JP3226577B2 - ベクトル変調システム、ベクトル変調器 - Google Patents
ベクトル変調システム、ベクトル変調器Info
- Publication number
- JP3226577B2 JP3226577B2 JP27338991A JP27338991A JP3226577B2 JP 3226577 B2 JP3226577 B2 JP 3226577B2 JP 27338991 A JP27338991 A JP 27338991A JP 27338991 A JP27338991 A JP 27338991A JP 3226577 B2 JP3226577 B2 JP 3226577B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- modulator
- signal
- modulation
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C5/00—Amplitude modulation and angle modulation produced simultaneously or at will by the same modulating signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の技術分野】本発明は変調システム、特に位相変
調器を使用する新規なベクトル変調システムに関するも
のである。
調器を使用する新規なベクトル変調システムに関するも
のである。
【０００２】
【従来技術と問題点】ベクトル変調は、被変調信号が任
意の位相および振幅関係を有することが可能な変調技術
を意味する。ベクトル変調は多くの例において望まし
く、その一つに無線周波数搬送波によるディジタル情報
の伝送がある。ベクトル変調器の一つの良く知られてい
る例は、「Ｉ−Ｑ変調器」である。Ｉ−Ｑ変調器におい
ては、変調信号は同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）成分へ分
割される。これらは振幅および位相の任意の組合せを形
成するために加算可能な２つの直交信号基底を形成す
る。従って、Ｉ−Ｑ変調器を使用して任意の形式の振
幅、位相、または周波数変調、またはそれらの任意の組
合わせを生成することが理論的に可能となる。
意の位相および振幅関係を有することが可能な変調技術
を意味する。ベクトル変調は多くの例において望まし
く、その一つに無線周波数搬送波によるディジタル情報
の伝送がある。ベクトル変調器の一つの良く知られてい
る例は、「Ｉ−Ｑ変調器」である。Ｉ−Ｑ変調器におい
ては、変調信号は同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）成分へ分
割される。これらは振幅および位相の任意の組合せを形
成するために加算可能な２つの直交信号基底を形成す
る。従って、Ｉ−Ｑ変調器を使用して任意の形式の振
幅、位相、または周波数変調、またはそれらの任意の組
合わせを生成することが理論的に可能となる。
【０００３】Ｌ．Ｏ．ソース（局部発振源）１２、９０
度位相シフト・ネットワーク１４、第１および第２のミ
キサ１６ａ、１６ｂ、および加算ネットワーク１８を含
む従来のＩ−Ｑ変調器１０を図２に示す。これらのミキ
サは振幅変調器として使用される。第１の入力変調信号
Ｉは、第１のミキサ１６ａによりＬ．Ｏ．信号と混合さ
れる。第２の入力変調信号Ｑは第２のミキサ１６ｂによ
り９０度シフトされたＬ．Ｏ．信号と混合される。次
に、２つの振幅被変調信号はネットワーク１８により加
算され、振幅および位相変調が「同相」信号Ｉおよび
「直角位相」信号Ｑのベクトル和として記述可能な出力
信号となる。以下で数式により説明を行なう。Ｌ．Ｏ．
信号ＶLO、第１のミキサ１６ａの出力信号Ｖ1 および第
２のミキサ１６ｂの出力信号Ｖ2を以下のように設定す
る。 ＶLO＝ｅｘｐ（ｊｗｔ） （１） Ｖ1 ＝Ｉｅｘｐ（ｊｗｔ） （２） Ｖ2 ＝Ｑｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋π／２）） （３） ネットワーク１８からの出力信号は以下の式で与えられ
る。 Ｖ1 ＋Ｖ2 ＝（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ（ｊｗｔ） （４）
度位相シフト・ネットワーク１４、第１および第２のミ
キサ１６ａ、１６ｂ、および加算ネットワーク１８を含
む従来のＩ−Ｑ変調器１０を図２に示す。これらのミキ
サは振幅変調器として使用される。第１の入力変調信号
Ｉは、第１のミキサ１６ａによりＬ．Ｏ．信号と混合さ
れる。第２の入力変調信号Ｑは第２のミキサ１６ｂによ
り９０度シフトされたＬ．Ｏ．信号と混合される。次
に、２つの振幅被変調信号はネットワーク１８により加
算され、振幅および位相変調が「同相」信号Ｉおよび
「直角位相」信号Ｑのベクトル和として記述可能な出力
信号となる。以下で数式により説明を行なう。Ｌ．Ｏ．
信号ＶLO、第１のミキサ１６ａの出力信号Ｖ1 および第
２のミキサ１６ｂの出力信号Ｖ2を以下のように設定す
る。 ＶLO＝ｅｘｐ（ｊｗｔ） （１） Ｖ1 ＝Ｉｅｘｐ（ｊｗｔ） （２） Ｖ2 ＝Ｑｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋π／２）） （３） ネットワーク１８からの出力信号は以下の式で与えられ
る。 Ｖ1 ＋Ｖ2 ＝（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ（ｊｗｔ） （４）
【０００４】図２の回路がＬ．Ｏ．信号と任意の振幅お
よび任意の位相関係を有する出力信号を発生することが
わかるであろう。もしＩおよびＱが各々位相が９０度異
なる正弦波信号である場合は、上のミキサにより生成さ
れる側帯波の一つは下のミキサにより生成される側帯波
により打ち消される。このように使用した場合、回路は
単一側帯波ミキサとして動作する。
よび任意の位相関係を有する出力信号を発生することが
わかるであろう。もしＩおよびＱが各々位相が９０度異
なる正弦波信号である場合は、上のミキサにより生成さ
れる側帯波の一つは下のミキサにより生成される側帯波
により打ち消される。このように使用した場合、回路は
単一側帯波ミキサとして動作する。
【０００５】図示されたシステムの欠点は、位相および
振幅精度が双方の信号経路において維持されなければな
らないことである。しかし、これらの特徴を変化させる
回路を使用してこれらの信号を処理することが時々望ま
しい。そのような処理は結果として得られる変調の邪魔
になる。そのような処理の一例はフェーズ・ロック・ル
ープ（ＰＬＬ）を使用するトラッキング・フィルタにお
ける二つの成分信号の周波数変換である。そのような回
路において、ＰＬＬは一般にその成分信号から振幅変調
を取り除き、信号が一定振幅の場合のみ本周波数変換手
法が有益となる。これは一般的には真実ではない。
振幅精度が双方の信号経路において維持されなければな
らないことである。しかし、これらの特徴を変化させる
回路を使用してこれらの信号を処理することが時々望ま
しい。そのような処理は結果として得られる変調の邪魔
になる。そのような処理の一例はフェーズ・ロック・ル
ープ（ＰＬＬ）を使用するトラッキング・フィルタにお
ける二つの成分信号の周波数変換である。そのような回
路において、ＰＬＬは一般にその成分信号から振幅変調
を取り除き、信号が一定振幅の場合のみ本周波数変換手
法が有益となる。これは一般的には真実ではない。
【０００６】
【発明の目的】本発明の目的は、ベクトル変調出力信号
を発生させる場合において振幅変調またはミキサによる
よりむしろ位相変調器からの一定振幅信号を組み合わせ
ることにより上記の欠点を解消することである。
を発生させる場合において振幅変調またはミキサによる
よりむしろ位相変調器からの一定振幅信号を組み合わせ
ることにより上記の欠点を解消することである。
【０００７】
【発明の概要】本発明で使用する二つの成分位相変調信
号は振幅変調を備えていないために、それらは信号の振
幅に影響無しに処理可能である。それらの相対的な振幅
に於ける任意の変化は、加算前にレベル制御回路により
訂正可能である。この柔軟性により、以前のベクトル変
調技術を使用して実現できなかったＰＬＬベースのトラ
ッキング・フィルタ等の回路が実現可能となる。
号は振幅変調を備えていないために、それらは信号の振
幅に影響無しに処理可能である。それらの相対的な振幅
に於ける任意の変化は、加算前にレベル制御回路により
訂正可能である。この柔軟性により、以前のベクトル変
調技術を使用して実現できなかったＰＬＬベースのトラ
ッキング・フィルタ等の回路が実現可能となる。
【０００８】
【発明の実施例】詳細記述 図１によると、本発明の実施例に従った位相に基づくベ
クトル変調システム２０は、図２に示す先行技術による
変調器１０とトポロジにおいては同様であるが、ミキサ
（振幅変調器）１６ａおよび１６ｂを位相変調器２２
ａ、２２ｂと置き換えている。先行技術による変調器の
９０度位相シフト・ネットワーク１４は、任意位相シフ
トＡを発生させる位相シフト・ネットワーク（位相シフ
タ）２４により置き換えられる。変調器２０において
は、ライン２６および２８上の成分位相変調信号Ｖａお
よびＶｂは、一定振幅を持っているが、加算ネットワー
ク（加算器）３２からライン３０上に得られる組合せ出
力信号Ｖout は、振幅および位相変調の双方を有するこ
とが可能である。
クトル変調システム２０は、図２に示す先行技術による
変調器１０とトポロジにおいては同様であるが、ミキサ
（振幅変調器）１６ａおよび１６ｂを位相変調器２２
ａ、２２ｂと置き換えている。先行技術による変調器の
９０度位相シフト・ネットワーク１４は、任意位相シフ
トＡを発生させる位相シフト・ネットワーク（位相シフ
タ）２４により置き換えられる。変調器２０において
は、ライン２６および２８上の成分位相変調信号Ｖａお
よびＶｂは、一定振幅を持っているが、加算ネットワー
ク（加算器）３２からライン３０上に得られる組合せ出
力信号Ｖout は、振幅および位相変調の双方を有するこ
とが可能である。
【０００９】変調器２０における信号は、数学的には以
下のように表現可能である。 ＶLO＝ｅｘｐ（ｊｗｔ） （５） Ｖa ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｘ）） （６） Ｖb ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｙ＋Ａ）） （７） Ｖa ＋Ｖb ＝Ｖout ＝（ｅｘｐ（ｊｘ）＋ｅｘｐ（ｊ（Ｙ＋Ａ）））ｅｘｐ（ｊ ｗｔ） （８） Ｖout ＝（ｃｏｓＸ＋ｊｓｉｎｘ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊｓｉｎ（Ｙ＋Ａ））ｅ ｘｐ（ｊｗｔ） （９） Ｖout ＝｛ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊ〔ｓｉｎＸ＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ）〕｝ ｅｘｐ（ｊｗｔ） （１０）
下のように表現可能である。 ＶLO＝ｅｘｐ（ｊｗｔ） （５） Ｖa ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｘ）） （６） Ｖb ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｙ＋Ａ）） （７） Ｖa ＋Ｖb ＝Ｖout ＝（ｅｘｐ（ｊｘ）＋ｅｘｐ（ｊ（Ｙ＋Ａ）））ｅｘｐ（ｊ ｗｔ） （８） Ｖout ＝（ｃｏｓＸ＋ｊｓｉｎｘ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊｓｉｎ（Ｙ＋Ａ））ｅ ｘｐ（ｊｗｔ） （９） Ｖout ＝｛ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊ〔ｓｉｎＸ＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ）〕｝ ｅｘｐ（ｊｗｔ） （１０）
【００１０】位相に基づくベクトル変調器２０の出力が
従来のＩ−Ｑ変調器１０の出力に等しく設定される場合
は、図２の入力Ｉ−Ｑ信号および図１の入力X−Y信号間
の写像が以下のようになる。 Ｉ＝ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ） （１１） Ｑ＝ｓｉｎX＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ） （１２）
従来のＩ−Ｑ変調器１０の出力に等しく設定される場合
は、図２の入力Ｉ−Ｑ信号および図１の入力X−Y信号間
の写像が以下のようになる。 Ｉ＝ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ） （１１） Ｑ＝ｓｉｎX＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ） （１２）
【００１１】もし以下のようにした場合、 Ｍ＝ＳＱＲＴ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） （１３） （但し、ＳＱＲＴは平方根を意味する。） θ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ） （１４） 以下の式が得られる。 Ｘ＝θ−ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１５） Ｙ＝θ−Ａ＋ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１６） すでに説明したように、位相シフト値「Ａ」は任意の値
である。しかし、もしＡ＝０またはＡ＝９０度である場
合は、その関連する写像変換が簡略化される。もしＡ＝
０ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１７） Ｙ＝θ＋ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１８） もしＡ＝９０度ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１９） Ｙ＝θ−ｓｉｎ-1（Ｍ／２） （２０） 上記の導出過程は、図２のＩ−Ｑ変調器１０と同様に動
作する変調器が振幅変調器の代わりに位相変調器を使用
することにより作成可能であることを示す。しかし、入
力信号ＸおよびＹの値は、ＩおよびＱの値の関数である
必要がある。前の議論により、この関係は以下の通りと
なる。 Ｘ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）−ｃｏｓ-1（ＳＱＲＴ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）／２）（２１） Ｙ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）−Ａ＋ｃｏｓ-1（ＳＱＲＴ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）／２）（２２ ）
である。しかし、もしＡ＝０またはＡ＝９０度である場
合は、その関連する写像変換が簡略化される。もしＡ＝
０ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１７） Ｙ＝θ＋ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１８） もしＡ＝９０度ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ-1（Ｍ／２） （１９） Ｙ＝θ−ｓｉｎ-1（Ｍ／２） （２０） 上記の導出過程は、図２のＩ−Ｑ変調器１０と同様に動
作する変調器が振幅変調器の代わりに位相変調器を使用
することにより作成可能であることを示す。しかし、入
力信号ＸおよびＹの値は、ＩおよびＱの値の関数である
必要がある。前の議論により、この関係は以下の通りと
なる。 Ｘ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）−ｃｏｓ-1（ＳＱＲＴ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）／２）（２１） Ｙ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）−Ａ＋ｃｏｓ-1（ＳＱＲＴ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）／２）（２２ ）
【００１２】上記の変換は図３に示すようにＲＯＭのテ
ーブル３４により実現可能である。ＩおよびＱに対する
ディジタル・ワードは、ＲＯＭアドレス・ラインへ入力
される。ＸおよびＹの対応する値はＲＯＭ内に記憶さ
れ、出力ライン上に提供される。この関数は上記の公式
に従ってＸおよびＹを計算する専用信号プロセッサを使
用することによっても実現可能である。
ーブル３４により実現可能である。ＩおよびＱに対する
ディジタル・ワードは、ＲＯＭアドレス・ラインへ入力
される。ＸおよびＹの対応する値はＲＯＭ内に記憶さ
れ、出力ライン上に提供される。この関数は上記の公式
に従ってＸおよびＹを計算する専用信号プロセッサを使
用することによっても実現可能である。
【００１３】図示システムの位相変調器２２ａ、２２ｂ
は、アナログ入力変調信号に対応する連続可変位相変調
器とし得る、この場合ＲＯＭ３４および変調器の間にＤ
／Ａ変換器が使用可能である。以下で詳述されるように
別の方法では、位相変調器はディジタル変調信号に対応
するタイプの場合があり、この場合その種の変換器は必
要でない。
は、アナログ入力変調信号に対応する連続可変位相変調
器とし得る、この場合ＲＯＭ３４および変調器の間にＤ
／Ａ変換器が使用可能である。以下で詳述されるように
別の方法では、位相変調器はディジタル変調信号に対応
するタイプの場合があり、この場合その種の変換器は必
要でない。
【００１４】従来のＩ−Ｑ変調器１０と比べた図示の位
相に基づく変調器２０の大きな利点は、加算ネットワー
ク３２へ加えられた２つの成分信号Ｖa およびＶb が、
位相変調されたために一定で等しい振幅を備えていると
いうことである。この特徴により、加算前に振幅制限増
幅器または信号Ｖa およびＶb の他の周波数（無線周波
数またはマイクロ波）へのＰＬＬ（加算ループ）変換等
の非線形信号処理が可能となる。事実、これら２つの信
号間の位相関係を維持する任意の演算を実行することが
可能である。加算ネットワークにおけるレベル制御回路
により任意の振幅歪が訂正可能である。これと比較し、
従来のＩ−Ｑ変調器１０はその成分信号Ｖ1 およびＶ2
の振幅変調により線形信号処理を必要とし、従ってその
種の変調器の使用範囲が限定される。
相に基づく変調器２０の大きな利点は、加算ネットワー
ク３２へ加えられた２つの成分信号Ｖa およびＶb が、
位相変調されたために一定で等しい振幅を備えていると
いうことである。この特徴により、加算前に振幅制限増
幅器または信号Ｖa およびＶb の他の周波数（無線周波
数またはマイクロ波）へのＰＬＬ（加算ループ）変換等
の非線形信号処理が可能となる。事実、これら２つの信
号間の位相関係を維持する任意の演算を実行することが
可能である。加算ネットワークにおけるレベル制御回路
により任意の振幅歪が訂正可能である。これと比較し、
従来のＩ−Ｑ変調器１０はその成分信号Ｖ1 およびＶ2
の振幅変調により線形信号処理を必要とし、従ってその
種の変調器の使用範囲が限定される。
【００１５】図４はＰＬＬを使用した周波数変換用の標
準システム３６を示す。変調器２２の各々からの位相変
調出力は、加算ループ３８へ送られる。各加算ループ
は、ループ・フィルタ４０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４２、ミキサ４４、および位相検出器４６を一部として
含む。参照信号源４８がＶＣＯ出力信号と混合するため
にミキサ４４へ周波数変換信号を提供する。
準システム３６を示す。変調器２２の各々からの位相変
調出力は、加算ループ３８へ送られる。各加算ループ
は、ループ・フィルタ４０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４２、ミキサ４４、および位相検出器４６を一部として
含む。参照信号源４８がＶＣＯ出力信号と混合するため
にミキサ４４へ周波数変換信号を提供する。
【００１６】動作状態では、そのループの動作によりミ
キサ４４からの出力信号はロックされ、その関連する位
相変調器２２からの入力信号と同じ周波数および位相を
有する。従って、各ＶＣＯ出力信号は対応する入力信号
と同じ位相特性を持つが参照信号と等しい量だけ周波数
がずれている。
キサ４４からの出力信号はロックされ、その関連する位
相変調器２２からの入力信号と同じ周波数および位相を
有する。従って、各ＶＣＯ出力信号は対応する入力信号
と同じ位相特性を持つが参照信号と等しい量だけ周波数
がずれている。
【００１７】位相検出器４６は、各々いくつかの形式の
うちの一つをとることが可能である。その一つは単純な
ミキサまたは乗算器である。もう一つはデュアル・フリ
ップ・フロップ・ゼロ・クロス検出器である。いずれの
場合でも、位相検出器は所望の位相差信号の外にルー
プ：フィルタ４０により抑制されるべき不要高周波信号
（すなわち、ミキサ位相検出器における加算積および参
照発振器のフィードスルーならびにフリップ・フロップ
位相検出器のディジタル雑音など）を発生させる。また
ループ・フィルタは、ロック・アップ時間等のそのルー
プのある種の動的特性を決定している。
うちの一つをとることが可能である。その一つは単純な
ミキサまたは乗算器である。もう一つはデュアル・フリ
ップ・フロップ・ゼロ・クロス検出器である。いずれの
場合でも、位相検出器は所望の位相差信号の外にルー
プ：フィルタ４０により抑制されるべき不要高周波信号
（すなわち、ミキサ位相検出器における加算積および参
照発振器のフィードスルーならびにフリップ・フロップ
位相検出器のディジタル雑音など）を発生させる。また
ループ・フィルタは、ロック・アップ時間等のそのルー
プのある種の動的特性を決定している。
【００１８】変調器２０の位相変調器２２ａ、および２
２ｂは、多くの方法で実現可能である。その一つは単純
なＰＬＬを使用することである。米国特許第４，５４
６，３３１号に開示されているように、ＰＬＬの出力信
号がそのロックされた状態をアナログ変調信号により摂
動することにより位相変調可能であることはよく知られ
ている。他の手法では、（アナログよりもむしろ）ディ
ジタル変調信号が使用される。
２ｂは、多くの方法で実現可能である。その一つは単純
なＰＬＬを使用することである。米国特許第４，５４
６，３３１号に開示されているように、ＰＬＬの出力信
号がそのロックされた状態をアナログ変調信号により摂
動することにより位相変調可能であることはよく知られ
ている。他の手法では、（アナログよりもむしろ）ディ
ジタル変調信号が使用される。
【００１９】ディジタル変調入力により位相変調を実現
するいくつかの方法が存在する。その一つは、ディジタ
ル周波数制御ポートを備えているＰＬＬ合成器等の周波
数合成器を使用することである。ＲＯＭ３４からのディ
ジタル変調ワードがこの制御ポートへ加えられる周波数
制御信号と加算される場合、周波数が変調されるであろ
う。位相変調が周波数変調の積分であるために、ディジ
タル変調ワードを処理しそれらの導関数を作成し、それ
らの導関数ワードを周波数制御ポートにおいて加算する
ことにより位相変調が実現可能である。
するいくつかの方法が存在する。その一つは、ディジタ
ル周波数制御ポートを備えているＰＬＬ合成器等の周波
数合成器を使用することである。ＲＯＭ３４からのディ
ジタル変調ワードがこの制御ポートへ加えられる周波数
制御信号と加算される場合、周波数が変調されるであろ
う。位相変調が周波数変調の積分であるために、ディジ
タル変調ワードを処理しそれらの導関数を作成し、それ
らの導関数ワードを周波数制御ポートにおいて加算する
ことにより位相変調が実現可能である。
【００２０】処理の邪魔をせずにＲＯＭ３４から変調器
へディジタルＸおよびＹワードが直接印加されることを
可能にするディジタル位相変調のための他の一つの技術
では、図５に示すように変調器としてフラクショナルＮ
ＰＬＬ回路５０を変調器として使用することである。
そのような回路は米国特許第３，９２８，８１３号、第
４，２０４，１７４号、第４，６８６，４８８号、第
４，７５８，８０２号、第４，７６３，０８３号、第
４，８００，３４２号、第４，８９０，０７１号、およ
び第４，９１８，４０５号により開示されるように技術
においてよく知られている。あるループ構成において、
出力信号の瞬時位相をディジタル形式で表わしたものを
備えている信号ノードが存在する。ＲＯＭからこのノー
ド内へディジタル変調ワードを加算することにより、結
果として得られる出力信号の位相変調が実現される。
へディジタルＸおよびＹワードが直接印加されることを
可能にするディジタル位相変調のための他の一つの技術
では、図５に示すように変調器としてフラクショナルＮ
ＰＬＬ回路５０を変調器として使用することである。
そのような回路は米国特許第３，９２８，８１３号、第
４，２０４，１７４号、第４，６８６，４８８号、第
４，７５８，８０２号、第４，７６３，０８３号、第
４，８００，３４２号、第４，８９０，０７１号、およ
び第４，９１８，４０５号により開示されるように技術
においてよく知られている。あるループ構成において、
出力信号の瞬時位相をディジタル形式で表わしたものを
備えている信号ノードが存在する。ＲＯＭからこのノー
ド内へディジタル変調ワードを加算することにより、結
果として得られる出力信号の位相変調が実現される。
【００２１】すべてのそのような回路において、二つの
ＰＬＬまたは合成器は同じ参照信号へロックされなけれ
ばならないが、それらの間に任意の、固定位相オフセッ
ト（図１の「Ａ」）を持つ場合がある。任意のその種の
オフセットは、ＲＯＭ３４内に記憶される方程式（２
１）および（２２）により計算されるデータにおいて反
映可能である。
ＰＬＬまたは合成器は同じ参照信号へロックされなけれ
ばならないが、それらの間に任意の、固定位相オフセッ
ト（図１の「Ａ」）を持つ場合がある。任意のその種の
オフセットは、ＲＯＭ３４内に記憶される方程式（２
１）および（２２）により計算されるデータにおいて反
映可能である。
【００２２】すでに述べたように、成分位相変調信号Ｖ
a およびＶb はそれらの元の位相特性を維持する任意の
方法で処理可能である。もし処理が信号間の振幅バラン
スを変化させる場合は、このバランスは図６の回路５２
等のレベル制御回路を使用することにより回復可能であ
る。
a およびＶb はそれらの元の位相特性を維持する任意の
方法で処理可能である。もし処理が信号間の振幅バラン
スを変化させる場合は、このバランスは図６の回路５２
等のレベル制御回路を使用することにより回復可能であ
る。
【００２３】図６の回路５２において、各ＲＦ（無線周
波）信号Ｖa およびＶb は制御ポート５６へ送られる制
御信号に応じてその振幅を変化させる振幅変調器５４へ
最初に提供される。その出力信号は、増幅器５８へ供給
される。増幅器５８からの出力は加算ネットワーク３２
へ送られる。振幅検出器６０ａおよび６０ｂは増幅器５
８ａおよび５８ｂの出力をサンプルし、信号を差動像幅
器６２へ提供する。この増幅器の出力は振幅変調器５４
ｂの制御ポート５６ｂを駆動する（固定バイアス信号が
他方の制御ポート５６ａへ送られる）。回路５２は振幅
変調器５４ｂの利得にサーボ自動フィード・バック制御
をかけ、加算ネットワーク３２へ送られる二つの信号間
の振幅バランスを維持する。
波）信号Ｖa およびＶb は制御ポート５６へ送られる制
御信号に応じてその振幅を変化させる振幅変調器５４へ
最初に提供される。その出力信号は、増幅器５８へ供給
される。増幅器５８からの出力は加算ネットワーク３２
へ送られる。振幅検出器６０ａおよび６０ｂは増幅器５
８ａおよび５８ｂの出力をサンプルし、信号を差動像幅
器６２へ提供する。この増幅器の出力は振幅変調器５４
ｂの制御ポート５６ｂを駆動する（固定バイアス信号が
他方の制御ポート５６ａへ送られる）。回路５２は振幅
変調器５４ｂの利得にサーボ自動フィード・バック制御
をかけ、加算ネットワーク３２へ送られる二つの信号間
の振幅バランスを維持する。
【００２４】好ましい実施例に関連して本発明の原理を
説明および図解したことにより、その原理から離れずに
本発明が配置および詳細において変更可能であることが
明らかであろう。例えば、位相変調器がフラクショナル
Ｎ ＰＬＬから構成されるという実施例に関連し本発明
が図解された一方、他の実施例では位相変調器は直接デ
ィジタル合成器から構成可能である。そのような合成器
は米国特許第４，８０９，２０５号、第４，８７８，０
３５号、第４，９２６，１３０号、および第４，９３
３，８９０号および欧州特許第３３８，７４２Ａ号、日
本国特許第１，０９０，６１１号、英国特許第２，１２
１，６２７号、および西独国特許３，８２９，９８５Ａ
号に開示される技法においてよく知られている。同様
に、ＩおよびＱ信号を入力信号として使用する変調器に
対して本発明が説明されたが、それは別の実施例におい
ては、入力信号が振幅および位相の形をとる可能性があ
ることが認識されるであろう。
説明および図解したことにより、その原理から離れずに
本発明が配置および詳細において変更可能であることが
明らかであろう。例えば、位相変調器がフラクショナル
Ｎ ＰＬＬから構成されるという実施例に関連し本発明
が図解された一方、他の実施例では位相変調器は直接デ
ィジタル合成器から構成可能である。そのような合成器
は米国特許第４，８０９，２０５号、第４，８７８，０
３５号、第４，９２６，１３０号、および第４，９３
３，８９０号および欧州特許第３３８，７４２Ａ号、日
本国特許第１，０９０，６１１号、英国特許第２，１２
１，６２７号、および西独国特許３，８２９，９８５Ａ
号に開示される技法においてよく知られている。同様
に、ＩおよびＱ信号を入力信号として使用する変調器に
対して本発明が説明されたが、それは別の実施例におい
ては、入力信号が振幅および位相の形をとる可能性があ
ることが認識されるであろう。
【００２５】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明のベクトル
変調装置等においては、ベクトルの成分信号の変調に振
幅変調器を用いることなく、位相変調器を用いるため、
被変調成分出力の振幅変化が抑制される。そして、この
成分出力に対し位相関係を損わない任意の非線形処理
（例えば振幅制限やＰＬＬによる周波数変換）がなさ
れ、それら処理済成分を加算出力できる。また、従来の
Ｉ−Ｑ変調を本発明の変調に変換することも可能である
から、従来の変調に比較し本発明の実施により広範囲の
ベクトル変調が可能となる。
変調装置等においては、ベクトルの成分信号の変調に振
幅変調器を用いることなく、位相変調器を用いるため、
被変調成分出力の振幅変化が抑制される。そして、この
成分出力に対し位相関係を損わない任意の非線形処理
（例えば振幅制限やＰＬＬによる周波数変換）がなさ
れ、それら処理済成分を加算出力できる。また、従来の
Ｉ−Ｑ変調を本発明の変調に変換することも可能である
から、従来の変調に比較し本発明の実施により広範囲の
ベクトル変調が可能となる。
【図１】本発明の一実施例による位相に基づくベクトル
変調器のブロック図である。
変調器のブロック図である。
【図２】従来技術のＩ−Ｑ変調器のブロック図である。
【図３】本発明の位相に基づくベクトル変調技術を用い
たＩ−Ｑ変調器のブロック図である。
たＩ−Ｑ変調器のブロック図である。
【図４】本発明の一実施例の位相に基づくベクトル変調
器において、位相ロック・ループによる周波数移行を説
明するためのブロック図である。
器において、位相ロック・ループによる周波数移行を説
明するためのブロック図である。
【図５】位相変調器としてフラクショナルＮループを用
いた本発明の一実施例に基づくベクトル変調器のブロッ
ク図である。
いた本発明の一実施例に基づくベクトル変調器のブロッ
ク図である。
【図６】本発明の一実施例の位相に基づくベクトル変調
器とともに用いるための振幅制御回路のブロック図であ
る。
器とともに用いるための振幅制御回路のブロック図であ
る。
【符号の説明】 １２：局部発振器（Ｌ．Ｏ．） ２２ａ，２２ｂ：位相変調器 ２４：位相シフト・ネットワーク（位相シフタ） ３２：加算ネットワーク（加算器）
フロントページの続き (73)特許権者 399117121 395 Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎ ｉａ Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ロバート・ジェイ・コンレイ アメリカ合衆国ワシントン州スポキャ ン，リッチ・ストリート，イースト 16010 (56)参考文献 特開 昭59−135958（ＪＰ，Ａ) 米国特許4584541（ＵＳ，Ａ) 昭和63年電子情報通信学会秋季全国大 会 Ｂ−448，富里繁 他「ロールオフ ＱＰＳＫ高電力効率送信系の一検討」Ｂ −１−233 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】後記（イ）〜（ヘ）より成るベクトル変調
器： （イ）局部発振器信号の発振源、 （ロ）第１，第２の加算入力と加算出力とを有する加算
ネットワーク、 （ハ）前記発振源に接続された第１の入力と第１の変調
信号を受信するための第２の入力と前記第１の加算入力
に接続された第１の出力とを有する第１の位相変調器、 （ニ）前記発振源に接続された第３の入力と第２の変調
信号を受信するための第４の入力と前記第２の加算入力
に接続された第２の出力とを有する第２の位相変調器、 （ホ）直交する同相信号Ｉと直交位相信号Ｑとを受信す
るための入力手段、および （ヘ）前記Ｉ、Ｑ信号を下式により変換して前記第１の
変調信号Ｘと第２の変調信号Ｙとを生成するための処理
装置； Ｘ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）−ｃｏｓ-1（ＳＱＲＴ（Ｉ2 ＋
Ｑ2 ）／２）、 Ｙ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）−Ａ＋ｃｏｓ-1（ＳＱＲＴ（Ｉ
2 ＋Ｑ2 ）／２）、 ここに、Ａは位相シフト値を示す任意の値である。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/588,632 US5093636A (en) | 1990-09-25 | 1990-09-25 | Phase based vector modulator |
| US588632 | 1990-09-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04282937A JPH04282937A (ja) | 1992-10-08 |
| JP3226577B2 true JP3226577B2 (ja) | 2001-11-05 |
Family
ID=24354654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27338991A Expired - Fee Related JP3226577B2 (ja) | 1990-09-25 | 1991-09-25 | ベクトル変調システム、ベクトル変調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5093636A (ja) |
| EP (1) | EP0478265B1 (ja) |
| JP (1) | JP3226577B2 (ja) |
| DE (1) | DE69132465T2 (ja) |
Families Citing this family (64)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2690794B1 (fr) * | 1991-06-07 | 1995-06-16 | Thomson Csf | Procede et dispositif de modulation en amplitude d'un signal. |
| US5329259A (en) * | 1993-02-11 | 1994-07-12 | Motorola, Inc. | Efficient amplitude/phase modulation amplifier |
| ES2056740B1 (es) * | 1993-02-22 | 1997-08-01 | Alcatel Standard Electrica | Circuito analogico para realizar modulaciones vectoriales. |
| US5430416A (en) * | 1994-02-23 | 1995-07-04 | Motorola | Power amplifier having nested amplitude modulation controller and phase modulation controller |
| US6009123A (en) * | 1994-04-01 | 1999-12-28 | Fujitsu Limited | Process and system for transferring vector signal with precoding for signal power reduction |
| US5521533A (en) * | 1994-09-16 | 1996-05-28 | Rockwell International | Apparatus and method for spurious signal reduction in direct-digital synthesizers |
| US6016304A (en) * | 1996-08-07 | 2000-01-18 | Raytheon Company | RF phase and/or amplitude control device |
| US5886573A (en) * | 1998-03-06 | 1999-03-23 | Fujant, Inc. | Amplification using amplitude reconstruction of amplitude and/or angle modulated carrier |
| US5990738A (en) * | 1998-06-19 | 1999-11-23 | Datum Telegraphic Inc. | Compensation system and methods for a linear power amplifier |
| US5990734A (en) * | 1998-06-19 | 1999-11-23 | Datum Telegraphic Inc. | System and methods for stimulating and training a power amplifier during non-transmission events |
| US6054894A (en) * | 1998-06-19 | 2000-04-25 | Datum Telegraphic Inc. | Digital control of a linc linear power amplifier |
| US6054896A (en) | 1998-12-17 | 2000-04-25 | Datum Telegraphic Inc. | Controller and associated methods for a linc linear power amplifier |
| WO2000014867A1 (de) * | 1998-09-03 | 2000-03-16 | Siemens Aktiengesellschaft | Vorrichtung zur erzeugung eines amplitudenmodulierten signals |
| US6549562B1 (en) | 1999-11-12 | 2003-04-15 | Harris Corporation | Method and system of generating a modulated chirp signal |
| GB2359679B (en) * | 2000-02-24 | 2004-03-10 | Wireless Systems Int Ltd | Amplifier |
| US6405022B1 (en) | 2000-05-17 | 2002-06-11 | Intersil Americas Inc. | Apparatus for radio frequency processing with single oscillator for intermediate frequency processing |
| US6678503B1 (en) | 2000-05-17 | 2004-01-13 | Intersil Americas Inc. | Apparatus for radio frequency processing with dual modulus synthesizer |
| DE10328375A1 (de) * | 2003-06-24 | 2004-08-12 | Siemens Ag | Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Sendesignalen |
| US20050181746A1 (en) * | 2004-02-13 | 2005-08-18 | Icefyre Semiconductor Corporation | Methods and systems for signal amplification through envelope removal and restoration |
| US7376399B2 (en) * | 2004-06-30 | 2008-05-20 | Silicon Laboratories Inc. | Weighted mixing circuitry for quadrature processing in communication systems |
| US7327803B2 (en) | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
| US7355470B2 (en) * | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
| US7826752B1 (en) * | 2005-06-02 | 2010-11-02 | Level 3 Communications, Llc | Optical transmission apparatuses, methods, and systems |
| US7550977B2 (en) * | 2005-09-27 | 2009-06-23 | Ronald Quan | Method and apparatus to measure differential phase and frequency modulation distortions for audio equipment |
| US9386385B2 (en) | 2005-09-27 | 2016-07-05 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment via filter banks for dynamic distortions and or differential phase and frequency modulation effects |
| US10879864B2 (en) | 2005-09-27 | 2020-12-29 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US10418960B2 (en) | 2005-09-27 | 2019-09-17 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US10299041B2 (en) | 2005-09-27 | 2019-05-21 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US11381211B2 (en) | 2005-09-27 | 2022-07-05 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US11041893B2 (en) | 2005-09-27 | 2021-06-22 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US8704533B2 (en) * | 2005-09-27 | 2014-04-22 | Ronald Quan | Method and apparatus to measure differential phase and frequency modulation distortions for audio equipment |
| US8624602B2 (en) * | 2005-09-27 | 2014-01-07 | Ronald Quan | Method and apparatus to measure differential phase and frequency modulation distortions for audio equipment |
| US9820065B2 (en) | 2005-09-27 | 2017-11-14 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US10060958B2 (en) | 2005-09-27 | 2018-08-28 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment via at least one filter for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US11425518B2 (en) | 2005-09-27 | 2022-08-23 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US10897681B2 (en) | 2005-09-27 | 2021-01-19 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US10012682B2 (en) | 2005-09-27 | 2018-07-03 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US9729987B2 (en) | 2005-09-27 | 2017-08-08 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment via at least one filter for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US8994381B2 (en) | 2005-09-27 | 2015-03-31 | Ronald Quan | Method and apparatus to measure differential phase and frequency modulation distortions for audio equipment |
| US10165379B2 (en) | 2005-09-27 | 2018-12-25 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US9271097B2 (en) | 2013-05-31 | 2016-02-23 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment via filter banks |
| US8643359B2 (en) * | 2005-09-27 | 2014-02-04 | Ronald Quan | Method and apparatus to measure differential phase and frequency modulation distortions for audio equipment |
| US10158957B2 (en) | 2005-09-27 | 2018-12-18 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
| US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
| US7937106B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-05-03 | ParkerVision, Inc, | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same |
| US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
| US20070286308A1 (en) * | 2006-06-12 | 2007-12-13 | Thomas Holtzman Williams | System and method for modulated signal generation method using two equal, constant-amplitude, adjustable-phase carrier waves |
| US7881401B2 (en) * | 2006-11-17 | 2011-02-01 | Infineon Technologies Ag | Transmitter arrangement and signal processing method |
| US7620129B2 (en) * | 2007-01-16 | 2009-11-17 | Parkervision, Inc. | RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for generating vector modulation control signals |
| WO2008144017A1 (en) * | 2007-05-18 | 2008-11-27 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| WO2008156800A1 (en) | 2007-06-19 | 2008-12-24 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (miso) amplification with blended control |
| WO2009005768A1 (en) | 2007-06-28 | 2009-01-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| WO2009145887A1 (en) | 2008-05-27 | 2009-12-03 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| JP5498581B2 (ja) | 2009-09-15 | 2014-05-21 | メフメト アンリュー | トリプルスタブトポロジーを使用した位相および振幅の同時制御ならびにｒｆｍｅｍｓ技術を使用したその実装 |
| KR20140026458A (ko) | 2011-04-08 | 2014-03-05 | 파커비전, 인크. | Ｒｆ 전력 송신, 변조 및 증폭 시스템들 및 방법들 |
| EP2715867A4 (en) | 2011-06-02 | 2014-12-17 | Parkervision Inc | ANTENNA CONTROL |
| CN106415435B (zh) | 2013-09-17 | 2020-08-11 | 帕克维辛股份有限公司 | 用于呈现信息承载时间函数的方法、装置和系统 |
| US11140018B2 (en) * | 2014-01-07 | 2021-10-05 | Quantumsine Acquisitions Inc. | Method and apparatus for intra-symbol multi-dimensional modulation |
| US9774348B2 (en) | 2014-01-07 | 2017-09-26 | Quantumsine Acquisitions Inc. | Combined amplitude-time and phase modulation |
| US9407203B2 (en) * | 2014-01-07 | 2016-08-02 | Quantumsine Acquisitions Inc. | Combined amplitude-time and phase modulation |
| US10382246B2 (en) * | 2014-01-07 | 2019-08-13 | Quantumsine Acquisitions Inc. | Combined amplitude-time and phase modulation |
| EP3188307A1 (en) | 2015-12-29 | 2017-07-05 | Synergy Microwave Corporation | High performance switch for microwave mems |
| EP3188308B1 (en) | 2015-12-29 | 2019-05-01 | Synergy Microwave Corporation | Microwave mems phase shifter |
| JP7130391B2 (ja) | 2017-03-10 | 2022-09-05 | シナジー マイクロウェーブ コーポレーション | メタマテリアルコンタクトを備えるマイクロ電気機械スイッチ |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3100890A (en) * | 1960-10-11 | 1963-08-13 | Bell Telephone Labor Inc | Data transmission |
| US3777275A (en) * | 1972-01-31 | 1973-12-04 | Bell Telephone Labor Inc | Linear amplification with nonlinear devices |
| US3909742A (en) * | 1974-08-19 | 1975-09-30 | Bell Telephone Labor Inc | Linear amplification using nonlinear devices and feedback |
| US3927379A (en) * | 1975-01-08 | 1975-12-16 | Bell Telephone Labor Inc | Linear amplification using nonlinear devices and inverse sine phase modulation |
| US4006418A (en) * | 1975-05-14 | 1977-02-01 | Raytheon Company | Quaternary phase-shift keying with time delayed channel |
| US4021757A (en) * | 1976-04-08 | 1977-05-03 | Rca Corporation | Phase lock-loop modulator using an arithmetic synthesizer |
| US4178557A (en) * | 1978-12-15 | 1979-12-11 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Linear amplification with nonlinear devices |
| US4216542A (en) * | 1979-03-06 | 1980-08-05 | Nasa | Method and apparatus for quadriphase-shift-key and linear phase modulation |
| FR2539261B1 (fr) * | 1983-01-07 | 1989-07-13 | Telecommunications Sa | Emetteur pour faisceaux hertziens numeriques a multi-etats |
| US4546331A (en) * | 1984-02-21 | 1985-10-08 | Hewlett-Packard Company | Frequency modulation in a phase-locked loop |
| GB2166324A (en) * | 1984-10-25 | 1986-04-30 | Stc Plc | A multi-mode radio transceiver |
| US4584541A (en) * | 1984-12-28 | 1986-04-22 | Rca Corporation | Digital modulator with variations of phase and amplitude modulation |
| EP0209754A2 (en) * | 1985-07-15 | 1987-01-28 | Motorola, Inc. | Two-part synthesizer modulation system using a reference phase modulator |
| US4761798A (en) * | 1987-04-02 | 1988-08-02 | Itt Aerospace Optical | Baseband phase modulator apparatus employing digital techniques |
| JPS6436153A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-07 | Nec Corp | Quadruple phase modulator |
| US4843351A (en) * | 1987-08-28 | 1989-06-27 | Hewlett-Packard Company | Vector modulation signal generator |
| US4918405A (en) * | 1988-10-26 | 1990-04-17 | Hewlett-Packard Company | Signal generator utilizing a combined phase locked and frequency locked loop |
| US4890071A (en) * | 1988-10-26 | 1989-12-26 | Hewlett-Packard Company | Signal generator utilizing a combined phase locked and frequency locked loop |
| GB2226204A (en) * | 1988-12-07 | 1990-06-20 | Philips Electronic Associated | Continuously transmitting and receiving radar |
-
1990
- 1990-09-25 US US07/588,632 patent/US5093636A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-09-24 EP EP91308655A patent/EP0478265B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-09-24 DE DE69132465T patent/DE69132465T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-25 JP JP27338991A patent/JP3226577B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 昭和６３年電子情報通信学会秋季全国大会 Ｂ−４４８，富里繁 他「ロールオフＱＰＳＫ高電力効率送信系の一検討」Ｂ−１−２３３ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0478265B1 (en) | 2000-11-08 |
| JPH04282937A (ja) | 1992-10-08 |
| US5093636A (en) | 1992-03-03 |
| DE69132465D1 (de) | 2000-12-14 |
| EP0478265A1 (en) | 1992-04-01 |
| DE69132465T2 (de) | 2001-03-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3226577B2 (ja) | ベクトル変調システム、ベクトル変調器 | |
| KR100335713B1 (ko) | I/q직교위상변조기회로 | |
| US5719527A (en) | Method and apparatus for amplifying, modulating and demodulating | |
| KR960015277B1 (ko) | 이중 브랜치 수신기 | |
| US5162763A (en) | Single sideband modulator for translating baseband signals to radio frequency in single stage | |
| US4540958A (en) | Zero if frequency-modulator | |
| US5771442A (en) | Dual mode transmitter | |
| US6765519B2 (en) | System and method for designing and using analog circuits operating in the modulation domain | |
| US5939951A (en) | Methods and apparatus for modulating, demodulating and amplifying | |
| JPH05502358A (ja) | 無線通信システム用周波数コンバータ | |
| JPH09505695A (ja) | 位相／周波数変調器 | |
| JPH05243985A (ja) | ベクトル・ロックループ | |
| US4599743A (en) | Baseband demodulator for FM and/or AM signals | |
| US5434887A (en) | Quadrature modulation circuit for use in a radio transmitter | |
| US6917791B2 (en) | Polar loop transmitter | |
| US4677690A (en) | Baseband demodulator for FM and/or AM signals | |
| JPS5853527B2 (ja) | 位相制御装置 | |
| GB2326037A (en) | Maintaining signals in phase quadrature | |
| WO1989000788A1 (en) | Improvements in or relating to oscillator phase-noise reduction | |
| US3553590A (en) | Electronic goniometer | |
| JPS6237580B2 (ja) | ||
| US4404428A (en) | Detector for sub signal of modulated AM stereophonic signal | |
| JP2707797B2 (ja) | 直交変調装置 | |
| US7084714B2 (en) | Quadrature modulator and demodulator | |
| JP2948601B2 (ja) | Ａｍ復調回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080831 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080831 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090831 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |