JP2000295003A - 移相器 - Google Patents
移相器Info
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/184—Strip line phase-shifters
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 移相誤差を防ぐとともに、従来よりも移相量
の周波数特性を広帯域化する。 【解決手段】 主線路（伝送線路４）に接続されかつ入
力信号１０を移相する移相回路部３と、前記主線路に対
する接続および切り離しを任意に可能とするオープン・
スタブによって構成された装荷線路部２とを備える。そ
して、前記移相回路部の移相量の状態変化と連動して前
記オープン・スタブと前記主線路との接続と切り離しを
行うことにより前記移相回路部における移相量の周波数
特性を補償するものである。
の周波数特性を広帯域化する。 【解決手段】 主線路（伝送線路４）に接続されかつ入
力信号１０を移相する移相回路部３と、前記主線路に対
する接続および切り離しを任意に可能とするオープン・
スタブによって構成された装荷線路部２とを備える。そ
して、前記移相回路部の移相量の状態変化と連動して前
記オープン・スタブと前記主線路との接続と切り離しを
行うことにより前記移相回路部における移相量の周波数
特性を補償するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移相器に関し、マ
イクロ波帯、ミリ波帯における移相器に関するものであ
る。例えばこのような移相器は、フェーズドアレイアン
テナの位相制御素子として使用される。
イクロ波帯、ミリ波帯における移相器に関するものであ
る。例えばこのような移相器は、フェーズドアレイアン
テナの位相制御素子として使用される。
【０００２】
【従来の技術】通常、移相器は信号が移相器内部を通過
するときに位相制御が行われる。従来の移相器には、線
路切換型移相器と装荷線路型移相器とがある。
するときに位相制御が行われる。従来の移相器には、線
路切換型移相器と装荷線路型移相器とがある。
【０００３】図１４は、従来の線路切換型の移相器を示
す平面図である。同図に示すように、主線路である伝送
線路４には、長さの異なる伝送線路Ｓ，ＬがスイッチＳ
Ｗｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅを介して接続されてい
る。
す平面図である。同図に示すように、主線路である伝送
線路４には、長さの異なる伝送線路Ｓ，ＬがスイッチＳ
Ｗｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅを介して接続されてい
る。
【０００４】スイッチＳＷｂ〜ＳＷｄは連動して動作
し、（ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ）＝（オン，オ
ン，オフ，オフ）の状態で、伝送線路４は伝送線路Ｓに
接続される（以下、この状態を状態Ｓという）。また、
（ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ）＝（オフ，オフ，
オン，オン）の状態で、伝送線路４は伝送線路Ｌに接続
される（以下、この状態を状態Ｌという）。したがっ
て、高周波の入力信号１０は、伝送線路ＳまたはＬの何
れかを通って出力信号１１として出力される。
し、（ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ）＝（オン，オ
ン，オフ，オフ）の状態で、伝送線路４は伝送線路Ｓに
接続される（以下、この状態を状態Ｓという）。また、
（ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ）＝（オフ，オフ，
オン，オン）の状態で、伝送線路４は伝送線路Ｌに接続
される（以下、この状態を状態Ｌという）。したがっ
て、高周波の入力信号１０は、伝送線路ＳまたはＬの何
れかを通って出力信号１１として出力される。
【０００５】このように、線路切換型移相器は、スイッ
チＳＷｂ〜ＳＷｅを切り換えることにより伝送線路長の
差に相当する移相量を実現し、所望の移相量が得られる
という利点がある。
チＳＷｂ〜ＳＷｅを切り換えることにより伝送線路長の
差に相当する移相量を実現し、所望の移相量が得られる
という利点がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の移相器は、下記の理由により、移相量周波数
特性が悪いという問題点がある。
うな従来の移相器は、下記の理由により、移相量周波数
特性が悪いという問題点がある。
【０００７】前述の伝送線路Ｌ，Ｓの長さをＬL ，ＬS
とすると、これらは中心周波数ｆ0における波長λg0を
基準にして設定される。例えば、移相量１８０゜の移相
器であれば、ＬL−ＬS＝λg0／２となるよう設定される
ので、その電気的経路差は中心周波数ｆ0 において１８
０゜となる。しかし、中心周波数ｆ0 よりも高い周波数
では、波長がλg0より短くなるので、その周波数におい
ては電気的経路差が１８０゜以上となり移相量が大きく
なる。逆に低い周波数では、波長がλg0より長くなるの
で、電気的経路差が１８０゜以下となり移相量が小さく
なる。
とすると、これらは中心周波数ｆ0における波長λg0を
基準にして設定される。例えば、移相量１８０゜の移相
器であれば、ＬL−ＬS＝λg0／２となるよう設定される
ので、その電気的経路差は中心周波数ｆ0 において１８
０゜となる。しかし、中心周波数ｆ0 よりも高い周波数
では、波長がλg0より短くなるので、その周波数におい
ては電気的経路差が１８０゜以上となり移相量が大きく
なる。逆に低い周波数では、波長がλg0より長くなるの
で、電気的経路差が１８０゜以下となり移相量が小さく
なる。
【０００８】図１５は、図１４に示した線路切換型移相
器（移相量は１８０°）による移相量の周波数特性のシ
ミュレーション値を示すグラフである。同図において、
横軸はｆ／ｆ0 （ｆ：現在の周波数、ｆ0 ：中心周波
数）、縦軸は移相量を示す。縦軸の移相量Δφは、状態
Ｌを基準とした状態Ｓの移相量、すなわちΔφ＝φＬS
−φＬL （φＬL ，φＬS は、それぞれ状態Ｌ，Ｓにお
ける通過位相）を表す。同図に示すように、移相量の周
波数特性は全体として正の傾きをもつ直線であり、中心
周波数ｆ0 においてはちょうど１８０゜となっている
が、中心周波数ｆ0から離れるに従って移相量も１８０
゜から離れ、誤差は大きくなっている。
器（移相量は１８０°）による移相量の周波数特性のシ
ミュレーション値を示すグラフである。同図において、
横軸はｆ／ｆ0 （ｆ：現在の周波数、ｆ0 ：中心周波
数）、縦軸は移相量を示す。縦軸の移相量Δφは、状態
Ｌを基準とした状態Ｓの移相量、すなわちΔφ＝φＬS
−φＬL （φＬL ，φＬS は、それぞれ状態Ｌ，Ｓにお
ける通過位相）を表す。同図に示すように、移相量の周
波数特性は全体として正の傾きをもつ直線であり、中心
周波数ｆ0 においてはちょうど１８０゜となっている
が、中心周波数ｆ0から離れるに従って移相量も１８０
゜から離れ、誤差は大きくなっている。
【０００９】このように、従来の移相器は、周波数に対
して通過移相量が一定でなく、ある周波数帯域内におい
て移相誤差を生じてしまう問題がある。特に、線路切換
型移相器においては、移相量の周波数特性が大きな傾き
を持つ直線であり、移相誤差が大きくなって狭帯域であ
るという問題がある。
して通過移相量が一定でなく、ある周波数帯域内におい
て移相誤差を生じてしまう問題がある。特に、線路切換
型移相器においては、移相量の周波数特性が大きな傾き
を持つ直線であり、移相誤差が大きくなって狭帯域であ
るという問題がある。
【００１０】本発明はこのような課題を解決するための
ものであり、移相誤差を防ぐとともに、従来よりも移相
量の周波数特性を広帯域化することができる移相器を提
供することを目的とする。
ものであり、移相誤差を防ぐとともに、従来よりも移相
量の周波数特性を広帯域化することができる移相器を提
供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために本発明に係る移相器は、高周波信号をデジタル
的に移相する移相器において、主線路に接続されかつ入
力信号を移相する移相回路部と、前記主線路に対する接
続および切り離しを任意に可能とするオープン・スタブ
によって構成された装荷線路部とを備える。そして、前
記移相回路部の移相量の状態変化と連動して前記オープ
ン・スタブと前記主線路との接続と切り離しを行うこと
により前記移相回路部における移相量の周波数特性を補
償するものである。
るために本発明に係る移相器は、高周波信号をデジタル
的に移相する移相器において、主線路に接続されかつ入
力信号を移相する移相回路部と、前記主線路に対する接
続および切り離しを任意に可能とするオープン・スタブ
によって構成された装荷線路部とを備える。そして、前
記移相回路部の移相量の状態変化と連動して前記オープ
ン・スタブと前記主線路との接続と切り離しを行うこと
により前記移相回路部における移相量の周波数特性を補
償するものである。
【００１２】また、前記装荷線路部は、所定の長さを有
しかつ一端がオープンである伝送線路と、この伝送線路
の他端と前記主線路との接続および切り離しを行うスイ
ッチと、で構成されていてもよい。また、前記装荷線路
部は、複数の直列接続された伝送線路と、前記複数の伝
送線路の接続と切り離しを行う複数のスイッチと、で構
成されていてもよい。また、前記装荷線路部は、所定の
間隔で前記主線路に接続された複数の伝送線路と、前記
複数の伝送線路と前記主線路との接続と切り離しを行う
複数のスイッチと、で構成されていてもよい。
しかつ一端がオープンである伝送線路と、この伝送線路
の他端と前記主線路との接続および切り離しを行うスイ
ッチと、で構成されていてもよい。また、前記装荷線路
部は、複数の直列接続された伝送線路と、前記複数の伝
送線路の接続と切り離しを行う複数のスイッチと、で構
成されていてもよい。また、前記装荷線路部は、所定の
間隔で前記主線路に接続された複数の伝送線路と、前記
複数の伝送線路と前記主線路との接続と切り離しを行う
複数のスイッチと、で構成されていてもよい。
【００１３】また、前記移相回路部は、線路切換型移相
器であってもよい。また、前記移相回路部は、線路装荷
型移相器であってもよい。また、前記移相回路部は、線
路切換型移相器と線路装荷型移相器とを含んでもよい。
また、前記主線路、前記移相回路部および前記装荷線路
部は、分布定数線路で構成されていてもよい。
器であってもよい。また、前記移相回路部は、線路装荷
型移相器であってもよい。また、前記移相回路部は、線
路切換型移相器と線路装荷型移相器とを含んでもよい。
また、前記主線路、前記移相回路部および前記装荷線路
部は、分布定数線路で構成されていてもよい。
【００１４】また、前記分布定数線路は、マイクロスト
リップライン、スロットライン、または、同軸線路であ
ってもよい。また、前記スイッチは、ＰＩＮダイオー
ド、ＦＥＴ、または、マイクロマシンスイッチの何れか
であってもよい。また、前記伝送線路は、その長さがλ
g0／２（λg0：前記主線路の設計中心周波数における伝
搬波長）の任意の自然数倍であってもよい。また、前記
移相器は、フェーズドアレイアンテナに使用されてもよ
い。
リップライン、スロットライン、または、同軸線路であ
ってもよい。また、前記スイッチは、ＰＩＮダイオー
ド、ＦＥＴ、または、マイクロマシンスイッチの何れか
であってもよい。また、前記伝送線路は、その長さがλ
g0／２（λg0：前記主線路の設計中心周波数における伝
搬波長）の任意の自然数倍であってもよい。また、前記
移相器は、フェーズドアレイアンテナに使用されてもよ
い。
【００１５】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図を用いて説明する。
て図を用いて説明する。
【００１６】［第１の実施の形態］図１は、本発明の第
１の実施の形態を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、移相器１は、主線路である伝送線路４に接続され
た装荷線路部２と移相回路部３とからなる。
１の実施の形態を示すブロック図である。同図に示すよ
うに、移相器１は、主線路である伝送線路４に接続され
た装荷線路部２と移相回路部３とからなる。
【００１７】移相回路部３は、従来の３ビットの移相器
（１８０°の移相器、９０°の移相器、４５°の移相
器）であり、例えば線路切換型移相器によって構成され
ている。ただし、移相回路部３の構成およびビット数は
任意であり、線路装荷型の移相器を用いたり、３ビット
以下または以上の移相器であってもよい。
（１８０°の移相器、９０°の移相器、４５°の移相
器）であり、例えば線路切換型移相器によって構成され
ている。ただし、移相回路部３の構成およびビット数は
任意であり、線路装荷型の移相器を用いたり、３ビット
以下または以上の移相器であってもよい。
【００１８】装荷線路部２は、移相回路部３につながる
伝送線路４に、スイッチＳＷａを介して切換可能な状態
で装荷線路をとりつけたものである。伝送線路２ａは、
伝送線路４から離れた側の末端が電気的にオープンな状
態となっている、いわゆるオープン・スタブと呼ばれる
ものである。
伝送線路４に、スイッチＳＷａを介して切換可能な状態
で装荷線路をとりつけたものである。伝送線路２ａは、
伝送線路４から離れた側の末端が電気的にオープンな状
態となっている、いわゆるオープン・スタブと呼ばれる
ものである。
【００１９】次に、移相回路部３として線路切換型移相
器を用いた場合の本発明について説明する。図２は、図
１の移相回路部３に線路切換型移相器を用いた例を示
す。すなわち、本実施の形態は、前述の図１４に示した
線路切換型移相器の特性を改善するものであり、以下に
おいては簡単のために伝送線路の曲がりによる影響、ス
イッチ等の影響を無視して説明する。
器を用いた場合の本発明について説明する。図２は、図
１の移相回路部３に線路切換型移相器を用いた例を示
す。すなわち、本実施の形態は、前述の図１４に示した
線路切換型移相器の特性を改善するものであり、以下に
おいては簡単のために伝送線路の曲がりによる影響、ス
イッチ等の影響を無視して説明する。
【００２０】移相回路部３においては、従来の線路切換
型移相器と同様、長さの異なる伝送線路Ｌと伝送線路Ｓ
がスイッチＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅにより切り
換えられる。これらのスイッチは連動して動作し、（Ｓ
Ｗｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ）＝（オン，オン，オ
フ，オフ）の状態で伝送線路Ｓに接続する（以下、状態
Ｓという）。また、（ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷ
ｅ）＝（オフ，オフ，オン，オン）の状態で伝送線路Ｌ
に接続する（以下、状態Ｌという）。したがって、高周
波の入力信号１０は、伝送線路ＳまたはＬの何れかを通
って出力信号１１として出力される。
型移相器と同様、長さの異なる伝送線路Ｌと伝送線路Ｓ
がスイッチＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅにより切り
換えられる。これらのスイッチは連動して動作し、（Ｓ
Ｗｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ）＝（オン，オン，オ
フ，オフ）の状態で伝送線路Ｓに接続する（以下、状態
Ｓという）。また、（ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷ
ｅ）＝（オフ，オフ，オン，オン）の状態で伝送線路Ｌ
に接続する（以下、状態Ｌという）。したがって、高周
波の入力信号１０は、伝送線路ＳまたはＬの何れかを通
って出力信号１１として出力される。
【００２１】スイッチＳＷｂ〜ＳＷｄの切り換えること
によって伝送線路長ＬL ，ＬS の何れかを選び、伝送線
路長の差に値する移相量を実現することができる。ここ
では移相量Δφを１８０゜とし、ＬS ＝α，ＬL ＝λg0
／２＋αとする。λg0は設計中心周波数ｆ0 における伝
送線路４上の伝搬波長であり、αは任意長である。
によって伝送線路長ＬL ，ＬS の何れかを選び、伝送線
路長の差に値する移相量を実現することができる。ここ
では移相量Δφを１８０゜とし、ＬS ＝α，ＬL ＝λg0
／２＋αとする。λg0は設計中心周波数ｆ0 における伝
送線路４上の伝搬波長であり、αは任意長である。
【００２２】装荷線路部２は、線路切換型移相器３ａに
つながる伝送線路４に、スイッチＳＷａを介して切換可
能な状態で装荷線路をとりつけたものである。したがっ
て、スイッチＳＷａは、線路切換型移相器３ａが状態Ｌ
のとき（ＳＷａ）＝（オフ）、状態Ｓのとき（ＳＷａ）
＝（オン）と切り替わり、移相回路部３と連動して動作
する。結果として移相器１の移相量周波数特性を改善す
る。
つながる伝送線路４に、スイッチＳＷａを介して切換可
能な状態で装荷線路をとりつけたものである。したがっ
て、スイッチＳＷａは、線路切換型移相器３ａが状態Ｌ
のとき（ＳＷａ）＝（オフ）、状態Ｓのとき（ＳＷａ）
＝（オン）と切り替わり、移相回路部３と連動して動作
する。結果として移相器１の移相量周波数特性を改善す
る。
【００２３】なお、移相回路部３および装荷線路部２を
構成する分布定数線路、伝送線路４，２ａとしては、マ
イクロストリップライン、スロットライン、同軸線路な
ど任意の伝送線路で構成することが可能である。本実施
の形態ではマイクロストリップラインを用いている。ま
た、マイクロストリップラインのスイッチとしては、Ｐ
ＩＮダイオード、ＦＥＴ、マイクロマシンスイッチ等の
素子が使用される。これら伝送線路およびスイッチ等の
種類については、後述の実施の形態も同様に適用され
る。
構成する分布定数線路、伝送線路４，２ａとしては、マ
イクロストリップライン、スロットライン、同軸線路な
ど任意の伝送線路で構成することが可能である。本実施
の形態ではマイクロストリップラインを用いている。ま
た、マイクロストリップラインのスイッチとしては、Ｐ
ＩＮダイオード、ＦＥＴ、マイクロマシンスイッチ等の
素子が使用される。これら伝送線路およびスイッチ等の
種類については、後述の実施の形態も同様に適用され
る。
【００２４】次に、本実施の形態の動作について説明す
る。まず、従来の線路切換型移相器の特性については、
図１５で説明したように移相量の周波数特性が悪く、移
相量の周波数特性は全体として正の傾きをもつ直線であ
り、中心周波数ｆ0 においてはちょうど１８０゜となっ
ているが、中心周波数から離れるに従って移相量も１８
０゜から離れ、誤差が大きくなる。
る。まず、従来の線路切換型移相器の特性については、
図１５で説明したように移相量の周波数特性が悪く、移
相量の周波数特性は全体として正の傾きをもつ直線であ
り、中心周波数ｆ0 においてはちょうど１８０゜となっ
ているが、中心周波数から離れるに従って移相量も１８
０゜から離れ、誤差が大きくなる。
【００２５】一方、装荷線路を付加した伝送線路の特性
は以下のようになる。図３は、オープン・スタブを付加
した伝送線路を示す。同図において、オープン・スタブ
のリアクタンスＸは、 Ｘ ＝ −Ｚs ・ｃｏｔ（２πθ／λg ） となる。ここで、Ｚs はスタブの特性インピーダンスで
あり、θはオープン・スタブの長さであり、λg は伝送
線路上での波長である。
は以下のようになる。図３は、オープン・スタブを付加
した伝送線路を示す。同図において、オープン・スタブ
のリアクタンスＸは、 Ｘ ＝ −Ｚs ・ｃｏｔ（２πθ／λg ） となる。ここで、Ｚs はスタブの特性インピーダンスで
あり、θはオープン・スタブの長さであり、λg は伝送
線路上での波長である。
【００２６】図４，５は、このようなリアクタンスが装
荷されることによって生じる通過位相の変化量（スタブ
を付加したことによる通過位相の変化量）を示すグラフ
である。図４は、装荷線路の長さθが０．０８λg0〜
０．１９λg0の場合を示しており、図５は装荷線路の長
さθがλg0／２，λg0の場合について示している。
荷されることによって生じる通過位相の変化量（スタブ
を付加したことによる通過位相の変化量）を示すグラフ
である。図４は、装荷線路の長さθが０．０８λg0〜
０．１９λg0の場合を示しており、図５は装荷線路の長
さθがλg0／２，λg0の場合について示している。
【００２７】これらの図から明らかなように、通過位相
の変化量は周波数に対して負の傾きをもっており、スタ
ブ長が長くなるにつれて傾きも大きくなっている。後述
するように、本発明はこの負の傾きを利用して、前述し
た移相回路部における正の傾きをもった周波数特性を補
正する。
の変化量は周波数に対して負の傾きをもっており、スタ
ブ長が長くなるにつれて傾きも大きくなっている。後述
するように、本発明はこの負の傾きを利用して、前述し
た移相回路部における正の傾きをもった周波数特性を補
正する。
【００２８】なお、装荷線路を付加すると、一般的には
図４に示されているように通過位相は全帯域で０゜から
ずれてしまい、また（図示はしていないが）不整合が生
じて反射特性が劣化する。しかし、後述するように、こ
の位相ズレをあらかじめ考慮した移相回路設計を行い、
かつ別途整合回路を設けることにより、この問題は解決
できる。あるいは、装荷線路の長さをλg0／２の自然数
倍に選べば、図５に示されているように通過位相は中心
周波数ｆ0 おいて０゜となるので位相ズレを考慮する必
要もなくなり、かつ（図示はしていないが）不整合の問
題も解消される。
図４に示されているように通過位相は全帯域で０゜から
ずれてしまい、また（図示はしていないが）不整合が生
じて反射特性が劣化する。しかし、後述するように、こ
の位相ズレをあらかじめ考慮した移相回路設計を行い、
かつ別途整合回路を設けることにより、この問題は解決
できる。あるいは、装荷線路の長さをλg0／２の自然数
倍に選べば、図５に示されているように通過位相は中心
周波数ｆ0 おいて０゜となるので位相ズレを考慮する必
要もなくなり、かつ（図示はしていないが）不整合の問
題も解消される。
【００２９】以上の説明から明らかなように、スイッチ
により切り離し可能な装荷線路を移相回路部（従来の移
相器）に付加し、状態Ｌの時はスイッチをオフにして装
荷線路を切り離し、状態Ｓの時のみスイッチをオンにし
て装荷線路を接続することにより、従来の移相器がもっ
ていた移相量の周波数特性（正の傾き）に、装荷線路の
通過位相特性（負の傾き）が加算されることにより、位
相特性はより平坦となり、使用可能帯域を広げることが
できる。
により切り離し可能な装荷線路を移相回路部（従来の移
相器）に付加し、状態Ｌの時はスイッチをオフにして装
荷線路を切り離し、状態Ｓの時のみスイッチをオンにし
て装荷線路を接続することにより、従来の移相器がもっ
ていた移相量の周波数特性（正の傾き）に、装荷線路の
通過位相特性（負の傾き）が加算されることにより、位
相特性はより平坦となり、使用可能帯域を広げることが
できる。
【００３０】図６は、図２の移相器における移相量の周
波数特性のシミュレーション値であり、装荷線路の長さ
θがλg0／２，λg0の場合について示している。図６に
示すように、装荷線路を付加しても中心周波数ｆ0 での
移相量は１８０゜のままであり、移相量の周波数特性の
傾きだけが補正されている。そして、θを大きくするに
従って移相量の周波数特性の傾きが０に近づき、θ＝λ
g0で傾きがほぼ０となる。このとき、広帯域にわたって
移相誤差はほぼ０であり、広帯域化が実現される。
波数特性のシミュレーション値であり、装荷線路の長さ
θがλg0／２，λg0の場合について示している。図６に
示すように、装荷線路を付加しても中心周波数ｆ0 での
移相量は１８０゜のままであり、移相量の周波数特性の
傾きだけが補正されている。そして、θを大きくするに
従って移相量の周波数特性の傾きが０に近づき、θ＝λ
g0で傾きがほぼ０となる。このとき、広帯域にわたって
移相誤差はほぼ０であり、広帯域化が実現される。
【００３１】なお、図６は装荷線路の長さθがλg0／２
の任意の自然数倍の場合の特性なので、図１４に示した
従来の移相器の特性（中心周波数ｆ0 での移相量は１８
０゜）と図５に示した装荷線路部の通過位相特性（中心
周波数ｆ0 での移相量は０゜）が加算された特性とな
り、中心周波数ｆ0 での移相量は１８０゜となった。し
かし、装荷線路の長さθがλg0／２の任意の自然数倍で
ない場合は、図４に示すような通過位相特性、つまり中
心周波数ｆ0 において０゜ではない特性が加算されるの
で、移相器全体の最終的な移相量としては１８０゜から
ずれてしまう。
の任意の自然数倍の場合の特性なので、図１４に示した
従来の移相器の特性（中心周波数ｆ0 での移相量は１８
０゜）と図５に示した装荷線路部の通過位相特性（中心
周波数ｆ0 での移相量は０゜）が加算された特性とな
り、中心周波数ｆ0 での移相量は１８０゜となった。し
かし、装荷線路の長さθがλg0／２の任意の自然数倍で
ない場合は、図４に示すような通過位相特性、つまり中
心周波数ｆ0 において０゜ではない特性が加算されるの
で、移相器全体の最終的な移相量としては１８０゜から
ずれてしまう。
【００３２】また、図示されていないが装荷線路を付加
したことにより不整合が生じ、反射特性が劣化する。し
かし、装荷線路を付加したことによる中心周波数ｆ0 で
の通過位相変化分をあらかじめ把握し、移相回路の設計
時にこの変化分を考慮しておけば、全体として所望の移
相特性を得ることができる。また、反射特性劣化の問題
も、別途整合回路を設けたり、あるいは図１２のように
装荷線路を適切な間隔で複数本配列することにより、解
消することができる。装荷線路を設ける位置は、移相回
路部３の前後の何れでも構わないし、図１であれば１８
０°移相器と９０°移相器との間のように、移相器間に
設けてもよい。
したことにより不整合が生じ、反射特性が劣化する。し
かし、装荷線路を付加したことによる中心周波数ｆ0 で
の通過位相変化分をあらかじめ把握し、移相回路の設計
時にこの変化分を考慮しておけば、全体として所望の移
相特性を得ることができる。また、反射特性劣化の問題
も、別途整合回路を設けたり、あるいは図１２のように
装荷線路を適切な間隔で複数本配列することにより、解
消することができる。装荷線路を設ける位置は、移相回
路部３の前後の何れでも構わないし、図１であれば１８
０°移相器と９０°移相器との間のように、移相器間に
設けてもよい。
【００３３】［第２の実施の形態］第１の実施の形態で
は、線路切換型移相器の移相補正について説明したが、
線路装荷型移相器についても本発明を適用することがで
きる。
は、線路切換型移相器の移相補正について説明したが、
線路装荷型移相器についても本発明を適用することがで
きる。
【００３４】図７は、本発明の第２の実施の形態であ
り、移相回路部３に４５゜線路装荷型移相器を用いた例
を示す。伝送線路４に対して４分の１波長だけ離して２
本の伝送線路が設けられており、スイッチＳＷｆ，ＳＷ
ｇの切り換えによって移相量が可変される。
り、移相回路部３に４５゜線路装荷型移相器を用いた例
を示す。伝送線路４に対して４分の１波長だけ離して２
本の伝送線路が設けられており、スイッチＳＷｆ，ＳＷ
ｇの切り換えによって移相量が可変される。
【００３５】線路装荷型移相器は、移相量誤差が少なく
なるように移相量周波数特性を最適化することにより、
図８のような極値を持つ曲線になる。しかし、実際に基
板へレイアウトする時の設置面積の関係などの理由で、
理想的な最適化が行われなかった場合には、極値の周波
数がずれてしまい、図９のように設計周波数ｆ0 付近で
傾きを持つ特性になってしまう。（図９はあくまでも一
例であり、傾き量は、設計により異なる。）このような
状態においては、本発明の効果が期待できる。
なるように移相量周波数特性を最適化することにより、
図８のような極値を持つ曲線になる。しかし、実際に基
板へレイアウトする時の設置面積の関係などの理由で、
理想的な最適化が行われなかった場合には、極値の周波
数がずれてしまい、図９のように設計周波数ｆ0 付近で
傾きを持つ特性になってしまう。（図９はあくまでも一
例であり、傾き量は、設計により異なる。）このような
状態においては、本発明の効果が期待できる。
【００３６】図１０は、図９に示される特性の線路装荷
型移相器に対して、本発明の装荷線路部２を付加したと
きの移相量周波数特性である。線路切換型移相器の場合
と同様に、θを大きくして行くにしたがい、設計周波数
移相量の傾きが小さくなり、移相量特性が広帯域になっ
てゆき、θ＝３／２λg0のとき、図８のような移相量誤
差が少ない最適な特性に近くなる。
型移相器に対して、本発明の装荷線路部２を付加したと
きの移相量周波数特性である。線路切換型移相器の場合
と同様に、θを大きくして行くにしたがい、設計周波数
移相量の傾きが小さくなり、移相量特性が広帯域になっ
てゆき、θ＝３／２λg0のとき、図８のような移相量誤
差が少ない最適な特性に近くなる。
【００３７】［第３の実施の形態］図１１は、本発明の
第３の実施の形態を示し、図１の構成とほぼ同様の構成
であるが、装荷線路部２が３本の伝送線路２ｂ、２ｃ、
２ｄとこれらを接続するスイッチＳＷｈ、ＳＷｉとで構
成されている点で相違する。
第３の実施の形態を示し、図１の構成とほぼ同様の構成
であるが、装荷線路部２が３本の伝送線路２ｂ、２ｃ、
２ｄとこれらを接続するスイッチＳＷｈ、ＳＷｉとで構
成されている点で相違する。
【００３８】本実施の形態は、スイッチＳＷａ、ＳＷ
ｈ、ＳＷｉの切り換えにより、装荷線路部２における通
過位相を４段階に可変することができ、移相回路部３に
おける周波数特性に応じてきめ細かに対応することがで
きる。なお、装荷線路部２内の伝送線路の本数は、３本
に限られるものではなく、本数を増減してもよい。その
場合、スイッチの個数は伝送線路の本数に応じて用意す
る。
ｈ、ＳＷｉの切り換えにより、装荷線路部２における通
過位相を４段階に可変することができ、移相回路部３に
おける周波数特性に応じてきめ細かに対応することがで
きる。なお、装荷線路部２内の伝送線路の本数は、３本
に限られるものではなく、本数を増減してもよい。その
場合、スイッチの個数は伝送線路の本数に応じて用意す
る。
【００３９】例えば、図１１のように３ビット移相器の
移相量誤差を補償する場合、第１の実施の形態より１８
０゜ビット移相器はθ＝λg0のオープンスタブを接続す
ることにより、移相誤差を少なくできた。９０゜線路切
換型移相器の移相量誤差は、１８０゜のものと比べ半分
になるので、θ＝１／２λg0のオープンスタブにより移
相誤差を少なくすることができる。また、実施の形態２
の場合は、９０゜線路装荷型移相器の移相誤差はθ＝３
／２λg0のオープンスタブにより移相誤差を少なくする
ことができる。したがって、図１１のように３本のスタ
ブを縦続に接続し、スタブ長がθ＝１／２λg0、λg0、
３／２λg0となるようにすれば、３ビット移相器全体の
移相誤差を少なくすることができる。
移相量誤差を補償する場合、第１の実施の形態より１８
０゜ビット移相器はθ＝λg0のオープンスタブを接続す
ることにより、移相誤差を少なくできた。９０゜線路切
換型移相器の移相量誤差は、１８０゜のものと比べ半分
になるので、θ＝１／２λg0のオープンスタブにより移
相誤差を少なくすることができる。また、実施の形態２
の場合は、９０゜線路装荷型移相器の移相誤差はθ＝３
／２λg0のオープンスタブにより移相誤差を少なくする
ことができる。したがって、図１１のように３本のスタ
ブを縦続に接続し、スタブ長がθ＝１／２λg0、λg0、
３／２λg0となるようにすれば、３ビット移相器全体の
移相誤差を少なくすることができる。
【００４０】また、図１２のように、複数のスタブを並
列に接続してもよい。この場合、１ヶ所に複数本並列接
続してもよいし、図１３のようにスタブを各移相器の間
に配置してもよい（第４の実施の形態）。スタブを配置
する場所は任意であり、レイアウト上有利になる場所を
選ぶことが可能である。また、図１１の構成と、図１２
および図１３の構成と、を組み合わせたものも本発明に
含まれる。
列に接続してもよい。この場合、１ヶ所に複数本並列接
続してもよいし、図１３のようにスタブを各移相器の間
に配置してもよい（第４の実施の形態）。スタブを配置
する場所は任意であり、レイアウト上有利になる場所を
選ぶことが可能である。また、図１１の構成と、図１２
および図１３の構成と、を組み合わせたものも本発明に
含まれる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したとおり本発明は、移相回路
部につながる伝送線路に接続および切り離しを任意に行
える伝送線路を取りつけている。そのため、この伝送線
路を、移相器と同時に動作させることにより、移相量の
周波数特性を改善し、移相誤差を改善することができ
る。また、接続する伝送線路の長さを１／２波長の任意
の自然数倍にすれば、伝送線路を接続することによる反
射損特性および通過損特性の影響を抑制することができ
る。
部につながる伝送線路に接続および切り離しを任意に行
える伝送線路を取りつけている。そのため、この伝送線
路を、移相器と同時に動作させることにより、移相量の
周波数特性を改善し、移相誤差を改善することができ
る。また、接続する伝送線路の長さを１／２波長の任意
の自然数倍にすれば、伝送線路を接続することによる反
射損特性および通過損特性の影響を抑制することができ
る。
【図１】 本発明の第１の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図２】 図１に係る移相器の詳細を示す平面図であ
る。
る。
【図３】 １個のオープン・スタブによって構成された
装荷線路型移相器を示す平面図である。
装荷線路型移相器を示す平面図である。
【図４】 図５に係る移相器によるｆ／ｆ0 と移相量と
の関係を示すグラフである。
の関係を示すグラフである。
【図５】 図５に係る移相器によるｆ／ｆ0 と移相量と
の関係を示すグラフである。
の関係を示すグラフである。
【図６】 従来例と本実施の形態によるｆ／ｆ0 と移相
量との関係を比較したグラフである。
量との関係を比較したグラフである。
【図７】 本発明の第２の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図８】 図７に係る移相器によるｆ／ｆ0 と移相量と
の関係を示すグラフである。
の関係を示すグラフである。
【図９】 図７に係る移相器によるｆ／ｆ0 と移相量と
の関係を示すグラフである。
の関係を示すグラフである。
【図１０】 従来例と第２の実施の形態によるｆ／ｆ0
と移相量との関係を比較したグラフである。
と移相量との関係を比較したグラフである。
【図１１】 本発明の第３の実施の形態を示す構成図で
ある。
ある。
【図１２】 図１に係る第１の実施の形態において、整
合を考慮した場合の平面図である。
合を考慮した場合の平面図である。
【図１３】 本発明の第４の実施の形態を示す平面図で
ある。
ある。
【図１４】 従来の線路切換型移相器を示す平面図であ
る。
る。
【図１５】 図１４に係る従来の移相器によるｆ／ｆ0
と移相量との関係を示すグラフである。
と移相量との関係を示すグラフである。
１…移相器、２…装荷線路部、２ａ，２ｂ，２ｃ，２
ｄ，２ｅ，２ｆ，２ｇ，２ｈ、４，Ｌ，Ｓ…伝送線路、
３…移相回路部、１０…入力信号、１１…出力信号、Ｓ
Ｗａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ，ＳＷｆ，ＳＷ
ｇ，ＳＷｈ，ＳＷｉ，ＳＷｊ…スイッチ。
ｄ，２ｅ，２ｆ，２ｇ，２ｈ、４，Ｌ，Ｓ…伝送線路、
３…移相回路部、１０…入力信号、１１…出力信号、Ｓ
Ｗａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ，ＳＷｄ，ＳＷｅ，ＳＷｆ，ＳＷ
ｇ，ＳＷｈ，ＳＷｉ，ＳＷｊ…スイッチ。
Claims (12)
- 【請求項１】 高周波信号をデジタル的に移相する移相
器において、 主線路に接続されかつ入力信号を移相する移相回路部
と、前記主線路に対する接続および切り離しを任意に可
能とするオープン・スタブによって構成された装荷線路
部とを備え、 前記移相回路部の移相量の状態変化と連動して前記オー
プン・スタブと前記主線路との接続と切り離しを行うこ
とにより前記移相回路部における移相量の周波数特性を
補償することを特徴とする移相器。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記装荷線路部は、所定の長さを有しかつ一端がオープ
ンである伝送線路と、この伝送線路の他端と前記主線路
との接続および切り離しを行うスイッチと、で構成され
ていることを特徴とする移相器。 - 【請求項３】 請求項１において、 前記装荷線路部は、複数の直列接続された伝送線路と、
前記複数の伝送線路の接続と切り離しを行う複数のスイ
ッチと、で構成されていることを特徴とする移相器。 - 【請求項４】 請求項１において、 前記装荷線路部は、所定の間隔で前記主線路に接続され
た複数の伝送線路と、前記複数の伝送線路と前記主線路
との接続と切り離しを行う複数のスイッチと、で構成さ
れていることを特徴とする移相器。 - 【請求項５】 請求項１において、 前記移相回路部は、線路切換型移相器であることを特徴
とする移相器。 - 【請求項６】 請求項１において、 前記移相回路部は、線路装荷型移相器であることを特徴
とする移相器。 - 【請求項７】 請求項１において、 前記移相回路部は、線路切換型移相器と線路装荷型移相
器とを含むことを特徴とする移相器。 - 【請求項８】 請求項１において、 前記主線路、前記移相回路部および前記装荷線路部は、
分布定数線路で構成されていることを特徴とする移相
器。 - 【請求項９】 請求項８において、 前記分布定数線路は、マイクロストリップライン、スロ
ットライン、または、同軸線路であることを特徴とする
移相器。 - 【請求項１０】 請求項２または３において、 前記スイッチは、ＰＩＮダイオード、ＦＥＴ、または、
マイクロマシンスイッチの何れかであることを特徴とす
る移相器。 - 【請求項１１】 請求項２または３において、 前記伝送線路は、その長さがλg0／２（λg0：前記主線
路の設計中心周波数における伝搬波長）の任意の自然数
倍であることを特徴とする移相器。 - 【請求項１２】 請求項１ないし１１の何れか一項にお
いて、 前記移相器は、フェーズドアレイアンテナに使用される
ことを特徴とする移相器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11096956A JP2000295003A (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 移相器 |
| US09/540,984 US6525627B2 (en) | 1999-04-02 | 2000-03-31 | Variable phase shifter with reduced frequency-department phase deviations |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11096956A JP2000295003A (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 移相器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295003A true JP2000295003A (ja) | 2000-10-20 |
Family
ID=14178734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11096956A Pending JP2000295003A (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 移相器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6525627B2 (ja) |
| JP (1) | JP2000295003A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008160785A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-07-10 | Kyocera Corp | 整合回路、送信器、受信器、送受信器およびレーダ装置 |
| US7538635B2 (en) | 2005-04-11 | 2009-05-26 | Ntt Docomo, Inc. | Quadrature hybrid circuit having variable reactances at the four ports thereof |
| JP2011010139A (ja) * | 2009-06-26 | 2011-01-13 | Soshin Electric Co Ltd | 高周波スイッチ |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BG107771A (en) * | 2003-04-30 | 2004-10-29 | Raysat Cyprus Limited | Adjustable phase shifter |
| US7292124B2 (en) * | 2004-02-03 | 2007-11-06 | Ntt Docomo, Inc. | Variable resonator and variable phase shifter |
| US7173503B1 (en) * | 2004-07-29 | 2007-02-06 | Lockheed Martin Corporation | Multibit phase shifter with active and passive phase bits, and active phase bit therefor |
| US20090231186A1 (en) * | 2008-02-06 | 2009-09-17 | Raysat Broadcasting Corp. | Compact electronically-steerable mobile satellite antenna system |
| JP5498581B2 (ja) * | 2009-09-15 | 2014-05-21 | メフメト アンリュー | トリプルスタブトポロジーを使用した位相および振幅の同時制御ならびにｒｆｍｅｍｓ技術を使用したその実装 |
| US8595682B2 (en) | 2011-12-19 | 2013-11-26 | International Business Machines Corporation | Phase compensation in a differential pair of transmission lines |
| WO2017176372A1 (en) * | 2016-04-06 | 2017-10-12 | Commscope Technologies Llc | Antenna system with frequency dependent power distribution to radiating elements |
| US11183746B2 (en) * | 2019-06-19 | 2021-11-23 | Raytheon Company | Reflective microstrip tuning circuit |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5767401A (en) | 1980-10-15 | 1982-04-24 | Fuji Heavy Ind Ltd | Chute device for dust of multistory building |
| JPS5885349A (ja) | 1981-11-16 | 1983-05-21 | Suzuki Motor Co Ltd | 気化器における薄め装置 |
| JPS63123202A (ja) | 1986-11-13 | 1988-05-27 | Mitsubishi Electric Corp | スイツチドライン形移相器 |
| JPH0244403A (ja) | 1988-08-05 | 1990-02-14 | Omron Tateisi Electron Co | 対象属性の感覚的入力による制御装置および制御方法 |
| EP0462338A1 (en) | 1990-06-20 | 1991-12-27 | Hewlett-Packard Limited | Phase shifting circuits |
| US5116807A (en) * | 1990-09-25 | 1992-05-26 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Monolithic MM-wave phase shifter using optically activated superconducting switches |
| JPH0563101A (ja) | 1991-09-03 | 1993-03-12 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体パツケージ |
-
1999
- 1999-04-02 JP JP11096956A patent/JP2000295003A/ja active Pending
-
2000
- 2000-03-31 US US09/540,984 patent/US6525627B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7538635B2 (en) | 2005-04-11 | 2009-05-26 | Ntt Docomo, Inc. | Quadrature hybrid circuit having variable reactances at the four ports thereof |
| JP2008160785A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-07-10 | Kyocera Corp | 整合回路、送信器、受信器、送受信器およびレーダ装置 |
| JP2011010139A (ja) * | 2009-06-26 | 2011-01-13 | Soshin Electric Co Ltd | 高周波スイッチ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6525627B2 (en) | 2003-02-25 |
| US20020153967A1 (en) | 2002-10-24 |
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