JP3356139B2 - 移相器 - Google Patents
移相器Info
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- JP3356139B2 JP3356139B2 JP30885399A JP30885399A JP3356139B2 JP 3356139 B2 JP3356139 B2 JP 3356139B2 JP 30885399 A JP30885399 A JP 30885399A JP 30885399 A JP30885399 A JP 30885399A JP 3356139 B2 JP3356139 B2 JP 3356139B2
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/185—Phase-shifters using a diode or a gas filled discharge tube
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移相器に関し、特
にマイクロ波帯、ミリ波帯における線路切換型移相器に
関するものであって、フェーズドアレイアンテナの位相
制御素子の一部として利用される。
にマイクロ波帯、ミリ波帯における線路切換型移相器に
関するものであって、フェーズドアレイアンテナの位相
制御素子の一部として利用される。
【０００２】
【従来の技術】従来の線路切換型移相器は、複数の切換
線路、高周波スイッチおよび主線路によって構成され、
切換線路の両端は高周波スイッチを介して主線路に接続
されている。したがって、これらの高周波スイッチを操
作して、移相器内部を通過する高周波の位相制御を行う
ことにより、所望の移相量を得ることができる。
線路、高周波スイッチおよび主線路によって構成され、
切換線路の両端は高周波スイッチを介して主線路に接続
されている。したがって、これらの高周波スイッチを操
作して、移相器内部を通過する高周波の位相制御を行う
ことにより、所望の移相量を得ることができる。
【０００３】図２０は、従来の切換型移相器を示す構成
図である。同図に示すように、従来の切換型移相器は、
主線路ＭＬ1，ＭＬ2間に接続された２本の切換線路Ｓ，
Ｌと、４個の高周波スイッチＳＷａ〜ＳＷｄとで構成さ
れている。したがって、この移相器においては、主線路
ＭＬ1，ＭＬ2と、長さの異なる切換線路Ｓ，Ｌとの接続
がスイッチＳＷａ〜ＳＷｄによって切り換わる。スイッ
チＳＷａ〜ＳＷｄは連動しており、（ＳＷａ，ＳＷｂ，
ＳＷｃ，ＳＷｄ）＝（オフ，オフ，オン，オン）で切換
線路Ｌが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続されて切換線路Ｓが
主線路ＭＬ1，ＭＬ2から切り離され、この状態を状態Ｌ
とよぶ。また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ）＝
（オン，オン，オフ，オフ）で切換線路Ｓが主線路ＭＬ
1，ＭＬ2に接続されて切換線路Ｌが主線路ＭＬ1，ＭＬ2
から切り離され、この状態を状態Ｓとよぶ。これらの切
り換わりにより切換線路長の差に相当する移相量を実現
する。しかし、この方式では下記の理由により、移相量
周波数特性が悪いという問題点があった。
図である。同図に示すように、従来の切換型移相器は、
主線路ＭＬ1，ＭＬ2間に接続された２本の切換線路Ｓ，
Ｌと、４個の高周波スイッチＳＷａ〜ＳＷｄとで構成さ
れている。したがって、この移相器においては、主線路
ＭＬ1，ＭＬ2と、長さの異なる切換線路Ｓ，Ｌとの接続
がスイッチＳＷａ〜ＳＷｄによって切り換わる。スイッ
チＳＷａ〜ＳＷｄは連動しており、（ＳＷａ，ＳＷｂ，
ＳＷｃ，ＳＷｄ）＝（オフ，オフ，オン，オン）で切換
線路Ｌが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続されて切換線路Ｓが
主線路ＭＬ1，ＭＬ2から切り離され、この状態を状態Ｌ
とよぶ。また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ）＝
（オン，オン，オフ，オフ）で切換線路Ｓが主線路ＭＬ
1，ＭＬ2に接続されて切換線路Ｌが主線路ＭＬ1，ＭＬ2
から切り離され、この状態を状態Ｓとよぶ。これらの切
り換わりにより切換線路長の差に相当する移相量を実現
する。しかし、この方式では下記の理由により、移相量
周波数特性が悪いという問題点があった。
【０００４】また、図２０に示す線路切換型移相器は、
２つの長さの異なる切換線路を切り換えて位相差を得る
ので、高周波スイッチが４個必要であった。しかし、他
の形式の移相器（例えば、線路装荷型移相器は２個の高
周波スイッチで実現できる）と比べると、高周波スイッ
チの数が多いという問題があった。
２つの長さの異なる切換線路を切り換えて位相差を得る
ので、高周波スイッチが４個必要であった。しかし、他
の形式の移相器（例えば、線路装荷型移相器は２個の高
周波スイッチで実現できる）と比べると、高周波スイッ
チの数が多いという問題があった。
【０００５】・線路切換型移相器の移相量周波数特性が
悪い理由図２１はマイクロストリップラインで構成され
た９０゜線路切換型移相器を示す平面図であり、図２２
はその説明を簡単にするための説明図である。図２１と
図２２とは、電気的には等価である。これらの図におい
て、切換線路長をＬ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝λｇ0 ／４とし
ているため、設計移相量は切換線路長の差Ｌ−Ｓ＝λｇ
0 ／４に相当するΔΦ＝９０゜となる。
悪い理由図２１はマイクロストリップラインで構成され
た９０゜線路切換型移相器を示す平面図であり、図２２
はその説明を簡単にするための説明図である。図２１と
図２２とは、電気的には等価である。これらの図におい
て、切換線路長をＬ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝λｇ0 ／４とし
ているため、設計移相量は切換線路長の差Ｌ−Ｓ＝λｇ
0 ／４に相当するΔΦ＝９０゜となる。
【０００６】図２３は、この９０゜切換線路型移相器の
移相量周波数特性（シミュレーション値）である。ただ
し、縦軸の移相量Δφは、状態Ｌを基準とした状態Ｓの
移相量、すなわちΔφ＝φＳ−φＬ（φＬ，φＳはそれ
ぞれ状態Ｌ，Ｓにおける通過位相）を表している。前述
の伝送線路長Ｌ，Ｓは、中心周波数ｆ0 における波長λ
ｇ0 を基準にして設定される。つまり、図２２に示すよ
うに、Ｌ＝λｇ0 ／２Ｓ＝λｇ0 ／４として、Ｌ−Ｓ＝
λｇ0 ／４となるよう設定されるので、その電気的経路
差は中心周波数ｆ0 においてΔΦ＝９０゜となる。
移相量周波数特性（シミュレーション値）である。ただ
し、縦軸の移相量Δφは、状態Ｌを基準とした状態Ｓの
移相量、すなわちΔφ＝φＳ−φＬ（φＬ，φＳはそれ
ぞれ状態Ｌ，Ｓにおける通過位相）を表している。前述
の伝送線路長Ｌ，Ｓは、中心周波数ｆ0 における波長λ
ｇ0 を基準にして設定される。つまり、図２２に示すよ
うに、Ｌ＝λｇ0 ／２Ｓ＝λｇ0 ／４として、Ｌ−Ｓ＝
λｇ0 ／４となるよう設定されるので、その電気的経路
差は中心周波数ｆ0 においてΔΦ＝９０゜となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、中心周
波数ｆ0 よりも高い周波数では波長がλｇ0 よりも短く
なるので、その周波数においては電気的経路差が９０゜
以上となり移相量が大きくなる。逆に、低い周波数で
は、波長がλｇ0 よりも長くなるので、電気的経路差が
９０゜以下となり移相量が小さくなる。その結果、図２
３に示されているとおり、移相量周波数特性は全体とし
て正の傾きをもつ直線になり、中心周波数ｆ 0 において
はちょうど９０゜となっているが、中心周波数から離れ
るにしたがい移相量も９０゜から離れて誤差が大きくな
るという問題がある。本発明は、このような課題を解決
するためのものであり、線路切換型移相器の移相量周波
数特性の広帯域化を図るとともに、従来よりも高周波ス
イッチの個数を減らすことができる移相器を提供するこ
とを目的とする。
波数ｆ0 よりも高い周波数では波長がλｇ0 よりも短く
なるので、その周波数においては電気的経路差が９０゜
以上となり移相量が大きくなる。逆に、低い周波数で
は、波長がλｇ0 よりも長くなるので、電気的経路差が
９０゜以下となり移相量が小さくなる。その結果、図２
３に示されているとおり、移相量周波数特性は全体とし
て正の傾きをもつ直線になり、中心周波数ｆ 0 において
はちょうど９０゜となっているが、中心周波数から離れ
るにしたがい移相量も９０゜から離れて誤差が大きくな
るという問題がある。本発明は、このような課題を解決
するためのものであり、線路切換型移相器の移相量周波
数特性の広帯域化を図るとともに、従来よりも高周波ス
イッチの個数を減らすことができる移相器を提供するこ
とを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明に係る移相器は、高周波信号をデジタ
ル的に移相する移相器において、第１の主線路と、この
第１の主線路の一端から所定距離だけ離間して配設され
た第２の主線路と、前記第１および第２の主線路の間に
配設された第１の切換線路と、前記第２の主線路と接続
された第２の切換線路と、前記第１の主線路と前記第１
の切換線路との接続および切り離しを行う第１のスイッ
チと、前記第２の主線路と前記第１の切換線路との接続
および切り離しを行う第２のスイッチと、前記第１の主
線路と前記第２の切換線路との接続および切り離しを行
う第３のスイッチとを備えたものである。
るために、本発明に係る移相器は、高周波信号をデジタ
ル的に移相する移相器において、第１の主線路と、この
第１の主線路の一端から所定距離だけ離間して配設され
た第２の主線路と、前記第１および第２の主線路の間に
配設された第１の切換線路と、前記第２の主線路と接続
された第２の切換線路と、前記第１の主線路と前記第１
の切換線路との接続および切り離しを行う第１のスイッ
チと、前記第２の主線路と前記第１の切換線路との接続
および切り離しを行う第２のスイッチと、前記第１の主
線路と前記第２の切換線路との接続および切り離しを行
う第３のスイッチとを備えたものである。
【０００９】
【００１０】また、前記第１の切換線路の線路長を４分
の１波長とし、前記第２の切換線路の線路長を２分の１
波長として９０°移相器を実現してもよいし、前記第１
の切換線路の線路長を２分の１波長とし、前記第２の切
換線路の線路長を１波長として１８０°移相器を実現し
てもよい。また、前記主線路および切換線路は、マイク
ロストリップライン、スロットライン、コプレーナーラ
インまたは同軸線路の何れかであってもよい。また、前
記スイッチは、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴ、機械的リレ
ーまたはマイクロマシンスイッチの何れかであってもよ
い。さらに、前記スイッチは、前記主線路に対して所定
のオフセットを有した状態で設けられてもよい。
の１波長とし、前記第２の切換線路の線路長を２分の１
波長として９０°移相器を実現してもよいし、前記第１
の切換線路の線路長を２分の１波長とし、前記第２の切
換線路の線路長を１波長として１８０°移相器を実現し
てもよい。また、前記主線路および切換線路は、マイク
ロストリップライン、スロットライン、コプレーナーラ
インまたは同軸線路の何れかであってもよい。また、前
記スイッチは、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴ、機械的リレ
ーまたはマイクロマシンスイッチの何れかであってもよ
い。さらに、前記スイッチは、前記主線路に対して所定
のオフセットを有した状態で設けられてもよい。
【００１１】このように構成することにより本発明は、
従来の線路切換型移相器の切換線路の一部または全部を
主線路に直接接続し、オープン・スタブを構成すること
により、移相量周波数特性を改善し、移相誤差を改善す
ることが可能である。また、そのとき高周波スイッチの
数を減らすことも可能である。
従来の線路切換型移相器の切換線路の一部または全部を
主線路に直接接続し、オープン・スタブを構成すること
により、移相量周波数特性を改善し、移相誤差を改善す
ることが可能である。また、そのとき高周波スイッチの
数を減らすことも可能である。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、本発明の一つの実施の形態
について図を用いて説明する。図１は、本発明の一つの
実施の形態を示す回路図である。同図に示すように、本
実施の形態に係る移相器は、従来の線路切換型移相器の
切換線路部の一部または全部が常に主伝送線路に接続さ
れ、接続された切換線路が主線路にならないときに、オ
ープン・スタブとして動作することにより、移相量周波
数特性を改善することが特徴である。また、主線路につ
ながる切換線路の長さを１／２波長の整数倍にすること
により、線路が主線路に常に接続されていることによる
反射損特性・通過損特性の影響をなくすことを可能とす
る。さらに、従来の線路切換型移相器と比べて、高周波
スイッチが１〜２個少ないことも特徴である。
について図を用いて説明する。図１は、本発明の一つの
実施の形態を示す回路図である。同図に示すように、本
実施の形態に係る移相器は、従来の線路切換型移相器の
切換線路部の一部または全部が常に主伝送線路に接続さ
れ、接続された切換線路が主線路にならないときに、オ
ープン・スタブとして動作することにより、移相量周波
数特性を改善することが特徴である。また、主線路につ
ながる切換線路の長さを１／２波長の整数倍にすること
により、線路が主線路に常に接続されていることによる
反射損特性・通過損特性の影響をなくすことを可能とす
る。さらに、従来の線路切換型移相器と比べて、高周波
スイッチが１〜２個少ないことも特徴である。
【００１３】
【実施例】［第１の実施例］図１を参照して、本発明の
実施例について説明する。本実施例による線路切換型移
相器は、同図に示すように、切換線路Ｓ，Ｌ、高周波ス
イッチＳＷａ〜ＳＷｃおよび主線路ＭＬ1，ＭＬ2によっ
て構成され、切換線路Ｌの一端は主線路ＭＬ2 に直接接
続され、他端は高周波スイッチＳＷｃを介して主線路Ｍ
Ｌ1 に接続される。切換線路Ｓの両端は、高周波スイッ
チＳＷａ、ＳＷｂを介して主線路ＭＬ1 ，ＭＬ2 に接続
される。
実施例について説明する。本実施例による線路切換型移
相器は、同図に示すように、切換線路Ｓ，Ｌ、高周波ス
イッチＳＷａ〜ＳＷｃおよび主線路ＭＬ1，ＭＬ2によっ
て構成され、切換線路Ｌの一端は主線路ＭＬ2 に直接接
続され、他端は高周波スイッチＳＷｃを介して主線路Ｍ
Ｌ1 に接続される。切換線路Ｓの両端は、高周波スイッ
チＳＷａ、ＳＷｂを介して主線路ＭＬ1 ，ＭＬ2 に接続
される。
【００１４】このように、同図に示す移相器は、２本の
切換線路と３個のスイッチとで構成されており、図２０
に示した従来の線路切換型移相器よりも１個少ないスイ
ッチで済むという利点がある。なお、本移相器の切換線
路および主線路としては、マイクロストリップライン、
スロットライン、コプレーナーライン、同軸線路など任
意の伝送線路で構成することが可能である。また、高周
波スイッチとしては、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴ、機械
的リレー、マイクロマシンスイッチなど任意の種類のも
のが使用できる。
切換線路と３個のスイッチとで構成されており、図２０
に示した従来の線路切換型移相器よりも１個少ないスイ
ッチで済むという利点がある。なお、本移相器の切換線
路および主線路としては、マイクロストリップライン、
スロットライン、コプレーナーライン、同軸線路など任
意の伝送線路で構成することが可能である。また、高周
波スイッチとしては、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴ、機械
的リレー、マイクロマシンスイッチなど任意の種類のも
のが使用できる。
【００１５】従来の線路切換型移相器と同様に、高周波
スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは連動している。（Ｓ
Ｗａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オフ，オフ，オン）では切
換線路Ｌが主線路ＭＬ1 に接続され、切換線路Ｓは主線
路ＭＬ1，ＭＬ2から切り離され、この状態を状態Ｌとよ
ぶ。また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オン，オ
ン，オフ）で切換線路Ｓが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続さ
れ、この状態を状態Ｓとよぶ。このとき、切換線路Ｌの
一端も主線路ＭＬ2 に接続されたままになっているのが
本実施例の特徴である。したがって、この切換線路Ｌは
オープン・スタブとして動作し、結果として移相量周波
数特性を改善する。
スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは連動している。（Ｓ
Ｗａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オフ，オフ，オン）では切
換線路Ｌが主線路ＭＬ1 に接続され、切換線路Ｓは主線
路ＭＬ1，ＭＬ2から切り離され、この状態を状態Ｌとよ
ぶ。また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オン，オ
ン，オフ）で切換線路Ｓが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続さ
れ、この状態を状態Ｓとよぶ。このとき、切換線路Ｌの
一端も主線路ＭＬ2 に接続されたままになっているのが
本実施例の特徴である。したがって、この切換線路Ｌは
オープン・スタブとして動作し、結果として移相量周波
数特性を改善する。
【００１６】これらの状態Ｓ，Ｌを切り換えることによ
り、切換線路長の差（Ｌ−Ｓ）に相当する移相量を実現
する。切換線路長Ｌ，Ｓを選ぶことにより、任意の移相
量を実現することが可能だが、ここでは移相量ΔΦ＝９
０゜とし、Ｌ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝λｇ0 ／４とする。こ
こで、λｇ0 は設計中心周波数ｆ0 における伝送線路上
の伝搬波長である。
り、切換線路長の差（Ｌ−Ｓ）に相当する移相量を実現
する。切換線路長Ｌ，Ｓを選ぶことにより、任意の移相
量を実現することが可能だが、ここでは移相量ΔΦ＝９
０゜とし、Ｌ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝λｇ0 ／４とする。こ
こで、λｇ0 は設計中心周波数ｆ0 における伝送線路上
の伝搬波長である。
【００１７】・オープン・スタブを付加した伝送線路の
特性について 図２は、オープン・スタブを付加した伝送線路を示す回
路図である。このオープン・スタブのリアクタンスＸ
は、以下の式で表される。 Ｘ ＝ −Ｚｓ ｃｏｔ（２πθ／λｇ） ここで、Ｚｓはスタブの特性インピーダンス、θはオー
プン・スタブ長、λｇは伝送線路上での波長である。
特性について 図２は、オープン・スタブを付加した伝送線路を示す回
路図である。このオープン・スタブのリアクタンスＸ
は、以下の式で表される。 Ｘ ＝ −Ｚｓ ｃｏｔ（２πθ／λｇ） ここで、Ｚｓはスタブの特性インピーダンス、θはオー
プン・スタブ長、λｇは伝送線路上での波長である。
【００１８】このようなリアクタンスが装荷されること
によって生ずる通過位相の変化量（スタブを付加したこ
とによる通過位相の変化量）を図３，図４に示す。図３
はオープン・スタブの長さθが０．０８λｇ0 〜０．１
９λｇ0 の場合を示しており、図４はオープン・スタブ
の長さθがλｇ0 ／２，λｇ0 の場合について示してい
る。これらの図に示されているとおり、通過位相の変化
量は周波数に対して負の傾きをもっており、スタブ長が
長くなるにつれて傾きも大きくなっている。後述するよ
うに、本実施例はこの負の傾きを利用して、前述した従
来移相回路の正の傾きをもった周波数特性を補正してい
る。なお、オープン・スタブを付加すると、一般的には
図３に示されているように、通過位相は全帯域で０゜か
らずれてしまい、また（図示はしていないが）不整合が
生じて反射特性が劣化する。しかし、後述するように、
この位相ずれをあらかじめ考慮した移相回路設計を行
い、かつ別途整合回路を設けることにより、この問題は
解決できる。あるいは、オープン・スタブの長さをλｇ
0 ／２の整数倍に選べば、図４に示されているように通
過位相は中心周波数ｆ0 において０゜となるので位相ず
れを考慮する必要もなくなり、かつ（図示はしていない
が）整合の問題も解消される。
によって生ずる通過位相の変化量（スタブを付加したこ
とによる通過位相の変化量）を図３，図４に示す。図３
はオープン・スタブの長さθが０．０８λｇ0 〜０．１
９λｇ0 の場合を示しており、図４はオープン・スタブ
の長さθがλｇ0 ／２，λｇ0 の場合について示してい
る。これらの図に示されているとおり、通過位相の変化
量は周波数に対して負の傾きをもっており、スタブ長が
長くなるにつれて傾きも大きくなっている。後述するよ
うに、本実施例はこの負の傾きを利用して、前述した従
来移相回路の正の傾きをもった周波数特性を補正してい
る。なお、オープン・スタブを付加すると、一般的には
図３に示されているように、通過位相は全帯域で０゜か
らずれてしまい、また（図示はしていないが）不整合が
生じて反射特性が劣化する。しかし、後述するように、
この位相ずれをあらかじめ考慮した移相回路設計を行
い、かつ別途整合回路を設けることにより、この問題は
解決できる。あるいは、オープン・スタブの長さをλｇ
0 ／２の整数倍に選べば、図４に示されているように通
過位相は中心周波数ｆ0 において０゜となるので位相ず
れを考慮する必要もなくなり、かつ（図示はしていない
が）整合の問題も解消される。
【００１９】・本実施例の構成について 以上の説明から分かるように、状態Ｓのときのみオープ
ン・スタブが接続された状態にすれば、従来の移相器が
もっていた移相量周波数特性（正の傾き）にオープン・
スタブの通過位相特性（負の傾き）が加算されることに
より、位相特性はより平坦となり、使用可能帯域を広げ
ることができる。そこで、本実施例の線路切換型移相器
（図１）のように、切換線路Ｌの一端を直接主線路に接
続すれば、状態Ｓのときに切換線路Ｌがオープン・スタ
ブとして主線路に接続される。
ン・スタブが接続された状態にすれば、従来の移相器が
もっていた移相量周波数特性（正の傾き）にオープン・
スタブの通過位相特性（負の傾き）が加算されることに
より、位相特性はより平坦となり、使用可能帯域を広げ
ることができる。そこで、本実施例の線路切換型移相器
（図１）のように、切換線路Ｌの一端を直接主線路に接
続すれば、状態Ｓのときに切換線路Ｌがオープン・スタ
ブとして主線路に接続される。
【００２０】以下、伝送線路としてマイクロストリップ
ラインを用いた例で説明する。簡潔化のため、伝送線路
の曲がりの影響、伝送線路同士の結合の影響、高周波ス
イッチなどの影響を無視して説明する。
ラインを用いた例で説明する。簡潔化のため、伝送線路
の曲がりの影響、伝送線路同士の結合の影響、高周波ス
イッチなどの影響を無視して説明する。
【００２１】図５は本実施例に係る９０゜移相器を示す
平面図、図６はその動作の説明を簡単にするための説明
図である。図５および図６は電気的には等価である。図
５に示すように、切換線路長をＬ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝λ
ｇ0 ／４とし、９０゜の移相器を構成している。また、
状態Ｓのときにのみ切換線路Ｌ（長さＬ＝１／２λ
ｇ 0 ）がオープン・スタブとして主線路に接続される。
このとき、オープン・スタブ長、すなわち主線路に接続
されている切換線長Ｌが１／２λｇ0 の整数倍なので、
オープン・スタブによる位相ずれや整合の問題は回避さ
れる。よって、従来の切換線路型移相器の持っていた移
相量周波数特性（正の傾き）にオープン・スタブの傾き
（負の傾き）が加算されて移相量周波数特性が改善され
る。
平面図、図６はその動作の説明を簡単にするための説明
図である。図５および図６は電気的には等価である。図
５に示すように、切換線路長をＬ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝λ
ｇ0 ／４とし、９０゜の移相器を構成している。また、
状態Ｓのときにのみ切換線路Ｌ（長さＬ＝１／２λ
ｇ 0 ）がオープン・スタブとして主線路に接続される。
このとき、オープン・スタブ長、すなわち主線路に接続
されている切換線長Ｌが１／２λｇ0 の整数倍なので、
オープン・スタブによる位相ずれや整合の問題は回避さ
れる。よって、従来の切換線路型移相器の持っていた移
相量周波数特性（正の傾き）にオープン・スタブの傾き
（負の傾き）が加算されて移相量周波数特性が改善され
る。
【００２２】図７は、本実施例の移相器（図５）の移相
量周波数特性のシミュレーション値を示すグラフであ
り、従来の線路切換型移相器についても示している。同
図に示されているとおり、オープン・スタブを付加して
も中心周波数ｆ0 での移相量は９０゜のままであり、移
相量周波数特性の傾きだけが補正されていおり、傾きが
ほぼ０となる。このとき、広帯域にわたって移相誤差は
ほぼ０であり、広帯域化が実現される。なお、図７はオ
ープン・スタブの長さθがλｇ0 ／２の整数倍の場合の
特性なので、図２３に示した従来の移相器の特性（中心
周波数ｆ0 での移相量は９０゜）と図４に示したオープ
ン・スタブの通過位相特性（中心周波数ｆ 0 で０゜）が
加算された特性となり、中心周波数ｆ0 での移相量は９
０゜となった。
量周波数特性のシミュレーション値を示すグラフであ
り、従来の線路切換型移相器についても示している。同
図に示されているとおり、オープン・スタブを付加して
も中心周波数ｆ0 での移相量は９０゜のままであり、移
相量周波数特性の傾きだけが補正されていおり、傾きが
ほぼ０となる。このとき、広帯域にわたって移相誤差は
ほぼ０であり、広帯域化が実現される。なお、図７はオ
ープン・スタブの長さθがλｇ0 ／２の整数倍の場合の
特性なので、図２３に示した従来の移相器の特性（中心
周波数ｆ0 での移相量は９０゜）と図４に示したオープ
ン・スタブの通過位相特性（中心周波数ｆ 0 で０゜）が
加算された特性となり、中心周波数ｆ0 での移相量は９
０゜となった。
【００２３】しかし、オープン・スタブの長さθがλｇ
0 ／２の整数倍でない場合は、図３に示すような通過位
相特性、つまり中心周波数ｆ0 において０゜ではない特
性が加算されるので、移相器全体の最終的な移相量とし
ては９０゜からずれてしまう。また、図示されていない
が、オープン・スタブを付加したことにより不整合が生
じ、反射特性が劣化する。しかし、オープン・スタブを
付加したことによる中心周波数ｆ0 での通過位相変化分
をあらかじめ把握し、移相回路の設計時にこの変化分を
考慮しておけば、全体として所望の移相特性を得ること
ができる。また、反射特性劣化の問題も、別途整合回路
を設けることにより、解消することができる。
0 ／２の整数倍でない場合は、図３に示すような通過位
相特性、つまり中心周波数ｆ0 において０゜ではない特
性が加算されるので、移相器全体の最終的な移相量とし
ては９０゜からずれてしまう。また、図示されていない
が、オープン・スタブを付加したことにより不整合が生
じ、反射特性が劣化する。しかし、オープン・スタブを
付加したことによる中心周波数ｆ0 での通過位相変化分
をあらかじめ把握し、移相回路の設計時にこの変化分を
考慮しておけば、全体として所望の移相特性を得ること
ができる。また、反射特性劣化の問題も、別途整合回路
を設けることにより、解消することができる。
【００２４】以上説明したように、従来の線路切換型移
相器の切換線路の一部または全部を主線路に直接接続
し、オープン・スタブを構成することにより、移相量周
波数特性を改善し、移相誤差を改善することが可能であ
る。また、そのとき高周波スイッチの数を減らすことも
可能である。
相器の切換線路の一部または全部を主線路に直接接続
し、オープン・スタブを構成することにより、移相量周
波数特性を改善し、移相誤差を改善することが可能であ
る。また、そのとき高周波スイッチの数を減らすことも
可能である。
【００２５】［参考例］ ここでは、１８０゜移相器の例について説明する。図８
は、図１でＬ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝０としたときの例であ
る。この構成では切換線路Ｓが存在しないため、２個の
高周波スイッチで実現でき、従来の線路切換型移相器
（図２０）と比べ、スイッチ数を２個少なくすることが
できる。スイッチＳＷａ，ＳＷｂは連動しており、（Ｓ
Ｗａ，ＳＷｂ）＝（オフ，オン）では切換線路Ｌが主線
路ＭＬ1，ＭＬ2に接続され、この状態を状態Ｌとよぶ。
また、（ＳＷａ，ＳＷｂ）＝（オン，オフ）では主線路
ＭＬ1，ＭＬ2の両者が直接接続され、この状態を状態Ｓ
とよぶ。このとき、切換線路Ｌの一端も主線路ＭＬ2 に
接続されたままである。
は、図１でＬ＝λｇ0 ／２，Ｓ＝０としたときの例であ
る。この構成では切換線路Ｓが存在しないため、２個の
高周波スイッチで実現でき、従来の線路切換型移相器
（図２０）と比べ、スイッチ数を２個少なくすることが
できる。スイッチＳＷａ，ＳＷｂは連動しており、（Ｓ
Ｗａ，ＳＷｂ）＝（オフ，オン）では切換線路Ｌが主線
路ＭＬ1，ＭＬ2に接続され、この状態を状態Ｌとよぶ。
また、（ＳＷａ，ＳＷｂ）＝（オン，オフ）では主線路
ＭＬ1，ＭＬ2の両者が直接接続され、この状態を状態Ｓ
とよぶ。このとき、切換線路Ｌの一端も主線路ＭＬ2 に
接続されたままである。
【００２６】図９は、図８の例を説明するための各状態
の説明図であり、電気的には図８と等価である。状態Ｌ
と状態Ｓを切り換えることにより、切換線路長の差（Ｌ
−Ｓ）＝λｇ0 ／２に相当する移相量、つまり移相量Δ
Φ＝１８０゜を得る。また、状態Ｓのとき、切換線路Ｌ
の一端が主線路に接続され、オープン・スタブとして動
作する。オープン・スタブの長さ、すなわち切換線路Ｌ
の長さがλｇ0 ／２であるので、スタブを主線路に接続
したことによる通過位相のずれや整合が乱れるという問
題は回避できる。このオープン・スタブは、先に説明し
た９０゜移相器の例（図５）と同様に、移相量周波数特
性を改善する。
の説明図であり、電気的には図８と等価である。状態Ｌ
と状態Ｓを切り換えることにより、切換線路長の差（Ｌ
−Ｓ）＝λｇ0 ／２に相当する移相量、つまり移相量Δ
Φ＝１８０゜を得る。また、状態Ｓのとき、切換線路Ｌ
の一端が主線路に接続され、オープン・スタブとして動
作する。オープン・スタブの長さ、すなわち切換線路Ｌ
の長さがλｇ0 ／２であるので、スタブを主線路に接続
したことによる通過位相のずれや整合が乱れるという問
題は回避できる。このオープン・スタブは、先に説明し
た９０゜移相器の例（図５）と同様に、移相量周波数特
性を改善する。
【００２７】［第２の実施例］ 図１０は、図１でＬ＝λｇ0 ，Ｓ＝λｇ0 ／２としたと
きの例を示す平面図である。この構成では、３個の高周
波スイッチで実現でき、従来の線路切換型移相器（図２
０）と比べ、スイッチ数が１個少なくできる。スイッチ
ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは連動しており、（ＳＷａ，Ｓ
Ｗｂ，ＳＷｃ）＝（オフ，オフ，オン）では切換線路Ｌ
が主線路ＭＬ1 に接続され、切換線路Ｓは主線路Ｍ
Ｌ1，ＭＬ2から切り離され、この状態を状態Ｌとよぶ。
また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オン，オン，オ
フ）では切換線路Ｓが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続され、
切換線路Ｌは一端のみ主線路ＭＬ2 に接続され、この状
態を状態Ｓとよぶ。
きの例を示す平面図である。この構成では、３個の高周
波スイッチで実現でき、従来の線路切換型移相器（図２
０）と比べ、スイッチ数が１個少なくできる。スイッチ
ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは連動しており、（ＳＷａ，Ｓ
Ｗｂ，ＳＷｃ）＝（オフ，オフ，オン）では切換線路Ｌ
が主線路ＭＬ1 に接続され、切換線路Ｓは主線路Ｍ
Ｌ1，ＭＬ2から切り離され、この状態を状態Ｌとよぶ。
また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オン，オン，オ
フ）では切換線路Ｓが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続され、
切換線路Ｌは一端のみ主線路ＭＬ2 に接続され、この状
態を状態Ｓとよぶ。
【００２８】図１１は、図１０の例を説明するための各
状態の説明図であり、電気的には図１０と等価である。
状態Ｌと状態Ｓを切り換えることにより、切換線路長の
差（Ｌ−Ｓ）＝λｇ0 ／２に相当する移相量、つまり移
相量ΔΦ＝１８０゜を得る。また、状態Ｓのとき、切換
線路Ｌの一端が主線路に接続され、オープン・スタブと
して動作する。オープン・スタブの長さ、すなわち切換
線路Ｌの長さがλｇ0（λｇ0 ／２の整数倍）であるの
で、オープン・スタブを主線路に接続したことによる通
過位相のずれや整合が乱れるという問題は回避できる。
このオープン・スタブは、先に説明した９０゜移相器の
例（図５）と同様に、移相量周波数特性を改善する。
状態の説明図であり、電気的には図１０と等価である。
状態Ｌと状態Ｓを切り換えることにより、切換線路長の
差（Ｌ−Ｓ）＝λｇ0 ／２に相当する移相量、つまり移
相量ΔΦ＝１８０゜を得る。また、状態Ｓのとき、切換
線路Ｌの一端が主線路に接続され、オープン・スタブと
して動作する。オープン・スタブの長さ、すなわち切換
線路Ｌの長さがλｇ0（λｇ0 ／２の整数倍）であるの
で、オープン・スタブを主線路に接続したことによる通
過位相のずれや整合が乱れるという問題は回避できる。
このオープン・スタブは、先に説明した９０゜移相器の
例（図５）と同様に、移相量周波数特性を改善する。
【００２９】図１２は、本発明の参考例と実施例，図８
（参考例），図１０（第２の実施例）の移相量周波数特
性のシミュレーション値を示すグラフであり、従来の線
路切換型移相器についても示している。この図に示され
ているとおり、参考例と第２の実施例ともにオープン・
スタブが１／２λｇ0 の整数倍なので、中心周波数ｆ0
での移相量は１８０゜のままで、移相量周波数特性の傾
きだけが補正されている。図１０（第２の実施例）の移
相量周波数特性の傾きはほぼ０となる。このとき、広帯
域にわたって移相誤差はほぼ０であり、広帯域化が実現
される。
（参考例），図１０（第２の実施例）の移相量周波数特
性のシミュレーション値を示すグラフであり、従来の線
路切換型移相器についても示している。この図に示され
ているとおり、参考例と第２の実施例ともにオープン・
スタブが１／２λｇ0 の整数倍なので、中心周波数ｆ0
での移相量は１８０゜のままで、移相量周波数特性の傾
きだけが補正されている。図１０（第２の実施例）の移
相量周波数特性の傾きはほぼ０となる。このとき、広帯
域にわたって移相誤差はほぼ０であり、広帯域化が実現
される。
【００３０】しかし、図８（参考例）では、移相量周波
数特性の傾きを完全に補正できていない。これは状態Ｓ
時の主線路に接続されるオープン・スタブの長さによる
ものである。具体的に説明すると、図８から明らかなよ
うに９０゜移相器の移相量周波数特性の傾きを補正する
には、λｇ0 ／２のオープン・スタブを状態Ｓ時に主線
路に接続する必要があることがわかる。一方、図１２か
ら明らかなように１８０゜移相器の移相量周波数特性の
傾きを補正するには、λｇ0 のオープン・スタブが必要
になる。よって、図１０の例では補正できるが、図８の
例では補正しきれないのである。しかし、図８の例は、
移相量周波数特性を完全に補正できないが、スイッチの
数（２個）、コンパクトさという観点では図１０の例よ
りも勝る。
数特性の傾きを完全に補正できていない。これは状態Ｓ
時の主線路に接続されるオープン・スタブの長さによる
ものである。具体的に説明すると、図８から明らかなよ
うに９０゜移相器の移相量周波数特性の傾きを補正する
には、λｇ0 ／２のオープン・スタブを状態Ｓ時に主線
路に接続する必要があることがわかる。一方、図１２か
ら明らかなように１８０゜移相器の移相量周波数特性の
傾きを補正するには、λｇ0 のオープン・スタブが必要
になる。よって、図１０の例では補正できるが、図８の
例では補正しきれないのである。しかし、図８の例は、
移相量周波数特性を完全に補正できないが、スイッチの
数（２個）、コンパクトさという観点では図１０の例よ
りも勝る。
【００３１】［第３の実施例］ 図１３のように、状態Ｓ時に２本のオープン・スタブが
主線路に接続されるように、図１の切換線路Ｌを高周波
スイッチＳＷｃを介して分断させてもよい。図１４は、
図１３をＳ＝１／２λｇ0 ，Ｌ＝Ｌ1 ＋Ｌ2 ＝λｇ0 と
したときの平面図である。この構成では、３個の高周波
スイッチで実現でき、従来の線路切換型移相器（図２
０）と比べ、スイッチ数を１個少なくすることができ
る。スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは連動しており、
（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オフ，オフ，オン）で
は切換線路Ｌ1 とＬ2 が接続され、切換線路Ｓは主線路
ＭＬ1，ＭＬ2 から切り離され、この状態を状態Ｌとよ
ぶ。また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オン，オ
ン，オフ）では切換線路Ｓが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続
され、切換線路Ｌ1 とＬ2 は切り離され、それぞれ一端
のみ主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続される。すなわち、π型
に２本の切換線路が主線路に接続され、この状態を状態
Ｓとよぶ。
主線路に接続されるように、図１の切換線路Ｌを高周波
スイッチＳＷｃを介して分断させてもよい。図１４は、
図１３をＳ＝１／２λｇ0 ，Ｌ＝Ｌ1 ＋Ｌ2 ＝λｇ0 と
したときの平面図である。この構成では、３個の高周波
スイッチで実現でき、従来の線路切換型移相器（図２
０）と比べ、スイッチ数を１個少なくすることができ
る。スイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃは連動しており、
（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オフ，オフ，オン）で
は切換線路Ｌ1 とＬ2 が接続され、切換線路Ｓは主線路
ＭＬ1，ＭＬ2 から切り離され、この状態を状態Ｌとよ
ぶ。また、（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）＝（オン，オ
ン，オフ）では切換線路Ｓが主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続
され、切換線路Ｌ1 とＬ2 は切り離され、それぞれ一端
のみ主線路ＭＬ1，ＭＬ2に接続される。すなわち、π型
に２本の切換線路が主線路に接続され、この状態を状態
Ｓとよぶ。
【００３２】状態Ｌと状態Ｓを切り換えることにより、
切換線路長の差（Ｌ−Ｓ）＝λｇ0／２に相当する移相
量、すなわち移相量ΔΦ＝１８０゜を得る。また、状態
Ｓのとき、２本の切換線路Ｌ1 とＬ2 の一端が主線路Ｍ
Ｌ1，ＭＬ2に接続され、それぞれオープン・スタブとし
て動作する。オープン・スタブの長さ、すなわち切換線
路Ｌ1 ，Ｌ2 の長さがλｇ0 ／２であるので、オープン
・スタブを主線路に接続したことによる通過位相のずれ
や整合が乱れるという問題は回避できる。この２本のオ
ープン・スタブ（長さλｇ0 ／２）が、移相量周波数特
性を改善する。
切換線路長の差（Ｌ−Ｓ）＝λｇ0／２に相当する移相
量、すなわち移相量ΔΦ＝１８０゜を得る。また、状態
Ｓのとき、２本の切換線路Ｌ1 とＬ2 の一端が主線路Ｍ
Ｌ1，ＭＬ2に接続され、それぞれオープン・スタブとし
て動作する。オープン・スタブの長さ、すなわち切換線
路Ｌ1 ，Ｌ2 の長さがλｇ0 ／２であるので、オープン
・スタブを主線路に接続したことによる通過位相のずれ
や整合が乱れるという問題は回避できる。この２本のオ
ープン・スタブ（長さλｇ0 ／２）が、移相量周波数特
性を改善する。
【００３３】図１５は、図１３の移相量周波数特性を示
すグラフである。状態Ｓ時にλｇ0／２のオープン・ス
タブが２本主線路に接続されるので、周波数特性の傾き
はほぼ補正されている。
すグラフである。状態Ｓ時にλｇ0／２のオープン・ス
タブが２本主線路に接続されるので、周波数特性の傾き
はほぼ補正されている。
【００３４】［第４の実施例］ 図１、図８、図１３では、高周波スイッチＳＷａ，ＳＷ
ｂ，ＳＷｃ（図１３のみ高周波スイッチＳＷａ，ＳＷ
ｂ）が主線路に直接取りつけられていた。しかし、実際
にスイッチの物理的大きさにより、このような設置が難
しい場合がある。その場合、図１６、図１７、図１８、
図１９に示すように、高周波スイッチをオフセット（オ
フセット量Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄａ1，Ｄａ2）して取り
つけるとよい。オフセット量は接続されているスイッチ
に応じて適宜設定すればよい。これらの構成では、切換
線路長が変わって主線路に短いオープン・スタブが接続
されるので、移相器全体の最終的な移相量が設計値から
ずれてしまう。また、オープン・スタブにより不整合が
生じ、反射特性が劣化する。しかし、中心周波数ｆ0で
の移相量のずれをあらかじめ把握し、移相回路の設計時
に移相量のずれを考慮しておけば、全体として所望の移
相特性を得ることができる。また、反射特性劣化の問題
も、必要に応じて別途整合回路を設けることにより、解
消することができる。
ｂ，ＳＷｃ（図１３のみ高周波スイッチＳＷａ，ＳＷ
ｂ）が主線路に直接取りつけられていた。しかし、実際
にスイッチの物理的大きさにより、このような設置が難
しい場合がある。その場合、図１６、図１７、図１８、
図１９に示すように、高周波スイッチをオフセット（オ
フセット量Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄａ1，Ｄａ2）して取り
つけるとよい。オフセット量は接続されているスイッチ
に応じて適宜設定すればよい。これらの構成では、切換
線路長が変わって主線路に短いオープン・スタブが接続
されるので、移相器全体の最終的な移相量が設計値から
ずれてしまう。また、オープン・スタブにより不整合が
生じ、反射特性が劣化する。しかし、中心周波数ｆ0で
の移相量のずれをあらかじめ把握し、移相回路の設計時
に移相量のずれを考慮しておけば、全体として所望の移
相特性を得ることができる。また、反射特性劣化の問題
も、必要に応じて別途整合回路を設けることにより、解
消することができる。
【００３５】［第５の実施例］ 上記実施例では、本発明の移相器を基板上にマイクロス
トリップラインで構成した例を示したが、任意の伝送線
路、すなわちスロットライン、コプレーナー線路、同軸
線路などでも実現可能である。
トリップラインで構成した例を示したが、任意の伝送線
路、すなわちスロットライン、コプレーナー線路、同軸
線路などでも実現可能である。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、従来の線路切換型
移相器の切換線路の一部または全部を主線路に直接接続
し、オープン・スタブを構成することにより、移相量周
波数特性を改善し、移相誤差を改善することが可能であ
る。また、そのとき高周波スイッチの数を減らすことも
可能である。
移相器の切換線路の一部または全部を主線路に直接接続
し、オープン・スタブを構成することにより、移相量周
波数特性を改善し、移相誤差を改善することが可能であ
る。また、そのとき高周波スイッチの数を減らすことも
可能である。
【図１】 本発明の一つの実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】 オープン・スタブを接続した主線路を示す回
路図である。
路図である。
【図３】 オープン・スタブを接続した主線路の移相特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図４】 オープン・スタブを接続した主線路の移相特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図５】 本実施例（第１の実施例）に係る９０°移相
器を示す平面図である。
器を示す平面図である。
【図６】 図５に係る９０°移相器の各状態を示す説明
図である。
図である。
【図７】 図５に係る９０°移相器の移相特性を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図８】 参考例に係る１８０°移相器を示す平面図で
ある。
ある。
【図９】 図８に係る１８０°移相器の各状態を示す説
明図である。
明図である。
【図１０】 本実施例（第２の実施例）に係る１８０°
移相器を示す平面図である。
移相器を示す平面図である。
【図１１】 図１０に係る１８０°移相器の各状態を示
す説明図である。
す説明図である。
【図１２】 図８，図１０に係る１８０°移相器の移相
特性を示すグラフである。
特性を示すグラフである。
【図１３】 本実施例（第３の実施例）に係る１８０°
移相器を示す平面図である。
移相器を示す平面図である。
【図１４】 図１３に係る１８０°移相器の各状態を示
す説明図である。
す説明図である。
【図１５】 図１３に係る１８０°移相器の移相特性を
示すグラフである。
示すグラフである。
【図１６】 本実施例（第４の実施例（１））に係る９
０°移相器（図１の移相器をオフセットした状態）を示
す平面図である。
０°移相器（図１の移相器をオフセットした状態）を示
す平面図である。
【図１７】 本実施例（第４の実施例（２））に係る１
８０°移相器（図１３の移相器をオフセットした状態）
を示す平面図である。
８０°移相器（図１３の移相器をオフセットした状態）
を示す平面図である。
【図１８】 本実施例（第４の実施例（３））に係る１
８０°移相器（図８の移相器をオフセットした状態）を
示す平面図である。
８０°移相器（図８の移相器をオフセットした状態）を
示す平面図である。
【図１９】 本実施例（第４の実施例（４））に係る１
８０°移相器（図８の移相器をオフセットした状態）を
示す平面図である。
８０°移相器（図８の移相器をオフセットした状態）を
示す平面図である。
【図２０】 従来例を示す回路図である。
【図２１】 従来の９０°移相器を示す平面図である。
【図２２】 図２１に係る９０°移相器の各状態を示す
説明図である。
説明図である。
【図２３】 図２１に係る９０°移相器の移相特性を示
すグラフである。
すグラフである。
ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ…スイッチ、Ｓ，Ｌ，
Ｌ1 ，Ｌ2 …切換線路、ＭＬ1 ，ＭＬ2 …主線路、Ｄ
ａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄａ1，Ｄａ2…オフセット量。
Ｌ1 ，Ｌ2 …切換線路、ＭＬ1 ，ＭＬ2 …主線路、Ｄ
ａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄａ1，Ｄａ2…オフセット量。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01P 1/185 H01P 1/10 H01P 5/02 603
Claims (6)
- 【請求項１】 高周波信号をデジタル的に移相する移相
器において、 第１の主線路と、この第１の主線路の一端から所定距離
だけ離間して配設された第２の主線路と、前記第１およ
び第２の主線路の間に配設された第１の切換線路と、前
記第２の主線路と接続された第２の切換線路と、前記第
１の主線路と前記第１の切換線路との接続および切り離
しを行う第１のスイッチと、前記第２の主線路と前記第
１の切換線路との接続および切り離しを行う第２のスイ
ッチと、前記第１の主線路と前記第２の切換線路との接
続および切り離しを行う第３のスイッチとを備えたこと
を特徴とする移相器。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記第１の切換線路の線路長を４分の１波長とし、前記
第２の切換線路の線路長を２分の１波長として９０°移
相器を実現した ことを特徴とする移相器。 - 【請求項３】 請求項１において、 前記第１の切換線路の線路長を２分の１波長とし、前記
第２の切換線路の線路長を１波長として１８０°移相器
を実現したことを特徴とする移相器。 - 【請求項４】 請求項１において、前記主線路および切換線路は、マイクロストリップライ
ン、スロットライン、コプレーナーラインまたは同軸線
路の何れかである ことを特徴とする移相器。 - 【請求項５】 請求項１において、前記スイッチは、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴ、機械的リ
レーまたはマイクロマシンスイッチの何れかである こと
を特徴とする移相器。 - 【請求項６】 請求項１において、 前記スイッチは、前記主線路に対して所定のオフセット
を有した状態で設けられていることを特徴とする移相
器。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30885399A JP3356139B2 (ja) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | 移相器 |
| US09/695,879 US6542051B1 (en) | 1999-10-29 | 2000-10-26 | Stub switched phase shifter |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|
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|---|---|---|---|
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|---|---|
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| JP (1) | JP3356139B2 (ja) |
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| JP3137112B2 (ja) * | 1999-04-27 | 2001-02-19 | 日本電気株式会社 | マイクロマシンスイッチおよびその製造方法 |
| KR100473117B1 (ko) * | 2002-10-15 | 2005-03-10 | 한국전자통신연구원 | 가변 스위치망을 이용한 위상 천이기의 회로 |
| JP4310633B2 (ja) | 2003-12-15 | 2009-08-12 | 日本電気株式会社 | 高周波スイッチ |
| EP1695411A1 (en) * | 2003-12-18 | 2006-08-30 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | A simplified phase shifter |
| US7315225B2 (en) * | 2004-11-24 | 2008-01-01 | Ems Technologies Canada, Ltd. | Phase shifter providing multiple selectable phase shift states |
| KR100780412B1 (ko) * | 2005-10-13 | 2007-11-28 | 주식회사 케이엠더블유 | 고주파 스위치 |
| US7570133B1 (en) * | 2006-03-23 | 2009-08-04 | Lockheed Martin Corporation | Wideband passive amplitude compensated time delay module |
| KR100867129B1 (ko) * | 2007-02-05 | 2008-11-06 | 주식회사 이엠따블유안테나 | Ｒｆ 스위치 |
| US20090015349A1 (en) * | 2007-07-12 | 2009-01-15 | Ellis Thomas J | Method and appartus for altering phase shift along a transmission line section |
| JP5094515B2 (ja) * | 2008-04-09 | 2012-12-12 | 三菱電機株式会社 | ミリ波帯スイッチ |
| JP5267063B2 (ja) * | 2008-11-14 | 2013-08-21 | 日本電気株式会社 | アレイアンテナ |
| DE102009008225A1 (de) * | 2009-02-10 | 2010-08-19 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Oszillator mit ohmsch einstellbarer schwingfrequenz |
| EP2478585B1 (en) | 2009-09-15 | 2013-05-29 | Mehmet Unlu | Simultaneous phase and amplitude control using triple stub topology and its implementation using rf mems technology |
| CN102420351B (zh) * | 2012-01-04 | 2014-06-11 | 镇江中安通信科技有限公司 | 功分移相器 |
| US9160296B2 (en) * | 2014-01-21 | 2015-10-13 | Qualcomm Incorporated | Passive switch-based phase shifter |
| JP2016058843A (ja) * | 2014-09-08 | 2016-04-21 | 富士通株式会社 | 平面アンテナ |
| EP3422464B1 (en) | 2015-12-29 | 2021-02-24 | Synergy Microwave Corporation | Microwave mems phase shifter |
| EP3188307A1 (en) | 2015-12-29 | 2017-07-05 | Synergy Microwave Corporation | High performance switch for microwave mems |
| JP7130391B2 (ja) | 2017-03-10 | 2022-09-05 | シナジー マイクロウェーブ コーポレーション | メタマテリアルコンタクトを備えるマイクロ電気機械スイッチ |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3131367A (en) | 1962-06-29 | 1964-04-28 | Fred T Pitts | Variable phase shift selector |
| US3568105A (en) * | 1969-03-03 | 1971-03-02 | Itt | Microstrip phase shifter having switchable path lengths |
| JPS583339A (ja) | 1981-06-27 | 1983-01-10 | Sony Corp | 円偏波電波選択装置 |
| JPS59196603A (ja) | 1983-04-22 | 1984-11-08 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体移相器 |
| US5166648A (en) * | 1988-01-29 | 1992-11-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Digital phase shifter apparatus |
| JP2962771B2 (ja) | 1990-05-29 | 1999-10-12 | 三菱電機株式会社 | 移相器 |
| JPH05251903A (ja) | 1992-03-05 | 1993-09-28 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | スイッチドライン型移相器 |
-
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