JPH10322109A - Ｎウェイｒｆパワーコンバイナ／デバイダ - Google Patents
Ｎウェイｒｆパワーコンバイナ／デバイダInfo
- Publication number
- JPH10322109A JPH10322109A JP10092243A JP9224398A JPH10322109A JP H10322109 A JPH10322109 A JP H10322109A JP 10092243 A JP10092243 A JP 10092243A JP 9224398 A JP9224398 A JP 9224398A JP H10322109 A JPH10322109 A JP H10322109A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- combiner
- divider
- output
- way
- ports
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 無線周波信号（ＲＦ信号）を組み合わせたり
分割するのに用いる無線周波電力コンバイナ／デバイダ
であって、対称性を具備し動作周波数レンジが大きいコ
ンバイナ／デバイダを提供する。 【解決手段】 コンバイナ／デバイダは、一つの共通出
力／入力ポートＯＰと、Ｎ個の入力／出力ポートＩ１〜
ＩＮと、Ｎ個の絶縁ポートＩＳ１〜ＩＳＮとを具える。
各入力／出力ポートＩ１〜ＩＮと共通ポートＯＰは、９
０°移相器ＴＬ１〜ＴＬＮを介して相互接続されてい
る。又、コンバイナ／デバイダは、一つの入力／出力ポ
ートとＮ個の絶縁ポートＩＳ１〜ＩＳＮの一つとを相互
接続するＮ個の伝送路平衡不平衡変換器ＰＳ１〜ＰＳＮ
を具える。各平衡不平衡変成器は２ウェイパワースプリ
ッタとして動作する。
分割するのに用いる無線周波電力コンバイナ／デバイダ
であって、対称性を具備し動作周波数レンジが大きいコ
ンバイナ／デバイダを提供する。 【解決手段】 コンバイナ／デバイダは、一つの共通出
力／入力ポートＯＰと、Ｎ個の入力／出力ポートＩ１〜
ＩＮと、Ｎ個の絶縁ポートＩＳ１〜ＩＳＮとを具える。
各入力／出力ポートＩ１〜ＩＮと共通ポートＯＰは、９
０°移相器ＴＬ１〜ＴＬＮを介して相互接続されてい
る。又、コンバイナ／デバイダは、一つの入力／出力ポ
ートとＮ個の絶縁ポートＩＳ１〜ＩＳＮの一つとを相互
接続するＮ個の伝送路平衡不平衡変換器ＰＳ１〜ＰＳＮ
を具える。各平衡不平衡変成器は２ウェイパワースプリ
ッタとして動作する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線周波信号（以
下、ＲＦ信号と呼ぶ。）を組み合わせたり分割するため
に用いられる無線周波電力コンバイナ／デバイダ（以
下、ＲＦパワーコンバイナ／デバイダと呼ぶ。）回路に
関する。
下、ＲＦ信号と呼ぶ。）を組み合わせたり分割するため
に用いられる無線周波電力コンバイナ／デバイダ（以
下、ＲＦパワーコンバイナ／デバイダと呼ぶ。）回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】電気信号を組み合わせたり分割するもの
としてコンバイナ／デバイダが知られている。ＲＦ信号
発生器は無線周波信号を低出力レベルで生成するが、こ
の信号のパワーをより高いレベルまで上げる必要があ
る。通常は、ＲＦ信号を分割して、それぞれが信号の振
幅を大きくする電力増幅器を有するいくつかの経路にこ
の分割した信号を供給して信号レベルを上げるようにし
ている。逆に、このようにして増幅したＲＦ信号はまと
めてＲＦ負荷に供給される。
としてコンバイナ／デバイダが知られている。ＲＦ信号
発生器は無線周波信号を低出力レベルで生成するが、こ
の信号のパワーをより高いレベルまで上げる必要があ
る。通常は、ＲＦ信号を分割して、それぞれが信号の振
幅を大きくする電力増幅器を有するいくつかの経路にこ
の分割した信号を供給して信号レベルを上げるようにし
ている。逆に、このようにして増幅したＲＦ信号はまと
めてＲＦ負荷に供給される。
【０００３】このような機能を具えるコンバイナ／デバ
イダは米国特許番号第4,163,955号の明細書に開示され
ており、ここではジゼル型（Ｇｙｓｅｌ）コンバイナ／
デバイダとして知られるＮウェイパワーコンバイナ／デ
バイダが開示されている。ジゼル型コンバイナの一例
は、２ウェイハイブリッドリングコンバイナである。こ
のようなコンバイナを図１及び図２に示す。このコンバ
イナは位相を９０°シフトする移相セクションを６つ
と、２つの可干渉性パワーソースと、２つの絶縁抵抗と
を具えている。２つの入力ポートに供給された２つのＲ
Ｆ信号はそれぞれ移相セクションを通過して共通ポート
にてまとめられる。共通ポートに到達した信号は９０°
位相がシフトしている。
イダは米国特許番号第4,163,955号の明細書に開示され
ており、ここではジゼル型（Ｇｙｓｅｌ）コンバイナ／
デバイダとして知られるＮウェイパワーコンバイナ／デ
バイダが開示されている。ジゼル型コンバイナの一例
は、２ウェイハイブリッドリングコンバイナである。こ
のようなコンバイナを図１及び図２に示す。このコンバ
イナは位相を９０°シフトする移相セクションを６つ
と、２つの可干渉性パワーソースと、２つの絶縁抵抗と
を具えている。２つの入力ポートに供給された２つのＲ
Ｆ信号はそれぞれ移相セクションを通過して共通ポート
にてまとめられる。共通ポートに到達した信号は９０°
位相がシフトしている。
【０００４】図１は、コンバイナとして動作する従来の
コンバイナ／デバイダ１０の構成を示す図である。図１
に示すコンバイナは２ウェイコンバイナであり、６角形
型に配置された位相を９０°シフトする移相セクション
を６個具える。このコンバイナは２つの入力／出力ポー
ト１２及び１４と、一つの共通出力／入力ポート１６
と、一対の絶縁ポート１８及び２０とを具えている。回
路がコンバイナとして動作する場合に入力ポートとなる
入力／出力ポート１２にはＲＦパワーソース２２が接続
されている。同様に、入力ポートとして動作する入力／
出力ポート１４にはＲＦパワーソース２４が接続されて
いる。共通ポート１６は出力ポートとして動作し、共通
負荷抵抗２６を介してアースに接続されている。絶縁ポ
ート１８及び２０は絶縁負荷３０及び３２を介してアー
スに接続されている。このコンバイナの６つの枝路には
それぞれ＋９０°位相をシフトする移相器４０，４２，
４４，４６，４８が設けられている。
コンバイナ／デバイダ１０の構成を示す図である。図１
に示すコンバイナは２ウェイコンバイナであり、６角形
型に配置された位相を９０°シフトする移相セクション
を６個具える。このコンバイナは２つの入力／出力ポー
ト１２及び１４と、一つの共通出力／入力ポート１６
と、一対の絶縁ポート１８及び２０とを具えている。回
路がコンバイナとして動作する場合に入力ポートとなる
入力／出力ポート１２にはＲＦパワーソース２２が接続
されている。同様に、入力ポートとして動作する入力／
出力ポート１４にはＲＦパワーソース２４が接続されて
いる。共通ポート１６は出力ポートとして動作し、共通
負荷抵抗２６を介してアースに接続されている。絶縁ポ
ート１８及び２０は絶縁負荷３０及び３２を介してアー
スに接続されている。このコンバイナの６つの枝路には
それぞれ＋９０°位相をシフトする移相器４０，４２，
４４，４６，４８が設けられている。
【０００５】パワーソース２２及び２４からのＲＦ電力
信号は可干渉性のＲＦ電源であり、入力ポート１２及び
１４に供給される。これらの信号は移相器を通って、出
力ポートにてまとめられる。図に示すように、これらの
信号は＋９０°位相がシフトして出力ポート１６に到達
する。更に、パワーソース２２及び２４から絶縁負荷３
０及び３２までの両信号の伝送路は、絶縁ポートに到達
する信号が異相であることを示している。これらの信号
は相殺され、当初の信号の振幅及び位相が同じであるた
め、互いに完全に打ち消される。
信号は可干渉性のＲＦ電源であり、入力ポート１２及び
１４に供給される。これらの信号は移相器を通って、出
力ポートにてまとめられる。図に示すように、これらの
信号は＋９０°位相がシフトして出力ポート１６に到達
する。更に、パワーソース２２及び２４から絶縁負荷３
０及び３２までの両信号の伝送路は、絶縁ポートに到達
する信号が異相であることを示している。これらの信号
は相殺され、当初の信号の振幅及び位相が同じであるた
め、互いに完全に打ち消される。
【０００６】２つのＲＦパワーソース２２及び２４は互
いに絶縁されている。従って、ソース２２からのＲＦ信
号は入力ポート１４に現れることはなく、他方も同様で
ある。これはソース２２からのＲＦ入力信号が２つに分
岐し、互いに反対方向へ伝搬されて入力ポート１４へと
進むからである。更に、ソース２４からの２本の枝路を
伝搬する信号は、異相でポート１２に到達し互いに打ち
消しあうため、完全に絶縁されることになる。これは周
波数独立型コンバイナの理想的な構成である。実際の構
成を図２に示す。
いに絶縁されている。従って、ソース２２からのＲＦ信
号は入力ポート１４に現れることはなく、他方も同様で
ある。これはソース２２からのＲＦ入力信号が２つに分
岐し、互いに反対方向へ伝搬されて入力ポート１４へと
進むからである。更に、ソース２４からの２本の枝路を
伝搬する信号は、異相でポート１２に到達し互いに打ち
消しあうため、完全に絶縁されることになる。これは周
波数独立型コンバイナの理想的な構成である。実際の構
成を図２に示す。
【０００７】図２は図１に示すハイブリッドリングの構
成を示す。但し、コンバイナでなくデバイダとして構成
されている。図１に示した要素と同じ要素には同一の符
号を付し、以下の説明では図１に示す構成との相違点の
みを説明する。図２に示すデバイダは、入力ポートの代
わりに出力ポートとして動作するポート１２及び１４
と、この場合に入力ポートとして動作する共通ポート１
６とを具える。絶縁ポート１８及び２０は図１に示した
ように、絶縁抵抗３０及び３２を介してアースに接続さ
れている。しかしながら、図１に示す入力ソース２２及
び２４は、図２では負荷抵抗２３及び２５となってい
る。共通ポート１６は入力ポートとして動作し、抵抗２
７を介して単一のＲＦ信号ソース２９に接続している。
図２に示すデバイダ又はスプリッタの構造はハイブリッ
ドリング構成を具現した伝送路であり、図１に示す６つ
の移相セクションの代わりに６つの伝送路セクション４
１，４３，４５，４７，４９，５１を具えている。各セ
クションは、中間絶縁体によって隔離されている一対の
導体ストリップを具えるマイクロストリップ構造を有し
ている。これら伝送路内の導体ストリップは電気的にア
ースに接続されている。
成を示す。但し、コンバイナでなくデバイダとして構成
されている。図１に示した要素と同じ要素には同一の符
号を付し、以下の説明では図１に示す構成との相違点の
みを説明する。図２に示すデバイダは、入力ポートの代
わりに出力ポートとして動作するポート１２及び１４
と、この場合に入力ポートとして動作する共通ポート１
６とを具える。絶縁ポート１８及び２０は図１に示した
ように、絶縁抵抗３０及び３２を介してアースに接続さ
れている。しかしながら、図１に示す入力ソース２２及
び２４は、図２では負荷抵抗２３及び２５となってい
る。共通ポート１６は入力ポートとして動作し、抵抗２
７を介して単一のＲＦ信号ソース２９に接続している。
図２に示すデバイダ又はスプリッタの構造はハイブリッ
ドリング構成を具現した伝送路であり、図１に示す６つ
の移相セクションの代わりに６つの伝送路セクション４
１，４３，４５，４７，４９，５１を具えている。各セ
クションは、中間絶縁体によって隔離されている一対の
導体ストリップを具えるマイクロストリップ構造を有し
ている。これら伝送路内の導体ストリップは電気的にア
ースに接続されている。
【０００８】各伝送路セクションは１／４波長の長さを
有し、＋９０°だけ位相をシフトする。しかしながら、
この位相シフトは一つの周波数でしか行われないため、
このようなハイブリッド構造の周波数レンジは入力ＶＳ
ＷＲ（電圧定在波比）が１．１から１又はそれ以下のと
きに、１０％である。
有し、＋９０°だけ位相をシフトする。しかしながら、
この位相シフトは一つの周波数でしか行われないため、
このようなハイブリッド構造の周波数レンジは入力ＶＳ
ＷＲ（電圧定在波比）が１．１から１又はそれ以下のと
きに、１０％である。
【０００９】図３は、図１に示す従来の２ウェイコンバ
イナの変形例であり、より高い周波数帯を有するハイブ
リッドリングコンバイナの構成を示す図である。図３に
示すコンバイナ１００は２ウェイコンバイナとして、２
つの入力ポート１１２及び１１４と、共通出力ポート１
１６と、単一の絶縁ポート１１８とを具えている。共通
ポートは負荷抵抗１２６を介してアースに接続されてお
り、絶縁ポート１１８は単一の絶縁負荷１３０を介して
アースに接続されている。４つの移相セクションにはそ
れぞれ移相器１４０，１４２，１４６，１４８が設けら
れている。従って、図１に示す６つの位相器の代わりに
位相器を４つのみ用いている。重要な相違点は、移相器
のうちの一つが＋９０°の移相ではなく−９０°位相を
シフトすることである。この回路は図１に示す回路と同
様に動作するが、６角形の代わりに４角形の簡単な構成
を用いており、使用する移相器も４つのみである。
イナの変形例であり、より高い周波数帯を有するハイブ
リッドリングコンバイナの構成を示す図である。図３に
示すコンバイナ１００は２ウェイコンバイナとして、２
つの入力ポート１１２及び１１４と、共通出力ポート１
１６と、単一の絶縁ポート１１８とを具えている。共通
ポートは負荷抵抗１２６を介してアースに接続されてお
り、絶縁ポート１１８は単一の絶縁負荷１３０を介して
アースに接続されている。４つの移相セクションにはそ
れぞれ移相器１４０，１４２，１４６，１４８が設けら
れている。従って、図１に示す６つの位相器の代わりに
位相器を４つのみ用いている。重要な相違点は、移相器
のうちの一つが＋９０°の移相ではなく−９０°位相を
シフトすることである。この回路は図１に示す回路と同
様に動作するが、６角形の代わりに４角形の簡単な構成
を用いており、使用する移相器も４つのみである。
【００１０】図４は、図３に示すコンバイナを具体化し
た伝送路の構成を示す。このコンバイナ１１０は、図３
に示す移相器の代わりに伝送路を具える。すなわち、図
３に示す移相器１４０，１４２，１４６及び１４８の代
わりに伝送路１４１，１４３，１４７及び１４９を具え
ている。尚、伝送路１４７の端部は、ソース１２４と絶
縁ポート１１８に代えて、アースへ逆に接続している。
これにより伝送路１４７は、その１／４波長（各伝送路
の長さは１／４波長である）で与えられる９０°の位相
のシフトに加えて、１８０°の移相器として動作する。
従って、伝送路１４７によって得られる位相シフトの合
計は２７０°（即ち、−９０°）となる。上述した図１
及び図２に示す６角形構造との相違点は、１８０°の位
相シフトがすべての周波数に等しく作用することであ
る。これは周波数依存ではない。従って、このコンバイ
ナの周波数の帯域幅は図１及び図２に示すコンバイナよ
りも遥かに広くなる。しかしながら、図３及び図４に示
すコンバイナの不利な点はその構成が非対称なことであ
る。このような逆伝送路の周波数依存型振幅応答特性が
あるために、最適なパフォーマンスを得るためにはパワ
ーソースが異なる電力を供給する必要がある。
た伝送路の構成を示す。このコンバイナ１１０は、図３
に示す移相器の代わりに伝送路を具える。すなわち、図
３に示す移相器１４０，１４２，１４６及び１４８の代
わりに伝送路１４１，１４３，１４７及び１４９を具え
ている。尚、伝送路１４７の端部は、ソース１２４と絶
縁ポート１１８に代えて、アースへ逆に接続している。
これにより伝送路１４７は、その１／４波長（各伝送路
の長さは１／４波長である）で与えられる９０°の位相
のシフトに加えて、１８０°の移相器として動作する。
従って、伝送路１４７によって得られる位相シフトの合
計は２７０°（即ち、−９０°）となる。上述した図１
及び図２に示す６角形構造との相違点は、１８０°の位
相シフトがすべての周波数に等しく作用することであ
る。これは周波数依存ではない。従って、このコンバイ
ナの周波数の帯域幅は図１及び図２に示すコンバイナよ
りも遥かに広くなる。しかしながら、図３及び図４に示
すコンバイナの不利な点はその構成が非対称なことであ
る。このような逆伝送路の周波数依存型振幅応答特性が
あるために、最適なパフォーマンスを得るためにはパワ
ーソースが異なる電力を供給する必要がある。
【００１１】
【発明が解決すべき課題】図１及び図２に示すジゼル型
コンバイナ／デバイダの回路はそれぞれ６つの９０°の
位相シフトセクション又は６つの枝路を具える。これら
ジゼル型回路の変形例が図３及び図４に示されており、
これらは移相セクションを４つのみ有し、より簡単な構
成で高い周波数帯域で動作させることができる。この変
形例では一つの移相セクションが、＋９０°の位相をシ
フトする他の３つの移相セクションと異なり、位相を−
９０°シフトする。この構成は図１及び図２に示す構成
よりも簡単なものであり、絶縁抵抗が１つしか設けられ
ていない。図３及び図４に示すジゼル型回路の変形例の
不利な点はその構成が非対称なことである。前述したよ
うに、逆伝送路（−９０°移相枝路）に周波数依存型振
幅応答特性があるため、最適パフォーマンスを得るため
にはパワーソースがレベルの異なる電力を出力しなくて
はならない。
コンバイナ／デバイダの回路はそれぞれ６つの９０°の
位相シフトセクション又は６つの枝路を具える。これら
ジゼル型回路の変形例が図３及び図４に示されており、
これらは移相セクションを４つのみ有し、より簡単な構
成で高い周波数帯域で動作させることができる。この変
形例では一つの移相セクションが、＋９０°の位相をシ
フトする他の３つの移相セクションと異なり、位相を−
９０°シフトする。この構成は図１及び図２に示す構成
よりも簡単なものであり、絶縁抵抗が１つしか設けられ
ていない。図３及び図４に示すジゼル型回路の変形例の
不利な点はその構成が非対称なことである。前述したよ
うに、逆伝送路（−９０°移相枝路）に周波数依存型振
幅応答特性があるため、最適パフォーマンスを得るため
にはパワーソースがレベルの異なる電力を出力しなくて
はならない。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明のＮウェイＲＦパ
ワーコンバイナ／デバイダは、１つの共通出力／入力ポ
ートと、Ｎ個の入力／出力ポートと、Ｎ個の絶縁ポート
と、各々の前記Ｎ個の入力／出力ポートと前記共通ポー
トとを相互接続する９０°移相伝送路と、Ｎ個の伝送路
平衡不平衡変成器であって、前記入力／出力ポートの一
つと前記Ｎ個の絶縁ポートの一つを相互接続する伝送路
平衡不平衡変成器とを具えることを特徴とする。
ワーコンバイナ／デバイダは、１つの共通出力／入力ポ
ートと、Ｎ個の入力／出力ポートと、Ｎ個の絶縁ポート
と、各々の前記Ｎ個の入力／出力ポートと前記共通ポー
トとを相互接続する９０°移相伝送路と、Ｎ個の伝送路
平衡不平衡変成器であって、前記入力／出力ポートの一
つと前記Ｎ個の絶縁ポートの一つを相互接続する伝送路
平衡不平衡変成器とを具えることを特徴とする。
【００１３】又、本発明のＮウェイＲＦパワーコンバイ
ナ／デバイダは、１つの共通出力／入力ポートと、Ｎ個
の入力／出力ポートと、Ｎ個の絶縁ポートと、各々の前
記Ｎ個の入力／出力ポートと前記共通ポートを相互接続
する９０°移相器と、各々が＋９０°の移相出力と−９
０°の移相出力を有するＮ個の２ウェイパワースプリッ
タとを具え、一つのスプリッタの＋９０°移相出力が当
該スプリッタと別のスプリッタの−９０°移相出力と共
に前記Ｎ個の絶縁ポートの一つに共通に接続されている
ことを特徴とする。
ナ／デバイダは、１つの共通出力／入力ポートと、Ｎ個
の入力／出力ポートと、Ｎ個の絶縁ポートと、各々の前
記Ｎ個の入力／出力ポートと前記共通ポートを相互接続
する９０°移相器と、各々が＋９０°の移相出力と−９
０°の移相出力を有するＮ個の２ウェイパワースプリッ
タとを具え、一つのスプリッタの＋９０°移相出力が当
該スプリッタと別のスプリッタの−９０°移相出力と共
に前記Ｎ個の絶縁ポートの一つに共通に接続されている
ことを特徴とする。
【００１４】本発明の目的は、対称性がより高く、周波
数レンジが大きいコンバイナ／デバイダ回路を提供する
ことである。利点として、このＮウェイＲＦパワーコン
バイナ／デバイダは、共通出力／入力ポートと、複数
（Ｎ個）の入力／出力ポートと、複数（Ｎ個）の絶縁ポ
ートを具えている。９０°移相伝送路が各入力／出力ポ
ートと共通ポートとを相互接続している。Ｎ個の伝送路
平衡非平衡変成器が設けられている。各変成器は前記入
力／出力ポートの一つと前記絶縁ポートの一つを相互接
続している。
数レンジが大きいコンバイナ／デバイダ回路を提供する
ことである。利点として、このＮウェイＲＦパワーコン
バイナ／デバイダは、共通出力／入力ポートと、複数
（Ｎ個）の入力／出力ポートと、複数（Ｎ個）の絶縁ポ
ートを具えている。９０°移相伝送路が各入力／出力ポ
ートと共通ポートとを相互接続している。Ｎ個の伝送路
平衡非平衡変成器が設けられている。各変成器は前記入
力／出力ポートの一つと前記絶縁ポートの一つを相互接
続している。
【００１５】又、本発明のＮウェイＲＦパワーコンバイ
ナ／デバイダは、共通入出力／入力ポートと、複数（Ｎ
個）の入力／出力ポートと、複数（Ｎ個）の絶縁ポート
とを具える。９０°移相伝送路が各入力／出力ポートと
前記共通ポートとを相互接続している。Ｎ個の２ウェイ
パワースプリッタが設けられている。各スプリッタは＋
９０°移相出力と−９０°移相出力とを有し、一つのス
プリッタの＋９０°移相出力は当該スプリッタと別のス
プリッタの−９０°移相出力に共通接続されている。こ
の共通の接続は、前記絶縁ポートの一つにも接続されて
いる。
ナ／デバイダは、共通入出力／入力ポートと、複数（Ｎ
個）の入力／出力ポートと、複数（Ｎ個）の絶縁ポート
とを具える。９０°移相伝送路が各入力／出力ポートと
前記共通ポートとを相互接続している。Ｎ個の２ウェイ
パワースプリッタが設けられている。各スプリッタは＋
９０°移相出力と−９０°移相出力とを有し、一つのス
プリッタの＋９０°移相出力は当該スプリッタと別のス
プリッタの−９０°移相出力に共通接続されている。こ
の共通の接続は、前記絶縁ポートの一つにも接続されて
いる。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を、図面を参
照しながら以下に説明する。
照しながら以下に説明する。
【００１７】
【実施例】図５は、コンバイナとして動作するように構
成された、本発明の第１実施例の構成を示す図である。
図５に示す第１実施例は２ウェイコンバイナとしては特
殊な例である（より広く利用できるＮウェイコンバイナ
の構成は図７及び図８を参照しながら後述する）。図５
に示す２ウェイコンバイナは、一対の入力ポート２１２
及び２１４と、共通出力ポート２１６と、一対の絶縁ポ
ート２１８及び２２０とを具える。入力ポート２１２及
び２１４にはＲＦソース２２２及び２２４からのＲＦパ
ワー信号が供給される。共通ポート２１６は負荷抵抗２
２６を介してアースに接続されている。絶縁ポート２１
８及び２２０は絶縁負荷２３０及び２３２を介してアー
スに接続されている。入力ポート２１２は＋９０°移相
器２４０を介して共通ポート２１６に接続されている。
又、入力ポート２１４は＋９０°移相器２４２を介して
共通ポート２１６に接続されている。
成された、本発明の第１実施例の構成を示す図である。
図５に示す第１実施例は２ウェイコンバイナとしては特
殊な例である（より広く利用できるＮウェイコンバイナ
の構成は図７及び図８を参照しながら後述する）。図５
に示す２ウェイコンバイナは、一対の入力ポート２１２
及び２１４と、共通出力ポート２１６と、一対の絶縁ポ
ート２１８及び２２０とを具える。入力ポート２１２及
び２１４にはＲＦソース２２２及び２２４からのＲＦパ
ワー信号が供給される。共通ポート２１６は負荷抵抗２
２６を介してアースに接続されている。絶縁ポート２１
８及び２２０は絶縁負荷２３０及び２３２を介してアー
スに接続されている。入力ポート２１２は＋９０°移相
器２４０を介して共通ポート２１６に接続されている。
又、入力ポート２１４は＋９０°移相器２４２を介して
共通ポート２１６に接続されている。
【００１８】入力ポート２１２は２ウェイパワースプリ
ッタ２４８を介して絶縁ポート２１８及び２２０に接続
されている。パワースプリッタ２４８は、絶縁ポート２
１８に接続されている＋９０°移相出力と、絶縁ポート
２２０に接続されている−９０°移相出力とを有してい
る。同様に、入力ポート２１４は２ウェイパワースプリ
ッタ２４６を介して絶縁ポート２１８及び２２０に接続
されている。このパワースプリッタ２４６は絶縁ポート
２１８に接続された−９０°位相出力と、絶縁ポート２
２０に接続された＋９０°移相出力とを有する。これら
の２ウェイパワースプリッタ２４６及び２４８は、入力
信号を２つの絶縁負荷へ等しく分配する平衡不平衡変成
器とする。これによって、コンバイナが対称的に構成さ
れ、動作周波数レンジを増大させることができる。
ッタ２４８を介して絶縁ポート２１８及び２２０に接続
されている。パワースプリッタ２４８は、絶縁ポート２
１８に接続されている＋９０°移相出力と、絶縁ポート
２２０に接続されている−９０°移相出力とを有してい
る。同様に、入力ポート２１４は２ウェイパワースプリ
ッタ２４６を介して絶縁ポート２１８及び２２０に接続
されている。このパワースプリッタ２４６は絶縁ポート
２１８に接続された−９０°位相出力と、絶縁ポート２
２０に接続された＋９０°移相出力とを有する。これら
の２ウェイパワースプリッタ２４６及び２４８は、入力
信号を２つの絶縁負荷へ等しく分配する平衡不平衡変成
器とする。これによって、コンバイナが対称的に構成さ
れ、動作周波数レンジを増大させることができる。
【００１９】図６は図５に示す第１実施例を具現する伝
送路の構成を示す回路図である。図６では、図５に示す
＋９０°移相器２４０及び２４２が１／４波長の伝送路
２４１及び２４３に置き換えられている。又、図５に示
す２ウェイパワースプリッタ２４６及び２４８は平衡不
平衡変成器２４７及び２４９に置き換えられている。こ
れら平衡不平衡変成器の端部は、図５に示すような位相
の関係が成りたつように接続されている。
送路の構成を示す回路図である。図６では、図５に示す
＋９０°移相器２４０及び２４２が１／４波長の伝送路
２４１及び２４３に置き換えられている。又、図５に示
す２ウェイパワースプリッタ２４６及び２４８は平衡不
平衡変成器２４７及び２４９に置き換えられている。こ
れら平衡不平衡変成器の端部は、図５に示すような位相
の関係が成りたつように接続されている。
【００２０】図７及び図８は、本発明のＮウェイパワー
コンバイナのより広く使用できる実施形態（第２実施
例）の構成を示す図である。図７に示すコンバイナは、
Ｎ個の入力ソースＳ１、Ｓ２、Ｓ３・・・ＳＮにそれぞ
れ接続されたＮ個の入力ポートＩ１、Ｉ２、Ｉ３・・・
ＩＮを具えている。このコンバイナは１つの共通出力ポ
ート０Ｐを具える。共通負荷抵抗Ｒはポート０Ｐとアー
スの間に設けられている。＋９０°移相伝送路ＴＬ１〜
ＴＬＮが共通出力ポート０Ｐと入力ポートＩ１〜ＩＮと
の間に接続されている。２ウェイパワースプリッタＰＳ
１〜ＰＳＮの各々の入力端は入力ポートＩ１〜ＩＮにそ
れぞれ接続されている。これら２ウェイスプリッタはそ
れぞれ＋９０°の移相出力と、−９０°の移相出力とを
有する。これらの移相出力は、図７に示すように、絶縁
ポートＩＳ１〜ＩＳＮに接続されている。一方、これら
絶縁ポートは絶縁負荷Ｒ１〜ＲＮを介してアースに接続
されている。尚、パワースプリッタＰＳ１〜ＰＳＮの出
力は、隣接する同様の２ウェイパワースプリッタの出力
に、各入力位相の和がゼロになるように接続されてい
る。
コンバイナのより広く使用できる実施形態（第２実施
例）の構成を示す図である。図７に示すコンバイナは、
Ｎ個の入力ソースＳ１、Ｓ２、Ｓ３・・・ＳＮにそれぞ
れ接続されたＮ個の入力ポートＩ１、Ｉ２、Ｉ３・・・
ＩＮを具えている。このコンバイナは１つの共通出力ポ
ート０Ｐを具える。共通負荷抵抗Ｒはポート０Ｐとアー
スの間に設けられている。＋９０°移相伝送路ＴＬ１〜
ＴＬＮが共通出力ポート０Ｐと入力ポートＩ１〜ＩＮと
の間に接続されている。２ウェイパワースプリッタＰＳ
１〜ＰＳＮの各々の入力端は入力ポートＩ１〜ＩＮにそ
れぞれ接続されている。これら２ウェイスプリッタはそ
れぞれ＋９０°の移相出力と、−９０°の移相出力とを
有する。これらの移相出力は、図７に示すように、絶縁
ポートＩＳ１〜ＩＳＮに接続されている。一方、これら
絶縁ポートは絶縁負荷Ｒ１〜ＲＮを介してアースに接続
されている。尚、パワースプリッタＰＳ１〜ＰＳＮの出
力は、隣接する同様の２ウェイパワースプリッタの出力
に、各入力位相の和がゼロになるように接続されてい
る。
【００２１】図８は、図７に示す回路を具体化する伝送
路の構成を示す図である。図８においては伝送路ＴＬ１
〜ＴＬＮは単なる＋９０°移相器ではなく、１／４波長
の伝送路として設けられている。又、図８においては、
図７に示すパワースプリッタＰＳ１〜ＰＳＮは、伝送路
平衡不平衡変成器ＢＬ１〜ＢＬＮとして示されている。
これは完全な対称構造であり、無線周波がマッチした信
号源がいくつあってもそれらをまとめて一つの共通の負
荷に供給することができる。このような構成によれば、
図１及び図２に示すハイブリッドリング回路に比して長
さを短くすることができる。又、対称的な構成によっ
て、このコンバイナをより広い周波数レンジで動作させ
ることができる。
路の構成を示す図である。図８においては伝送路ＴＬ１
〜ＴＬＮは単なる＋９０°移相器ではなく、１／４波長
の伝送路として設けられている。又、図８においては、
図７に示すパワースプリッタＰＳ１〜ＰＳＮは、伝送路
平衡不平衡変成器ＢＬ１〜ＢＬＮとして示されている。
これは完全な対称構造であり、無線周波がマッチした信
号源がいくつあってもそれらをまとめて一つの共通の負
荷に供給することができる。このような構成によれば、
図１及び図２に示すハイブリッドリング回路に比して長
さを短くすることができる。又、対称的な構成によっ
て、このコンバイナをより広い周波数レンジで動作させ
ることができる。
【００２２】図９は、図５〜図８に示すように構成した
２ウェイコンバイナを３つと、３ウェイコンバイ一つと
からなる６ウェイコンバイナ（第３実施例）の構成を示
す図である。従って、このコンバイナ回路は３つの２ウ
ェイコンバイナＣ１、Ｃ２、Ｃ３を具える。各コンバイ
ナＣ１〜３はそれぞれ２つの入力ポートと、１つの出力
ポートとを具えている。合計６つの入力ポートＩ１’〜
Ｉ６’はそれぞれ、合計６つのパワーソースに接続され
ている（図示せず）。これらコンバイナＣ１、Ｃ２及び
Ｃ３の３つの出力ポートは、３ウェイコンバイナとして
動作し単一の出力ポートＯＰ’を有する４番目のコンバ
イナＣ４に接続されている。
２ウェイコンバイナを３つと、３ウェイコンバイ一つと
からなる６ウェイコンバイナ（第３実施例）の構成を示
す図である。従って、このコンバイナ回路は３つの２ウ
ェイコンバイナＣ１、Ｃ２、Ｃ３を具える。各コンバイ
ナＣ１〜３はそれぞれ２つの入力ポートと、１つの出力
ポートとを具えている。合計６つの入力ポートＩ１’〜
Ｉ６’はそれぞれ、合計６つのパワーソースに接続され
ている（図示せず）。これらコンバイナＣ１、Ｃ２及び
Ｃ３の３つの出力ポートは、３ウェイコンバイナとして
動作し単一の出力ポートＯＰ’を有する４番目のコンバ
イナＣ４に接続されている。
【００２３】この６ウェイコンバイナは、図９に示すよ
うな２段構成（３つの２ウェイコンバイナと、一つの３
ウェイコンバイナ）ではなく、１段構成のコンバイナの
ものがあったかもしれない。２段構成のものはより大き
な周波数レンジを提供する。コンバイナＣ４のような３
ウェイパワーコンバイナは優れており、例えば、４７０
〜６５０ＭＨｚ位の周波数レンジをカバーできる。この
ようなコンバイナは１／４波長の伝送路用のマイクロス
トリップ技術と、平衡不平衡変成器用の対面型ストリッ
プラインとを用いることによって得ることができる。
うな２段構成（３つの２ウェイコンバイナと、一つの３
ウェイコンバイナ）ではなく、１段構成のコンバイナの
ものがあったかもしれない。２段構成のものはより大き
な周波数レンジを提供する。コンバイナＣ４のような３
ウェイパワーコンバイナは優れており、例えば、４７０
〜６５０ＭＨｚ位の周波数レンジをカバーできる。この
ようなコンバイナは１／４波長の伝送路用のマイクロス
トリップ技術と、平衡不平衡変成器用の対面型ストリッ
プラインとを用いることによって得ることができる。
【００２４】本発明のコンバイナ／デバイダは、一つの
共通出力／入力ポートと、Ｎ個の入力／出力ポートと、
Ｎ個の絶縁ポートとを具える。Ｎ個の入力／出力ポート
はそれぞれ共通ポートに９０°移相器を介して相互接続
されている。Ｎ個の伝送路平衡不平衡変成器では、入力
／出力ポートとＮ個の絶縁ポートの一つとが相互接続さ
れている。各平衡不平衡変成器は２ウェイパワースプリ
ッタとして動作する。
共通出力／入力ポートと、Ｎ個の入力／出力ポートと、
Ｎ個の絶縁ポートとを具える。Ｎ個の入力／出力ポート
はそれぞれ共通ポートに９０°移相器を介して相互接続
されている。Ｎ個の伝送路平衡不平衡変成器では、入力
／出力ポートとＮ個の絶縁ポートの一つとが相互接続さ
れている。各平衡不平衡変成器は２ウェイパワースプリ
ッタとして動作する。
【図１】 図１はコンバイナとして動作する従来のコン
バイナ／デバイダの構成を示すブロック図である。
バイナ／デバイダの構成を示すブロック図である。
【図２】 図２は図１に示すコンバイナ／デバイダを具
現する伝送路の構成を示す回路図である。但し、デバイ
ダとして示されている。
現する伝送路の構成を示す回路図である。但し、デバイ
ダとして示されている。
【図３】 図３は図１に示す従来のコンバイナ／デバイ
ダの変形例の構成を示すブロック図である。
ダの変形例の構成を示すブロック図である。
【図４】 図４は図３に示すコンバイナ／デバイダを具
現する伝送路の構成を示す回路図である。
現する伝送路の構成を示す回路図である。
【図５】 図５は本発明の第１実施例の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】 図６は図５に示す本発明の第１実施例の伝送
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図７】 図７は本発明の第２実施例の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】 図８は図７に示す第２実施例を具現する伝送
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図９】 図９は本発明の第３実施例を具現する伝送路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
２１６，０Ｐ，０Ｐ’ 共通出力／入力ポート ２１２，２１４，Ｉ１〜ＩＮ，Ｉ１’〜ＩＮ’
入力／出力ポート ２１８，２２０，ＩＳ１〜ＩＳＮ 絶縁ポー
ト ２４０，２４２，ＴＬ１〜ＴＬＮ ９０°移
相伝送路 ２４６，２４８，ＰＳ１〜ＰＳＮ パワース
プリッタ ２４７，２４９，ＢＬ１〜ＢＬＮ 伝送路平
衡不平衡変成器 ２３０，２３２，Ｒ１〜ＲＮ 絶縁負荷
入力／出力ポート ２１８，２２０，ＩＳ１〜ＩＳＮ 絶縁ポー
ト ２４０，２４２，ＴＬ１〜ＴＬＮ ９０°移
相伝送路 ２４６，２４８，ＰＳ１〜ＰＳＮ パワース
プリッタ ２４７，２４９，ＢＬ１〜ＢＬＮ 伝送路平
衡不平衡変成器 ２３０，２３２，Ｒ１〜ＲＮ 絶縁負荷
Claims (10)
- 【請求項１】 ＮウェイＲＦパワーコンバイナ／デバイ
ダであって、 一つの共通出力／入力ポートと、 Ｎ個の入力／出力ポートと、 Ｎ個の絶縁ポートと、 各々の前記Ｎ個の入力／出力ポートと前記共通ポートと
を相互接続する９０°移相伝送路と、 前記入力／出力ポートと前記Ｎ個の絶縁ポートの一つを
相互接続するＮ個の伝送路平衡不平衡変成器とを具える
ことを特徴とするＮウェイＲＦパワーコンバイナ／デバ
イダ - 【請求項２】 請求項１に記載のコンバイナ／デバイダ
において、前記Ｎが少なくとも２であり、好ましくはこ
のＮが偶数又は奇数の整数かつ少なくとも２であること
を特徴とするＮウェイＲＦパワーコンバイナ／デバイ
ダ。 - 【請求項３】 請求項１又は２に記載のコンバイナ／デ
バイダがＮ個の絶縁負荷を具え、各負荷が前記絶縁ポー
トと電気的なアースとの間に接続されていることを特徴
とするＮウェイＲＦパワーコンバイナ／デバイダ。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれかに記載のコ
ンバイナ／デバイダにおいて、各伝送路が、前記コンバ
イナ／デバイダの作動周波数における１／４波長の長さ
であることを特徴とするＮウェイＲＦパワーコンバイナ
／デバイダ。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれかに記載のコ
ンバイナ／デバイダにおいて、前記平衡不平衡変成器
が、＋９０°の移相出力と−９０°の移相出力とを有す
る２ウェイパワースプリッタであり、このパワースプリ
ッタの一方の＋９０°移相出力が前記パワースプリッタ
と別のパワースプリッタの−９０°の移相出力に共通に
接続されていること特徴とするＮウェイＲＦパワーコン
バイナ／デバイダ。 - 【請求項６】 請求項１ないし５のいずれかに記載のコ
ンバイナ／デバイダにおいて、前記共通に接続された−
９０°の移相出力と前記＋９０°の移相出力が、前記Ｎ
個の絶縁ポートの一つに共通に接続されていることを特
徴とするＮウェイＲＦパワーコンバイナ／デバイダ。 - 【請求項７】 Ｎウェイパワーコンバイナ／デバイダで
あって、 一つの共通出力／入力ポートと、 Ｎ個の入力／出力ポートと、 Ｎ個の絶縁ポートと、 ９０°移相器であって、前記Ｎ個の入力／出力ポートを
それぞれ前記共通ポートへ共通に接続する９０°移相器
と、 各々が＋９０°の移相出力と−９０°の移相出力とを有
するＮ個の２ウェイパワースプリッタとを具え、 前記スプリッタの一つの＋９０°の移相出力が、当該ス
プリッタとは別のスプリッタの−９０°の移相出力と、
前記Ｎ個の絶縁ポートの一つに共通に接続されているこ
とを特徴とするＮウェイＲＦパワーコンバイナ／デバイ
ダ。 - 【請求項８】 請求項７に記載のコンバイナ／デバイダ
であって、前記Ｎが２以上の整数であることを特徴とす
るＮウェイＲＦパワーコンバイナ／デバイダ。 - 【請求項９】 請求項７又は８に記載のＮウェイパワー
コンバイナ／デバイダであって、前記Ｎが少なくとも２
であり、好ましくはこのＮが偶数又は奇数の整数かつ少
なくとも２であることを特徴とするＮウェイＲＦパワー
コンバイナ／デバイダ。 - 【請求項１０】 請求項７ないし９のいずれかに記載の
コンバイナ／デバイダにおいて、前記各移相器が、長さ
が前記コンバイナ／デバイダの作動周波数においての１
／４波長である伝送路であり、前記各パワースプリッタ
が伝送路平衡不平衡変成器であることを特徴とするＮウ
ェイＲＦパワーコンバイナ／デバイダ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/831917 | 1997-04-02 | ||
| US08/831,917 US5789996A (en) | 1997-04-02 | 1997-04-02 | N-way RF power combiner/divider |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10322109A true JPH10322109A (ja) | 1998-12-04 |
Family
ID=25260200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10092243A Pending JPH10322109A (ja) | 1997-04-02 | 1998-03-23 | Ｎウェイｒｆパワーコンバイナ／デバイダ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5789996A (ja) |
| EP (1) | EP0869575B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10322109A (ja) |
| CN (1) | CN1198060A (ja) |
| CA (1) | CA2232760C (ja) |
| DE (1) | DE69832431T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100362877B1 (ko) * | 2000-08-09 | 2002-11-27 | 엘지이노텍 주식회사 | 3단 체비셰프 매칭변환기를 이용한 전력분배기/합성기 |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100285728B1 (ko) * | 1997-12-02 | 2001-04-02 | 윤종용 | 반파장전송선로를이용한고주파신호상쇄회로 |
| US6121853A (en) * | 1998-10-28 | 2000-09-19 | Apti, Inc. | Broadband coupled-line power combiner/divider |
| US7684776B2 (en) * | 2002-12-24 | 2010-03-23 | Intel Corporation | Wireless communication device having variable gain device and method therefor |
| US7164903B1 (en) * | 2003-06-10 | 2007-01-16 | Smiths Interconnect Microwave Components, Inc. | Integrated N-way Wilkinson power divider/combiner |
| CN100464602C (zh) * | 2003-09-18 | 2009-02-25 | 鼎桥通信技术有限公司 | 移动通信设备的测试装置 |
| US7742512B2 (en) | 2004-02-02 | 2010-06-22 | Raytheon Company | Scalable laser with robust phase locking |
| US7324060B2 (en) * | 2005-09-01 | 2008-01-29 | Raytheon Company | Power divider having unequal power division and antenna array feed network using such unequal power dividers |
| CN102301619A (zh) * | 2009-02-04 | 2011-12-28 | 华为技术有限公司 | 功分合路器及具有功分合路器的电路板 |
| FR2954004B1 (fr) * | 2009-12-15 | 2012-05-25 | St Microelectronics Sa | Coupleur electrique et appareil de communication comportant un tel coupleur electrique |
| US9503133B2 (en) | 2012-12-03 | 2016-11-22 | Dockon Ag | Low noise detection system using log detector amplifier |
| CN104969414B (zh) * | 2013-02-08 | 2019-02-19 | 霍尼韦尔国际公司 | 用于线性天线阵列的集成带状线馈送网络 |
| US9048943B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-06-02 | Dockon Ag | Low-power, noise insensitive communication channel using logarithmic detector amplifier (LDA) demodulator |
| WO2014145129A1 (en) | 2013-03-15 | 2014-09-18 | Forrest James Brown | Logarithmic amplifier with universal demodulation capabilities |
| US9236892B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-01-12 | Dockon Ag | Combination of steering antennas, CPL antenna(s), and one or more receive logarithmic detector amplifiers for SISO and MIMO applications |
| JP6416195B2 (ja) | 2013-03-15 | 2018-10-31 | ドックオン エージー | 固有周波数復調能力を備えた周波数選択性対数増幅器 |
| US11183974B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-11-23 | Dockon Ag | Logarithmic detector amplifier system in open-loop configuration for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion |
| US11082014B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-08-03 | Dockon Ag | Advanced amplifier system for ultra-wide band RF communication |
| WO2015038191A1 (en) | 2013-09-12 | 2015-03-19 | Dockon Ag | Logarithmic detector amplifier system for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion |
| US9728855B2 (en) | 2014-01-14 | 2017-08-08 | Honeywell International Inc. | Broadband GNSS reference antenna |
| US9240815B1 (en) * | 2014-03-25 | 2016-01-19 | Rockwell Collins, Inc. | Reconfigurable filter |
| CN106154191B (zh) * | 2015-04-16 | 2020-06-16 | 通用电气公司 | 磁共振成像装置、功率放大器模组及功率合成器 |
| US10615945B1 (en) * | 2015-12-05 | 2020-04-07 | L-3 Communications Corp. | Channel combiner supporting simultaneous multi-channel operation |
| ITUA20163549A1 (it) * | 2016-05-18 | 2017-11-18 | St Microelectronics Srl | Trasformatore attivo, apparecchiatura e procedimento corrispondenti |
| US11362698B2 (en) * | 2017-07-20 | 2022-06-14 | L3Harris Technologies, Inc. | Low-insertion-loss triple throw switch |
| US10516426B1 (en) * | 2018-09-26 | 2019-12-24 | Rockwell Collins, Inc. | Systems and methods for wideband image-rejecting receivers |
| KR102321714B1 (ko) * | 2020-04-07 | 2021-11-03 | 건국대학교 산학협력단 | Rf 전력 분배기 |
| CN117595817B (zh) * | 2024-01-17 | 2024-04-02 | 南京纳特通信电子有限公司 | 一种覆盖vlf-vhf频段功率分配合成器及其功率分配方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3529265A (en) * | 1969-09-29 | 1970-09-15 | Adams Russel Co Inc | Radio frequency power divider |
| GB1529776A (en) * | 1977-06-16 | 1978-10-25 | Standard Telephones Cables Ltd | Transmission line power divider |
| US4163955A (en) * | 1978-01-16 | 1979-08-07 | International Telephone And Telegraph Corporation | Cylindrical mode power divider/combiner with isolation |
| US4992761A (en) * | 1989-03-06 | 1991-02-12 | Motorola, Inc. | Passive 180 degree broadband MMIC hybrid |
| US5410281A (en) * | 1993-03-09 | 1995-04-25 | Sierra Technologies, Inc. | Microwave high power combiner/divider |
-
1997
- 1997-04-02 US US08/831,917 patent/US5789996A/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-03-19 CA CA002232760A patent/CA2232760C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-03-23 JP JP10092243A patent/JPH10322109A/ja active Pending
- 1998-03-25 DE DE69832431T patent/DE69832431T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1998-03-25 EP EP98105442A patent/EP0869575B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-01 CN CN98106125A patent/CN1198060A/zh active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100362877B1 (ko) * | 2000-08-09 | 2002-11-27 | 엘지이노텍 주식회사 | 3단 체비셰프 매칭변환기를 이용한 전력분배기/합성기 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0869575B1 (en) | 2005-11-23 |
| EP0869575A3 (en) | 1999-07-14 |
| DE69832431T2 (de) | 2006-08-03 |
| CA2232760A1 (en) | 1998-10-02 |
| US5789996A (en) | 1998-08-04 |
| CA2232760C (en) | 2006-05-09 |
| CN1198060A (zh) | 1998-11-04 |
| EP0869575A2 (en) | 1998-10-07 |
| DE69832431D1 (de) | 2005-12-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH10322109A (ja) | Ｎウェイｒｆパワーコンバイナ／デバイダ | |
| US4916410A (en) | Hybrid-balun for splitting/combining RF power | |
| CA2065199C (en) | Polyphase divider/combiner | |
| US6518856B1 (en) | RF power divider/combiner circuit | |
| US20020149441A1 (en) | Tandem six port 3:1 divider combiner | |
| WO2011025562A1 (en) | Multi-layer radial power divider/combiner | |
| US5017886A (en) | RF power combiner using baluns | |
| US5576671A (en) | Method and apparatus for power combining/dividing | |
| US6300848B1 (en) | Power splitter and power combiner using N-branch-line-shaped directional couplers | |
| US6320481B1 (en) | Compact phase shifter circuit using coupled lines | |
| US7616058B1 (en) | Radio frequency power combining | |
| US4543545A (en) | Microwave radio frequency power divider/combiner | |
| US7005942B2 (en) | Non-switching adaptable 4-way power splitter/combiner | |
| US5966059A (en) | Phase shifting power coupler with three signals of equal amplitude | |
| US6121853A (en) | Broadband coupled-line power combiner/divider | |
| US20030098759A1 (en) | Wideband 180 microwave phase switch | |
| Grebennikov | Power combiners, impedance transformers and directional couplers: Part II | |
| US6310788B1 (en) | Three-way, three phase power divider and combiner | |
| Sanada et al. | A waveguide type power divider/combiner of double-ladder multiple-port structure | |
| US4394629A (en) | Hybrid power divider/combiner circuit | |
| CA1069597A (en) | Stripline quadrature coupler | |
| WO2018226763A1 (en) | N-way ring combiner/divider | |
| JPH04227340A (ja) | 冗長によって保護されるマイクロ波信号用電力接続部 | |
| US11056759B2 (en) | Hybrid coupler with sum and difference ports located on the same side | |
| US20230395962A1 (en) | Rf power combiner/divider |