる。
よび第２の変調手段の各出力間の移相誤差を０とするよ
う移相手段をフィードバック制御する一方、利得制御手
段が第１および第２の変調手段の各出力間の振幅誤差を
０とするようフィードバック制御するので、従来の手動
調整が省略され、したがって、調整部品を必要とせず、
回路の小型化や延いては低コスト化を招致することがで
き、汎用性に富む４相位相変調回路が実現できる。
【図１】本発明の第１実施例による４相位相変調回路の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施例による４相位相変調回路の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図３】従来の４相位相変調回路の構成を示すブロック
図である。
図である。
３ 発振器（発振手段） ５ 第１の変調器（第１の変調手段） ６ 第２の変調器（第２の変調手段） １０ 乗算器（位相制御手段） １１ ローパスフィルタ（位相制御手段） １２ 制御器（位相制御手段） １３ 電圧制御移相回路（移相手段） １４ 移相誤差調整回路（位相制御手段） ２０ 定利得増幅器（利得制御手段） ２１ 自乗検波器（利得制御手段） ２２ ローパスフィルタ（利得制御手段） ２３ 自乗検波器（利得制御手段） ２４ ローパスフィルタ（利得制御手段） ２５ 差動増幅器（利得制御手段） ２６ 制御器（利得制御手段） ２７ 可変利得増幅器（可変利得増幅手段）
Claims (4)
- 【請求項１】 搬送波信号を発生する発振手段と、 外部から供給される第１のディジタル変調信号に応じて
前記搬送波信号を位相変調する第１の変調手段と、 前記搬送波信号の位相を可変制御する移相手段と、 外部から供給される第２のディジタル変調信号に応じて
前記移相手段の出力を位相変調する第２の変調手段と、 前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相差Δθを
検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記移相手段
を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信号に対し
て９０゜移相させる位相制御手段と、 前記第２の変調手段の出力を可変制御する可変利得増幅
手段と、 前記第１の変調手段の出力と前記可変利得増幅手段の出
力とのレベル差ΔＡを検出すると共に、このレベル差Δ
Ａに応じて前記可変利得増幅手段を制御して前記第１お
よび第２の変調手段の各出力振幅を一致させる利得制御
手段とを具備することを特徴とする４相位相変調回路。 - 【請求項２】 前記位相制御手段は、 前記搬送波信号と前記移相手段の出力とを乗算する乗算
器と、 この乗算器の出力を平滑化するローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力に応じた位相制御信号を発
生し、この位相制御信号に基づいて前記移相手段を電圧
制御する第１の制御器とを具備することを特徴とする請
求項１記載の４相位相変調回路。 - 【請求項３】 前記利得制御手段は、 前記第１の変調手段の出力を自乗検波してその出力レベ
ルを検出する第１の自乗検波器と、 前記可変利得増幅手段の出力を自乗検波してその出力レ
ベルを検出する第２の自乗検波器と、 前記第１の自乗検波器の出力にローパスフィルタリング
を施す第１のローパスフィルタと、 前記第２の自乗検波器の出力にローパスフィルタリング
を施す第２のローパスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタの出力と前記第２のローパ
スフィルタの出力とを差動増幅して前記レベル差ΔＡを
発生する差動増幅手段と、 この差動増幅手段の出力に応じて前記可変利得増幅手段
を電圧制御する第２の制御器とを具備することを特徴と
する請求項１記載の４相位相変調回路。 - 【請求項４】 搬送波信号を発生する発振手段と、 外部から供給される第１のディジタル変調信号に応じて
前記搬送波信号を位相変調する第１の変調手段と、 前記搬送波信号の位相を可変制御する移相手段と、 外部から供給される第２のディジタル変調信号に応じて
前記移相手段の出力を位相変調する第２の変調手段と、 前記搬送波信号と前記移相手段の出力との位相差Δθを
検出すると共に、当該位相差Δθに応じて前記移相手段
を制御して当該移相手段の出力を前記搬送波信号に対し
て９０゜移相させる位相制御手段と、 基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、 前記第１の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレ
ベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第
１の変調手段の出力をレベル制御する第１のフィードバ
ックループと、 前記第２の変調手段の出力レベルと前記基準電圧とのレ
ベル差を検出すると共に、このレベル差に応じて前記第
２の変調手段の出力をレベル制御する第２のフィードバ
ックループとを具備することを特徴とする４相位相変調
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28873193A JP3552254B2 (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | ４相位相変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28873193A JP3552254B2 (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | ４相位相変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123123A true JPH07123123A (ja) | 1995-05-12 |
| JP3552254B2 JP3552254B2 (ja) | 2004-08-11 |
Family
ID=17733962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28873193A Expired - Fee Related JP3552254B2 (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | ４相位相変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3552254B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003533946A (ja) * | 2000-05-16 | 2003-11-11 | モトローラ・インコーポレイテッド | クアドラチュア送受信器用利得制御器 |
| US7388926B2 (en) | 2004-04-21 | 2008-06-17 | Fujitsu Limited | Quadrature modulation system |
| US7477687B2 (en) | 1999-01-19 | 2009-01-13 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| US8792545B2 (en) | 1999-01-19 | 2014-07-29 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
-
1993
- 1993-10-25 JP JP28873193A patent/JP3552254B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7477687B2 (en) | 1999-01-19 | 2009-01-13 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| US8792545B2 (en) | 1999-01-19 | 2014-07-29 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| JP2003533946A (ja) * | 2000-05-16 | 2003-11-11 | モトローラ・インコーポレイテッド | クアドラチュア送受信器用利得制御器 |
| US7388926B2 (en) | 2004-04-21 | 2008-06-17 | Fujitsu Limited | Quadrature modulation system |
| EP2501091A2 (en) | 2004-04-21 | 2012-09-19 | Fujitsu Limited | A quadrature modulation system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3552254B2 (ja) | 2004-08-11 |
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Effective date: 20040119 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 |
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