JP5498581B2

JP5498581B2 - トリプルスタブトポロジーを使用した位相および振幅の同時制御ならびにｒｆｍｅｍｓ技術を使用したその実装

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Description

本発明は、ＲＦの応用において入力シグナルの振幅および挿入位相を制御する技法に関する。より詳細には、本発明は、半導体およびＲＦ微小電子機械システム（ＭＥＭＳ）技術をどちらも用いた、移相器、ベクトル変調器、および減衰器に関する。

挿入位相および振幅の制御素子はマイクロ波およびミリ波の電子システムに不可欠である。移相器およびベクトル変調器が、この目的のために最も幅広く使用されている素子である。これらの素子は、フェーズドアレイ、通信システム、高精度計装システム、およびレーダーの応用を含めた、いくつかの応用において用いられている。

移相器は、基本的には２つの型が設計されており、これらはアナログおよびデジタル制御されたバージョンである。アナログ移相器は、その名称が指すように、バラクタによって挿入位相を０〜３６０°以内で制御するために使用される。デジタル移相器は、スイッチによって選択される離散的な位相遅延を生じさせるために使用される。

以下のリストには、本発明に関連する従来技術の基本的な例を提示する出版物および特許が含まれる。
１．Ｗ．Ｅ．ＨｏｒｄＪｒ、Ｃ．Ｒ．Ｂｏｙｄ、およびＤ．Ｄｉａｚ、「新型の急速スイッチのデュアルモードフェライト移相器（Ａｎｅｗｔｙｐｅｏｆｆａｓｔ−ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｄｕａｌ−ｍｏｄｅｆｅｒｒｉｔｅｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒ）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．、第３５巻、第１２号、ページ１２１９〜１２２５、１９８７年１２月。
２．Ｍ．Ｊ．ＳｃｈｉｎｄｌｅｒおよびＭ．Ｅ．Ｍｉｌｌｅｒ、「３ビットＫ／ＫａバンドＭＭＩＣ移相器（Ａ３−ｂｉｔＫ／ＫａｂａｎｄＭＭＩＣｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒ）」、ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−ＷａｖｅＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＣｉｒｃｕｉｔｓＳｙｍｐ．Ｄｉｇ．、米国ニューヨーク州ＮｅｗＹｏｒｋ、１９８８、ページ９５〜９８。
３．Ａ．Ｗ．Ｊａｃｏｍｂ−Ｈｏｏｄ、Ｄ．Ｓｅｉｅｌｓｔａｄ、およびＪ．Ｄ．Ｍｅｒｒｉｌｌ、「Ｖバンドでの３ビットモノリシック移相器（Ａｔｈｒｅｅ−ｂｉｔｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒａｔＶ−ｂａｎｄ）」、ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−ＷａｖｅＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＣｉｒｃｕｉｔｓＳｙｍｐ．Ｄｉｇ．、１９８７年６月、ページ８１〜８４。
４．Ｓ．Ｗｅｉｎｒｅｂ、Ｗ．Ｂｅｒｋ、Ｓ．Ｄｕｎｃａｎ、およびＮ．Ｂｙｅｒ、「７５〜１１０ＧＨｚ用のモノリシックバラクタ３６０°移相器（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃｖａｒａｃｔｏｒ３６０° ｐｈａｓｅｓｈｉｔｅｒｓｆｏｒ７５−１１０ＧＨｚ）」、Ｉｎｔ．ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＤｅｖｉｃｅＲｅｓｅａｒｃｈＣｏｎｆ．Ｄｉｇ．、米国バージニア州Ｃｈａｒｌｏｔｔｅｓｖｉｌｌｅ、１９９３年１２月。
５．Ｒ．Ｖ．Ｇａｒｖｅｒ、「広帯域ダイオード移相器（Ｂｒｏａｄ−ＢａｎｄＤｉｏｄｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒｓ）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．、第２０巻、第５号、ページ３１２〜３２３、１９７２年５月。
６．Ｇ．Ｍ．Ｒｅｂｅｉｚ、ＲＦＭＥＭＳ：理論、設計および技術（ＲＦＭＥＭＳ：Ｔｈｅｏｒｙ，Ｄｅｓｉｇｎ，ａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）．ＪｏｈｎＷｉｌｅｙ&Ｓｏｎｓ、２００３。
７．Ａ．Ｍａｌｃｚｅｗｓｋｉ、Ｓ．Ｅｓｈｅｌｍａｎ、Ｂ．Ｐｉｌｌａｎｓ、Ｊ．Ｅｈｍｋｅ、およびＣ．Ｌ．Ｇｏｌｄｓｍｉｔｈ、「フェーズドアレイの応用のためのＸバンドＲＦＭＥＭＳ移相器（Ｘ−ＢａｎｄＲＦＭＥＭＳｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒｓｆｏｒｐｈａｓｅｄａｒｒａｙａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」、ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗａｖｅＧｕｉｄｅｄＷａｖｅＬｅｔｔ．、第９巻、第１２号、ページ５１７〜５１９、１９９９年１２月。
８．Ｇ．Ｌ．Ｔａｎ、Ｒ．Ｅ．Ｍｉｈａｉｌｏｖｉｃｈ、Ｊ．Ｂ．Ｈａｃｋｅｒ、Ｊ．Ｆ．ＤｅＮａｔａｌｅ、およびＧ．Ｍ．Ｒｅｂｅｉｚ、「ＳＰ４Ｔスイッチに基づいた低損失の２および４ビットＴＴＤＭＥＭＳ移相器（Ｌｏｗ−Ｌｏｓｓ２− ａｎｄ４−ＢｉｔＴＴＤＭＥＭＳｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒｓｂａｓｅｄｏｎＳＰ４Ｔｓｗｉｔｃｈｅｓ）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．、第５１巻、第１号、ページ２９７〜３０４、２００３年１月。
９．Ｎ．Ｓ．ＢａｒｋｅｒおよびＧ．Ｍ．Ｒｅｂｅｉｚ、「分布型ＭＥＭＳ実時間遅延移相器および広帯域スイッチ（ＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄＭＥＭＳｔｒｕｅ−ｔｉｍｅｄｅｌａｙｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒｓａｎｄｗｉｄｅｂａｎｄｓｗｉｔｃｈｅｓ）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．、第４６巻、第１１号、ページ１８８１〜１８９０、１９９８年１１月。
１０．Ｊ．Ｓ．ＨａｙｄｅｎおよびＧ．Ｍ．Ｒｅｂｅｉｚ、「金属−空気−金属コンデンサを使用した非常に低損失の分布型ＸバンドおよびＫａバンドのＭＥＭＳ移相器（ＶｅｒｙｌｏｗｌｏｓｓｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄＸ−ｂａｎｄａｎｄＫａ−ｂａｎｄＭＥＭＳｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒｓｕｓｉｎｇｍｅｔａｌ−ａｉｒ−ｍｅｔａｌｃａｐａｃｉｔｏｒｓ）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．、第５１巻、第１号、ページ３０９〜３１４、２００３年１月。
１１．Ｇ．Ｂ．Ｎｏｒｒｉｓ、Ｄ．Ｃ．Ｂｏｉｒｅ、Ｇ．Ｓｔ．Ｏｎｇｅ、Ｃ．Ｗｕｔｋｅ、Ｃ．Ｂａｒｒａｔｔ、Ｗ．Ｃｏｕｇｈｌｉｎ、およびＪ．Ｃｈｉｃｋａｎｏｓｋｙ、「完全にモノリシックな４〜１８ＧＨｚデジタルベクトル変調器（Ａｆｕｌｌｙｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ４−１８ＧＨｚｄｉｇｉｔａｌｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｏｒ）」、ＩＥＥＥＩｎｔ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐ．Ｄｉｇ．、米国テキサス州Ｄａｌｌａｓ、１９９０年５月、ページ７８９〜７９２。
１２．Ｌ．Ｍ．ＤｅｖｌｉｎおよびＢ．Ｊ．Ｍｉｎｎｉｓ、「ＭＭＩＣ用の多目的ベクトル変調器設計（ＡｖｅｒｓａｔｉｌｅｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｏｒｄｅｓｉｇｎｍｏｒＭＭＩＣ）」、ＩＥＥＥＩｎｔ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐ．Ｄｉｇ．、米国テキサス州Ｄａｌｌａｓ、１９９０年５月、ページ５１９〜５２１。
１３．Ａ．Ｅ．Ａｓｈｔｉａｎｉ、Ｓ．Ｎａｍ、Ａ．ｄ’Ｅｓｐｏｎａ、Ｓ．Ｌｕｃｙｓｚｙｎ、およびＩ．Ｄ．Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ、「ミリ波平衡ベクトル変調器を使用した直接マルチレベル搬送波変調（Ｄｉｒｅｃｔｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃａｒｒｉｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｕｓｉｎｇｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−ｗａｖｅｂａｌａｎｃｅｄｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．、第４６巻、第１２号、ページ２６１１〜２６１９、１９９８年１２月。
１４．Ｒ．Ｐｙｎｄｉａｈ、Ｐ．Ｊｅａｎ、Ｒ．Ｌｅｂｌａｎｃ、およびＪ．Ｃ．Ｍｅｕｎｉｅｒ、「ＧａＡｓモノリシック直接線形（１〜２．８）ＧＨｚＱＰＳＫ変調器（ＧａＡｓｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃｄｉｒｅｃｔｌｉｎｅａｒ（１−２．８）ＧＨｚＱＰＳＫｍｏｄｕｌａｔｏｒ）」、１９ｔｈＥｕｒｏｐｅａｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＣｏｎｆ．Ｄｉｇ．、英国Ｌｏｎｄｏｎ、１９８９年９月、ページ５９７〜６０２。
１５．Ｉ．Ｔｅｌｌｉｅｚ、Ａ．Ｍ．Ｃｏｕｔｕｒｉｅｒ、Ｃ．Ｒｕｍｅｌｈａｒｄ、Ｃ．Ｖｅｒｓｎａｅｙｅｎ、Ｐ．Ｃｈａｍｐｉｏｎ、およびＤ．Ｆａｙｏｌ、「６４−ＱＡＭデジタル無線リンク用のコンパクトなモノリシックマイクロ波復調器−変調器（Ａｃｏｍｐａｃｔ，ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃｍｉｃｒｏｗａｖｅｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ−ｍｏｄｕｌａｔｏｒｆｏｒ６４−ＱＡＭｄｉｇｉｔａｌｒａｄｉｏｌｉｎｋｓ）」、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．、第３９巻、第１２号、ページ１９４７〜１９５４、１９９１年１２月。
１６．米国特許第３，４５４，９０６号（二分ダイオード負荷線路移相器（ＢｉｓｅｃｔｅｄＤｉｏｄｅＬｏａｄｅｄＬｉｎｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
１７．米国特許第３，８７２，４０９号（並列負荷線路移相器（ＳｈｕｎｔＬｏａｄｅｄＬｉｎｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
１８．米国特許第５，８３２，９２６号（複数ビット負荷線路移相器（ＭｕｌｔｉｐｌｅＢｉｔＬｏａｄｅｄＬｉｎｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
１９．米国特許第６，３５６，１６６Ｂ１号（多層スイッチ線路移相器（Ｍｕｌｔｉ−ＬａｙｅｒＳｗｉｔｃｈｅｄＬｉｎｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
２０．米国特許第６，５４２，０５１Ｂ１号（スタブスイッチ移相器（ＳｔｕｂＳｗｉｔｃｈｅｄＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
２１．米国特許第６，２８１，８３８Ｂ１号（微小電子機械（ＭＥＭＳ）技術を使用したベース−３交換回線移相器（Ｂａｓｅ−３Ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ＬｉｎｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒＵｓｉｎｇＭｉｃｒｏＥｌｅｃｔｒｏＭｅｃｈａｎｉｃａｌ（ＭＥＭＳ）Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ））
２２．米国特許第６，７４１，２０７Ｂ１号（ＭＥＭＲＦスイッチを使用したマルチビット移相器（Ｍｕｌｔｉ−ＢｉｔＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒｓＵｓｉｎｇＭＥＭＲＦＳｗｉｔｃｈｅｓ））
２３．米国特許第６，９５８，６６５Ｂ２号（微小電子機械システム（ＭＥＭＳ）移相器（ＭｉｃｒｏＥｌｅｃｔｒｏ−ＭｅｃｈａｎｉｃａｌＳｙｓｔｅｍ（ＭＥＭＳ）ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
２４．米国特許出願第２００６／０１０９０６６Ａ１号（２ビット移相器（Ｔｗｏ−ＢｉｔＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
２５．米国特許第７，０６８，２２０Ｂ２号（フリップチップ搭載ＭＥＭＳ系統連系を備えた低損失のＲＦ移相器（ＬｏｗＬｏｓｓＲＦＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒｗｉｔｈＦｌｉｐ−ＣｈｉｐＭｏｕｎｔｅｄＭＥＭＳＩｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ））
２６．米国特許第７，１５７，９９３Ｂ２号（１：ＮＭＥＭスイッチモジュール（１：ＮＭＥＭＳｗｉｔｃｈＭｏｄｕｌｅ））
２７．米国特許出願第２００９／００７４１０９Ａ１号（高出力の高線形性デジタル移相器（ＨｉｇｈＰｏｗｅｒＨｉｇｈＬｉｎｅａｒｉｔｙＤｉｇｉｔａｌＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
２８．米国特許第６，５０９，８１２Ｂ２号（連続同調可能なＭＥＭＳに基づく移相器（ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓｌｙＴｕｎａｂｌｅＭＥＭＳ−ＢａｓｅｄＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
２９．米国特許第７，２５９，６４１Ｂ１号（微小電子機械的低速波移相装置および方法（ＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌＳｌｏｗ−ＷａｖｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒＤｅｖｉｃｅａｎｄＭｅｔｈｏｄ））
３０．米国特許出願第２００８／０２７２８５７Ａ１号（同調可能なミリ波ＭＥＭＳ移相器（ＴｕｎａｂｌｅＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−ＷａｖｅＭＥＭＳＰｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔｅｒ））
３１．米国特許第４，８０６，８８８号（全通過回路網を使用したモノリシックなベクトル変調器／複素重み（ＭｏｎｏｌｉｔｈｉｃＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒ／ＣｏｍｐｌｅｘＷｅｉｇｈｔＵｓｉｎｇＡｌｌ−ＰａｓｓＮｅｔｗｏｒｋ））
３２．米国特許第４，９７７，３８２号（ベクトル変調器移相器（ＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））
３３．米国特許第５，０９３，６３６号（位相に基づくベクトル変調器（ＰｈａｓｅＢａｓｅｄＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒ））
３４．米国特許第５，１６８，２５０号（広帯域移相器およびベクトル変調器（ＢｒｏａｄｂａｎｄＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒａｎｄＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒ））
３５．米国特許第５，３５５，１０３号（急速安定の広動作範囲のベクトル変調器（ＦａｓｔＳｅｔｔｌｉｎｇ，ＷｉｄｅＤｙｎａｍｉｃＲａｎｇｅＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒ））
３６．米国特許第５，４６３，３５５号（複数のＱＰＳＫ変調器の出力を合わせる広帯域ベクトル変調器（ＷｉｄｅｂａｎｄＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒｗｈｉｃｈＣｏｍｂｉｎｅｓＯｕｔｐｕｔｓｏｆａＰｌｕｒａｌｉｔｙｏｆＱＰＳＫＭｏｄｕｌａｔｏｒｓ））
３７．米国特許第６，５３１，９３５Ｂ１号（ベクトル変調器（ＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒ））
３８．米国特許第６，８０６，７８９Ｂ２号（直角位相ハイブリッドおよびそれを使用したチップスケールパッケージにおける改善されたベクトル変調器（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＨｙｂｒｉｄａｎｄＩｍｐｒｏｖｅｄＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒｉｎａＣｈｉｐＳｃａｌｅＰａｃｋａｇｅＵｓｉｎｇＳａｍｅ））
３９．米国特許第６，８５３，６９１Ｂ１号（振幅不変移相器を使用したベクトル変調器（ＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｏｒＵｓｉｎｇＡｍｐｌｉｔｕｄｅＩｎｖａｒｉａｎｔＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ））

移相器の実装には３つの主な技術が存在し、これらは、フェライト移相器、半導体に基づく（ＰＩＮまたはＦＥＴに基づく）移相器、およびＭＥＭＳに基づく移相器である。フェライト移相器は低い挿入損失、良好な位相精度を有しており、これらは高出力を取り扱うことができる。しかし、これらはかさばり、大量のＤＣ電力を必要とし、そのライバルと比較して遅い［上記リストの項目１］。ＦＥＴ［２］、ＰＩＮ［３］、およびバラクタダイオード［４］に基づく移相器は、移相器の半導体代替物である。これらは、フェーズドアレイに基づくものに対して低費用、低重量、および平面的な解決策を提案する。ＰＩＮに基づく移相器はＦＥＴに基づくものよりも少ない損失をもたらすが、これらはより多くのＤＣ電力を消費する。

移相器はいくつかの異なるトポロジーで実装されている。これらには、反射型、交換回線、負荷線路［５］、バラクタ／スイッチコンデンサバンク、および交換網トポロジーが含まれる。これらのデジタルトポロジーのすべてにおいて（バラクタに基づくものを除く）、スイッチ素子はＦＥＴまたはＰＩＮダイオードである。これらの素子の挿入損失は高いため、移相器の全体的な挿入損失も高い。報告されている挿入損失は、１２〜１８ＧＨｚで約４〜６ｄＢであり、３０〜１００ＧＨｚで７〜１０ｄＢである［６］。

適用領域が比較的低い走査アレイに限定されている限りは、ＲＦＭＥＭＳ移相器が、半導体に基づく移相器の強力な代替物となった。上記言及したトポロジーを用いたいくつかの移相器が実証されている［７］、［８］。これらの設計の報告されている平均挿入損失は−１〜−２．２ｄＢの間で変動し、これは半導体に基づく設計のものよりもはるかに低い。

また、ＲＦＭＥＭＳバラクタを用いた分布型移相器も、１１０ＧＨｚまでの非常に広帯域の応用のために提示されている［９］。アナログ［９］およびデジタル［１０］のトポロジーのどちらを使用した移相器を用いた例も提示されており、報告されている挿入損失は、６０ＧＨｚまでで最大で約−２．５ｄＢである［６］。

いくつかの上述の移相器が現在までに特許取得されている。様々な種類のスイッチ、主にダイオードを使用した負荷線路およびスタブ負荷移相器の例が、特許［１６］〜［２０］中に提示されている。また、ＭＥＭＳ技術を用いた移相器もいくつかの特許中に提示されている。デジタルおよびアナログの移相器の例は、それぞれ特許［２１］〜［２７］および［２８］〜［３０］中に見つけることができる。

ベクトル変調器はフェーズドアレイで用いられており、これらは、それぞれのアンテナ素子の振幅および挿入位相の制御に使用されている。さらに、ベクトル変調器はデジタル通信システムにおいて使用されており、これらは搬送波シグナルの直接変調に使用されている。これらの素子の使用を用いて、ＩＦステージがヘテロダイントランシーバから除去され、これは、システムのはるかに低い複雑さおよび費用をもたらす。

ベクトル変調器は、一般に２つの型が設計されており、これらはカスケード型（またはα−Φ）変調器およびＩ−Ｑ変調器である。α−Φ変調器は、減衰器および移相器のカスケード接続からなる。Ｉ−Ｑ変調器では、入力電力を２つの直交ベクトルへと分割し、位相および振幅の制御をこれらのベクトルに適用して、最後にこれらを合わせることによって任意のベクトルを得ることができる。α−Φベクトル変調器はＮｏｒｒｉｓら［１１］によって最初に提示され、Ｄｅｖｌｉｎら［１２］が最初のＩ−Ｑ型のベクトル変調器を提示した。

Ｉ−Ｑ変調器は、通常は２つのトポロジーを使用して実装される。第１のトポロジーでは、平衡反射終端を備えた直角位相電力スプリッタを可変抵抗として用いる（Ａｓｈｔｉａｎｉら［１３］）。第２のトポロジーでは、ミクサを用い、局部発振器（ＬＯ）が２つの直交素子へと分割される。これらの素子は２つのミクサによって変調され、最後に、コンバイナ、増幅器、結合器などによって合わせられる（Ｐｙｎｄｉａｈら［１４］、Ｔｅｌｌｌｉｅｚら［１５］）。

上記言及したベクトル変調器もこの２０年間のうちに特許取得されており、その主な例は［３１］〜［３９］中に見つけることができる。

これらのトポロジーのどちらの例も、ＨＢＴ、ＣＭＯＳ、およびｐＨＥＭＴを含めたいくつかの半導体技術を使用して提示されている。しかし、現在までに受動的なベクトル変調器は提示されていない。

本発明は、周知のトリプルスタブトポロジーを使用する新規方法に関する。具体的には、本発明は、上記言及したトリプルスタブトポロジーを用いて、挿入位相、および入力シグナルの振幅の両方を同時に制御することを可能にする。

トポロジーは、系統連系線である２つの同じ長さの伝送線路によって分界された３つのスタブから構成される。スタブは、単純に開回路または短絡した低損失の伝送線路である。しかし、任意の受動的または能動的な無効負荷をスタブとして使用することができる。

本発明の第１の態様によれば、トリプルスタブトポロジーは、入力シグナルの挿入位相を制御する固定移相器、入力シグナルの振幅を制御する固定減衰器、または入力シグナルの挿入位相および振幅をどちらも同時に制御固定ベクトル変調器として使用される。トリプルスタブトポロジーは、系統連系線としての２つの固定された長さの低損失の伝送線路と、固定値インダクタもしくはコンデンサ、固定された長さの開回路または短絡した伝送線路などの任意の受動的な無効負荷を用いて実装することができる３つの固定されたスタブとを用いて、実現することができる。

本発明の第２の態様によれば、トリプルスタブトポロジーを使用して、再構成可能な移相器、減衰器、またはベクトル変調器を実現する方法が提示される。これは、高周波微小電子機械システム（ＲＦＭＥＭＳ）素子によって３つのスタブおよび２つの系統連系線の電気的長さを変化させることによって、達成される［６］。ＲＦＭＥＭＳスイッチは、電気的長さを離散的なステップで制御するために使用されており、これは、デジタル稼動ステップ、すなわち、３ビット移相器、３ビット減衰器、または３ビットの位相および振幅の分解能を有するベクトル変調器で、再構成可能な素子をもたらす。また、ＲＦＭＥＭＳバラクタは電気的長さを連続的に制御するためにも使用されており、これは連続的な稼動をもたらす。この方法では、０〜３６０°の連続的な移相器、再構成可能な０〜−６ｄＢの連続的な減衰器、ならびに上述の連続的な挿入位相および振幅の範囲を提供するベクトル変調器が実装される。これらに加えて、３つのスタブおよび２つの系統連系線の電気的長さは、分布ＭＥＭＳ伝送線路（ＤＭＴＬ）で制御されている（［９］、［１０］）。この場合、ＤＭＴＬは、電気的長さのアナログ制御［９］またはデジタル制御［１０］のどちらかのために使用される。後者の場合、ＤＭＴＬのそれぞれのユニットセクションがデジタルでかつ独立して制御されている限りは、準連続的な稼動も、挿入位相および振幅のどちらにも可能である。この事例では、１°の位相分解能が±１°の位相誤差で可能であり、０．２ｄＢ未満の振幅分解能が±０．１ｄＢの振幅誤差で可能である。

本発明の第３の態様によれば、新規のＩＱ分割器、１：ｋの調節可能な電力分配器、およびベクトル変調器のトポロジーが、トリプルスタブトポロジーを使用して実装される。トリプルスタブトポロジーは、入力シグナルの挿入位相および振幅を制御しながらＺ_０からｋＺ_０への実インピーダンス変換を行うことができる。２つのトリプルスタブトポロジーのポートのうちの一方を一緒に接続させたまま、それらのうちの残りのポートを出力に使用することで、２つの出力ポートに対する電力比が制御された３ポートネットワークが得られる。他方で、２つのアーム上の挿入位相も制御されており、これにより、ＩＱ分割器または１：ｋの調節可能な比の電力分配器における実装が可能となる。同じ技法、すなわち、２つのトリプルスタブトポロジーを上述のように接続させることが、ベクトル変調器の実装に使用される。ここでは、２つのアームは、調節可能な電力分配を調節可能な挿入位相で制御するために使用され、出力は、同位相コンバイナを使用すること、またはアームの一方を整合負荷で終端させることのどちらかで得られる。

その結果、新規の移相器、減衰器、ＩＱ分割器、１：ｋの調節可能な電力分配器、およびベクトル変調器が、トリプルスタブトポロジーを使用して得られる。これらの回路は、アナログまたはデジタル制御された回路のどちらかとして実装することができる。本発明の好ましい実施形態によれば、これらの回路は、ＲＦＭＥＭＳ素子、特にＤＭＴＬを使用して実現される。関連する回路は、限定的な瞬時帯域幅で線形の移相対周波数を提供するが、回路は完全に再構成可能であり、超広帯域の稼動帯域幅を容易に得ることができる。たとえば、１５ＧＨｚ〜４０ＧＨｚで連続的に作動する、１０％の稼動帯域幅で０〜３６０°移相器を得ることが容易である。

好ましい実施形態によれば、本発明によってもたらされる利点は、低い費用、非常に低い挿入損失、高い線形性、線形の移相対周波数、および現場で切替え可能な帯域幅を有する広帯域の稼動である。好ましい実施形態はＲＦＭＥＭＳ技術を使用して実装されるが、本発明は、存在する最先端の半導体技術に組み込むことができる。

本発明は、以下の図面の詳細な説明からより完全に理解かつ認識されるであろう。図面およびその説明のリストは、以下のとおりである。

本発明によるトリプルスタブトポロジー一般を示す模式図である。低損失の伝送線路のみを用いた、本発明のトリプルスタブトポロジー一般を示す好ましい具体化された模式図である。移相器、減衰器、またはベクトル変調器として使用することができる、直列のＲＦＭＥＭＳスイッチを用いたトリプルスタブトポロジーのあり得る再構成可能な実装を示す模式図である。移相器、減衰器、またはベクトル変調器として使用することができる、並列のＲＦＭＥＭＳスイッチを用いたトリプルスタブトポロジーのあり得る再構成可能な実装を示す模式図である。移相器、減衰器、またはベクトル変調器として使用することができる、ＲＦＭＥＭＳバラクタを用いたトリプルスタブトポロジーのあり得る再構成可能な実装を示す模式図である。移相器、減衰器、またはベクトル変調器として使用することができる、分布ＭＥＭＳ伝送線路（ＤＭＴＬ）を用いたトリプルスタブトポロジーのあり得る再構成可能な実装を示す模式図である。本発明の新規応用であるＩＱ調節可能な電力分配器を示すブロック図である。本発明の別の新規応用である１：ｋの調節可能な電力分配器を示すブロック図である。本発明の別の新規応用であるＩ型ベクトル変調器を示すブロック図である。本発明の別の新規応用であるＩＩ型ベクトル変調器を示すブロック図である。

これ以降、上記で挙げた図面は、本発明の好ましい実施形態のより分かりやすい理解のために言及し、それを限定するためのものではない。

図１は、インピーダンス同調ネットワークとして使用されることが以前に知られている、トリプルスタブトポロジー一般の模式図を示す。トポロジーは、系統連系線である２つの同じ長さの伝送線路によって分界された３つのスタブから構成されている。このトポロジーは、依然としてインピーダンス同調ネットワークとして使用されており、これにより、整合負荷が任意の実インピーダンスへと変換される、すなわちＺ_０からｋＺ_０となる［式中、ｋは実数であり、０<ｋ<∞である］。しかし、この変換には２つのスタブおよび１つの系統連系線で十分であるため、第３のスタブの追加は、問題に対して無限に多数の解をもたらす。これらの解のうち、０〜３６０°の挿入位相の任意の所望の値に対する解が常に存在し、これは、トリプルスタブトポロジーの挿入位相を制御できることを意味する。この解では、３つのスタブ２１、２２、および２３のサセプタンスの値は、系統連系線２４および２５の固定された長さにおいて、０〜３６０°の挿入位相の任意の値について見つかる。これは、すべての伝送線路が無損失である限りは、中心設計周波数で０°<φ<３６０°の系統連系線の任意の電気的長さの値についても言える。

トリプルスタブトポロジーがＺ_０からＺ_０への変換のために設定されている場合は、その入力で完全に整合されている移相器が得られる。この場合、２２、２３、および２５が挿入位相の制御に使用され、２１および２４がＺ_０からＺ_０へのインピーダンス変換を完了するために使用される。好ましい実施形態によれば、伝送線路が系統連系線に使用され、開回路または短絡した伝送線路がスタブとして使用され、これは図２に提示されている。あるいは、任意の能動的または受動的な無効負荷をスタブとして用いることができる。

上記言及した移相器の分析および設計は、無損失の伝送線路に基づく。しかし、設計は損失の存在下で常に可能であり、ただし、系統連系線の電気的長さの一部の値では解が可能であり得ない。

提示された移相器は、中心周波数付近の約２０％の設計で線形の位相対周波数の挙動を有する。しかし、入力整合は、性能を設計の中心周波数の最小１０％の帯域幅付近に制限する。

また、トリプルスタブトポロジーを使用して、入力シグナルの振幅、すなわち挿入損失を、挿入位相の制御と同時に一緒に制御することも可能である。これは、入力シグナルをベクトルとして制御することができ、ベクトル変調器が本発明の新規応用として得られることを意味する。挿入損失の制御は以下のようにして得られる。

トリプルスタブトポロジーを移相器として使用することができ、系統連系線の任意の電気的長さの値についてスタブのサセプタンスの解を見つけることができることが、上述されている。現実の状況である、損失のある伝送線路がスタブおよび系統連系線に使用される場合、系統連系線の電気的長さの値の一部の範囲についてスタブのサセプタンスの解を見つけることができる。しかし、この問題は依然として無限に多くの解を有する。２１、２２、および２４または２２、２３、および２５の長さの合計が中心設計周波数で約λ／２であるように系統連系線の長さが選択された場合、挿入損失特徴が中心設計周波数付近のピークを有することが観察される。系統連系線の長さを同調させることによって、トリプルスタブトポロジーの挿入損失が制御される一方で、挿入位相値が保存され、入力が完全に整合されて保たれる。これは、ベクトル変調器の予測された応答である、挿入位相および挿入損失を同時に制御すること以外の何物でもない。

提示されたベクトル変調器は、挿入位相を０〜３６０°に、挿入損失を１５ＧＨｚで−０．８ｄＢ〜−２０ｄＢに変化させるために容易に使用することができる。−３０ｄＢまでのより高い挿入損失レベルも可能であるが、ベクトル変調器の入力反射損失が整合状態から逸脱し始める。より高い周波数では、−２０ｄＢの値をより高い挿入損失値へとさらに押すことができるが、最小挿入損失値も減少する。提示されたベクトル変調器は低損失の伝送線路のみを使用し、伝送線路の任意のゼロでない減衰定数について上記言及した挿入損失値を得ることができることを、ここで本質的に指摘したい。

また、提示されたベクトル変調器も、設計の中心周波数付近の約２０％で線形の位相対周波数の挙動を有する。ベクトル変調器の挿入損失特徴は、低い挿入損失レベルについて同じ帯域幅内で平らである。しかし、所望の挿入損失値が増加されるにつれて、挿入損失は帯域幅を制限し始める。一例として、−９ｄＢの挿入損失レベルが必要である場合に、ベクトル変調器の帯域幅は１５ＧＨｚで１．５％である。

また、本発明は、上記分析を考慮してその挿入位相が制御されている減衰器としても使用することができる。

提案された本発明の応用、すなわち、移相器、減衰器、およびベクトル変調器は、ＲＦ周波数から開始してＴＨｚ未満の周波数までの、超広帯域の設計で用いることができる。好ましい実施形態によれば、同軸線、方形導波管、マイクロストリップ線路、平面内導波管、ストリップ線路などの任意の３Ｄまたは平面伝送線路または導波管構造を、本発明のスタブおよび系統連系線を実装するために使用することができる。

これまでに提示された本発明の応用は、すべて固定値ネットワークである。言い換えれば、上記言及した移相器は実際には固定値の遅延線路であり、減衰器は固定値の減衰器であり、ベクトル変調器は入力ベクトルを固定値の出力ベクトルへと変換させる。本発明によってもたらされる本質的な新規性は、これらのネットワークが再構成可能なネットワークとして実装された際に得られる。トリプルスタブトポロジーのスタブおよび系統連系線の電気的長さが何らかの形で調節される場合に、再構成可能な移相器、減衰器、およびベクトル変調器が得られる。

トリプルスタブトポロジーのスタブおよび系統連系線の電気的長さは、スイッチ、バラクタ、または任意の他の同調可能な能動／受動素子を使用して制御することができる。好ましい実施形態によれば、高周波微小電子機械システム（ＲＦＭＥＭＳ）素子が制御素子として使用される。ＲＦＭＥＭＳスイッチは低い挿入損失、高い分離、および高い線形性を提供し、これらは本発明の好ましい実施形態に非常に重要である。これは、この実施形態において多数のスイッチがカスケードと接続されているためである。ＲＦＭＥＭＳスイッチは５０ＧＨｚ以上で０．２ｄＢ未満の挿入損失を提供し、それにより、これらが本発明のこれらの応用において実現可能となる。また、スイッチ、バラクタ、または任意の他の同調可能な能動／受動的な制御素子も、低い挿入損失、高い分離、および高い線形性を有する限りは、本発明内で使用することができる。そうでなくとも、本発明の実装は低下した性能で依然として可能である。

本発明中で提示されているトリプルスタブトポロジーを使用した、再構成可能な移相器、減衰器、またはベクトル変調器を実装するためのいくつかの方法が存在する。第１の方法では、デジタルの挿入位相および振幅の制御にＲＦＭＥＭＳスイッチを用いる。この方法では、それぞれ図３および図４に示すように、直列または並列のＲＦＭＥＭＳスイッチが使用される。ここでは、スイッチは、必要な電気的長さに最も近いスイッチを始動させることによってスタブの電気的長さを制御するために使用される。また、系統連系線の電気的長さも、上記言及した再構成可能なネットワークの適切な稼動のために変化させる必要がある。ここではＲＦＭＥＭＳスイッチを使用することが好都合でないため、ＲＦＭＥＭＳバラクタまたはデジタルコンデンサが系統連系線の電気的長さの制御に使用される。本発明のこの実装では、設計の状態の数と同じ数のＲＦＭＥＭＳスイッチがそれぞれのスタブ上に必要となるであろう。一例として、再構成可能な３ビット移相器が必要な場合は、それぞれのスタブ上に、設計のそれぞれの位相状態に使用され、独立して制御される、８個のスイッチを使用するべきである。系統連系線の様々な必要な電気的長さの数は、常に位相状態の数よりも少ない。その結果、８個のＲＦＭＥＭＳスイッチがそれぞれのスタブ上に必要であり、合計２４個のスイッチとなり、最大で３個のＲＦＭＥＭＳデジタルコンデンサがそれぞれの系統連系線に必要である。それぞれの位相状態において、それぞれのスタブ上の１個のスイッチおよび両方の系統連系線上のデジタルコンデンサの１つの組合せを一緒に始動させるべきであり、これは、それぞれの位相状態に１つの制御が稼動に十分であることを意味する。したがって、設計の制御の数は、スタブ上のスイッチの位相状態の数＋系統連系線上のＲＦＭＥＭＳコンデンサの制御の合計数に等しく、上記例ではこれは８＋３個である。また、この数は、単純にマルチプレクサを用いることによって低下させることもできる。

第２の方法では、トリプルスタブトポロジーは、アナログの再構成可能な移相器、減衰器、またはベクトル変調器として使用される。本発明の応用の模式図は図５中に提示されている。この事例では、３個のＲＦＭＥＭＳバラクタがそれぞれのスタブの末端に配置されており、２個のＲＦＭＥＭＳバラクタが系統連系線上に配置されている。系統連系線上のバラクタは一緒に制御されるべきであり、この事例では、制御の合計数は４である。ＲＦＭＥＭＳバラクタのキャパシタンスはアナログ様式で制御されているため、スタブおよび系統連系線の電気的長さもアナログ様式で制御されており、これは挿入位相および振幅のアナログ制御をもたらす。ここでの欠点は、ＲＦＭＥＭＳバラクタの限定された同調範囲である。挿入位相および振幅の範囲はバラクタによって提供される範囲に依存するが、これらの範囲は、複数のバラクタを並列で接続することによって拡大させることができる。

第３の方法では、トリプルスタブトポロジーは、デジタル制御を備えた準アナログの再構成可能な移相器、減衰器、またはベクトル変調器として使用される。本発明の応用の模式図は図６中に提示されており、トリプルスタブトポロジーのスタブおよび系統連系線は分布ＭＥＭＳ伝送線路、すなわちＤＭＴＬを使用して実装される。ＤＭＴＬは、一般に、アナログ制御電圧によってＭＥＭＳスイッチのキャパシタンスを同調させることによってアナログ様式で、またはＭＥＭＳスイッチを２つのコンデンサ間のスイッチ素子として使用することによってデジタルで、使用される。本発明の応用の好ましい実施形態によれば、ＤＭＴＬはスタブとして使用され、ＤＭＴＬのそれぞれのユニットセクションは独立して制御され、２つの状態のデジタルコンデンサとして使用される。スタブの入力サセプタンスのみがトリプルスタブトポロジーの稼動に重要であるため、ここでの目的は、ＤＭＴＬユニットセクションのアップ−ダウンの組合せから得られる多数のサセプタンスを得ること、および広範囲の範囲のサセプタンス値をカバーすることである。ｎ個のＲＦＭＥＭＳスイッチがスタブ中で使用される場合、スタブは２^ｎ個のサセプタンス値を提供することができる。同じ実施形態によれば、系統連系線もＤＭＴＬとして実装される。これらのＤＭＴＬは、群で始動させられ、それぞれの群が異なる量の位相差を提供する、デジタル移相器と同様に使用される。ＤＭＴＬ系統連系線に必要な制御の数は、スタブの場合ほど多くない。一例として、９個のＤＭＴＬユニットセクションがそれぞれのスタブ中で使用され、８個のＤＭＴＬユニットセクションがそれぞれの系統連系線中で使用される場合、±１°の位相誤差を伴う１°の位相分解能および±０．１ｄＢの振幅誤差を伴う０．２ｄＢ未満の振幅分解能を有するベクトル変調器が１５ＧＨｚで可能である。このベクトル変調器では、挿入位相の範囲は０〜３６０°であり、振幅の範囲は−２ｄＢ〜−８ｄＢである。ベクトル変調器は、スタブ上に合計３×９＝２７個の制御および両方の系統連系線で合計５個の制御を有しており、ベクトル変調器で合計３２個の制御となる。

第４の方法では、トリプルスタブトポロジーは、アナログの再構成可能な移相器、減衰器、またはベクトル変調器として使用され、その模式図も図６中に提示されている。これは、第３の方法の同じ実装以外の何物でもないが、スタブおよび系統連系線のＤＭＴＬユニットセクションは、群でかつアナログ電圧で制御される。この場合、スタブおよび系統連系線の電気的長さは連続的に制御され、アナログの再構成可能な移相器がもたらされる。

本発明は、再構成可能な移相器、減衰器、およびベクトルトポロジー以外に、２つのトリプルスタブトポロジーを使用した一部の他の新規応用を有する。第１の応用は、そのブロック図が図７中に提示されている、ＩＱ電力分配器である。トリプルスタブトポロジーは、挿入位相および振幅を制御しながら任意の実インピーダンス変換を行うことができる（Ｚ_０からｋＺ_０、ｋは実数であり、０<ｋ<∞である）ことが以前に説明されている。したがって、７１が、挿入位相を０°（すなわち３６０°）に保ったままでＺ_０を２Ｚ_０へと変換させるように調節されており、７２が、挿入位相を９０°として変化させながらＺ_０を２Ｚ_０へと変換させるように調節されている場合、７１および７２の入力を並列で接続させ、７１および７２の出力から出力をとることで、その出力で９０°の位相差を有する等価電力分配器が得られる。これはＩＱ電力分配器以外の何物でもない。

本発明第２の新規応用は、そのブロック図が図８中に提示されている、１：ｋの調節可能な比の電力分配器である。この応用は以前のものに類似しているが、トリプルスタブトポロジーの使用法が異なる。この場合、８１が、Ｚ_０を（ｋ＋１）／ｋＺ_０へと変換させるように調節されており、８２が、Ｚ_０を（ｋ＋１）Ｚ_０へと変換させるように調節されている場合、出力電力は、８１および８２の出力でそれぞれｋ対１の比で分割される。８１および８２の挿入位相は、どちらも０°または任意の所望の挿入位相値、それぞれΦ_１°およびΦ_２°のどちらかとして設定することができる。その結果、結果的な回路は１：ｋの調節可能な電力分配器である。

本発明の第３の新規応用はベクトル変調器であり、そのブロック図は図９中に提示されている。ここでの目的は、４つの基本ベクトルを得て、その大きさを配列し、それらを順序よく合わせて所望のベクトルを得ることであり、これは標準のベクトル変調器で使用されている方法である。新規ベクトル変調器では、上述の１：ｋの調節可能な電力分配器（９３）を用いて基本ベクトルを得て、電力分配器を使用してベクトルの大きさおよび挿入位相を固有に調節する。電力分配器中の第１のトリプルスタブトポロジー９１は、挿入位相が０°または１８０°のどちらかであるように設定され、これを使用して同位相または位相外れの基本ベクトルが得られる。電力分配器中の第２のトリプルスタブトポロジー９２は、挿入位相が９０°または２７０°のどちらかであるように設定され、これを使用して直角位相の基本ベクトルが得られる。トリプルスタブトポロジーの出力は、図９のように同位相コンバイナ（８４）によって合わせられる。

代替のベクトル変調器のトポロジーが図１０中に提示されており、これにより同位相コンバイナの必要性がなくなる。また、このトポロジーも１：ｋの調節可能な電力分配器（９３）を用いるが、トリプルスタブトポロジーの挿入位相は異なって設定されている。電力分配器中の第１のトリプルスタブトポロジー１０１は所望の挿入位相に設定されており、ベクトル変調器の出力はこのアームの出力からとられる。電力分配器中の第２のトリプルスタブトポロジー１０２の挿入位相は任意の値に設定することができ、このアームの出力は整合負荷１０４で終端されている。

単一のトリプルスタブトポロジーを使用した前者を越える、２つのトリプルスタブトポロジーを使用した２つの後者のベクトル変調器回路によってもたらされる利点は、稼動帯域幅である。以前に説明されているように、前者の回路の帯域幅は必要な振幅レベルの減少に伴って減少する。しかし、２つの後者の回路では、電力比は電力を２つのアームへと分割することによって調節され、したがって、２つのトリプルスタブトポロジーは常に高い振幅レベルについて稼動されている。したがって、後者の回路の帯域幅は、単一のトリプルスタブトポロジーを使用する上記言及した移相器のそれとほぼ同じである。

本発明の応用として提示された４つすべての新規回路トポロジーについて、用いられたトリプルスタブトポロジーは以前に説明されている４つの方法を使用して実装することができる。これらの方法は、ＲＦＭＥＭＳスイッチ（図３および図４）、ＲＦＭＥＭＳバラクタ（図５）、ならびに分布ＭＥＭＳ伝送線路、ＤＭＴＬ（図６）を使用している。

Claims

負荷素子として使用され、調節可能な電気的長さを有する、３つ以上のスタブと、
スタブを接続させ、調節可能な電気的長さを有する、２つ以上の伝送線路／導波管と
を含み、
移相、振幅制御、およびインピーダンス同調が同時に得られる、
トリプルスタブトポロジーを使用して実装される、再構成可能な移相、振幅制御、およびインピーダンス同調の回路。
回路中で使用される伝送線路／導波管が、平面内導波管、マイクロストリップ線路などの平面構造、または同軸線、方形導波管、円形導波管、ストリップ線路などの３Ｄ構造を使用して実装され、
スタブおよび系統連系線の電気的長さの調節可能性が、（スイッチ、バラクタ、デジタルコンデンサ）などのＭＥＭＳ素子等の複数の受動素子、またはＰＩＮダイオード、ＦＥＴトランジスタ、バイポーラートランジスタなどの複数の能動素子によって実現される、
請求項１に記載の回路。
ＭＥＭＳ素子が、
伝送線路／導波管を用いてモノリシックに製作されるか、または
独立して製作され、その後、伝送線路／導波管上に配置され、ワイヤボンド、リボン、はんだ付けまたは溶接などの手段によって接続される、
請求項２に記載の回路。
回路全体がモノリシックな製作プロセスで実装される、請求項１に記載の回路。
スタブおよび系統連系線の電気的長さの調節可能性がどのように実現されるかに応じて、アナログ、デジタル、または準アナログの回路として実現される、請求項１に記載の回路。