EA021857B1 - Одновременное управление фазой и амплитудой с помощью 3-шлейфовой топологии и её реализация с помощью радиочастотной мемс технологии - Google Patents

Одновременное управление фазой и амплитудой с помощью 3-шлейфовой топологии и её реализация с помощью радиочастотной мемс технологии Download PDF

Info

Publication number
EA021857B1
EA021857B1 EA201200419A EA201200419A EA021857B1 EA 021857 B1 EA021857 B1 EA 021857B1 EA 201200419 A EA201200419 A EA 201200419A EA 201200419 A EA201200419 A EA 201200419A EA 021857 B1 EA021857 B1 EA 021857B1
Authority
EA
Eurasian Patent Office
Prior art keywords
phase
waveguides
lines
circuit
amplitude
Prior art date
Application number
EA201200419A
Other languages
English (en)
Other versions
EA201200419A1 (ru
Inventor
Мехмет Унлу
Симсек Демир
Тайфун Акин
Original Assignee
Мехмет Унлу
Симсек Демир
Тайфун Акин
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Мехмет Унлу, Симсек Демир, Тайфун Акин filed Critical Мехмет Унлу
Publication of EA201200419A1 publication Critical patent/EA201200419A1/ru
Publication of EA021857B1 publication Critical patent/EA021857B1/ru

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/184—Strip line phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/22—Attenuating devices
    • H01P1/227—Strip line attenuators

Landscapes

  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

Изобретение относится к способам управления амплитудой и вносимой фазой входного сигнала в радиочастотных (РЧ) приложениях. В частности, данное изобретение относится к фазовращателям, векторным модуляторам и аттенюаторам, использующим как полупроводниковые технологии, так и технологии РЧ микроэлектромеханических систем (МЕМС).

Description

Изобретение относится к методам управления фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом в радиочастотные (РЧ) приложения. В частности, данное изобретение относится к фазовращателям, векторным модуляторам, аттенюаторам и к приспособлениям для настройки импеданса, использующим как полупроводниковые технологии, так и технологии РЧ микроэлектромеханических систем (МЕМС).
Предшествующий уровень техники (прототип)
Компоненты управления вносимой фазой и амплитудой крайне важны для электронных систем, работающих в микроволновом и миллиметровом волновых диапазонах. Фазовращатели и векторные модуляторы - наиболее широко используемые компоненты для этой цели. Эти компоненты используются во многих приложениях, которые включают фазированные решетки, системы связи, высокоточные инструментальные системы и радарные приложения.
Фазовращатели в основном разработаны двух типов: с аналоговым и цифровым управлением. Аналоговые фазовращатели, как указывает их название, используются для того, чтобы управлять входной фазой в пределах 0-360° посредством варакторов. Цифровые фазовращатели используются для того, чтобы произвести дискретные задержки фазы, которые выбираются посредством переключателей.
Следующий список включает публикации и патенты, который представляют основные примеры предшествующего уровня техники, связанного с этим изобретением:
1. \У. Е. Ногй йг, С. К.. Воуй, апй ϋ. О1аг, А пе\х (уре оГ Газ1-Б\уксЫпе йиаЬтойе Генке рЬазе зЫйег, ΙΕΕΕ Тгапз. Мкгожауе ТЬеогу ТесЬ., νοί, 35, по. 12, рр. 1219-1225, Оес. 1987.
2. Μ. 1 8сЫпй1ег апк Μ. Е, МШег, А 3-Ы1 К/Ка Ьапй ММ1С рЬазе зЫйег, ΙΕΕΕ Мкгожауе апй МПНтекгЛУауе Μοηοΐϊΐίιιο Сксикз Зутр. ϋί§., Меж Уогк, ΝΥ,
1Й8А, 1988, рр. 95-98.
3. \У, ,1асотЬ*11оой. ϋ. 8ек1з(ай, апй ,1. ϋ, МеггШ, А (Ьгее-Ък топоШЫс рЬазе зЫйег а( У-Ьапй, ΙΕΕΕ Мкгожауе апй МИНте1ег-(Уауе МопоШЫс Спеши Зутр.Пгд.. Йип. 1987. рр. 81-84.
4. 3. А'етгсЬ, Ψ. Вегк, 8. Оипсап, апй Ν. Вуег, МопоШЫс уагас1ог 360° рЬазе зЫйегз Гог 75-110 ΟΗζ, 1п(. ЗеткопйисЮг Оеуке КезеагсЬ СопГ. Ок..
СЬагЫйезуШе, УА, Ы8А, Рее. 1993.
5. К. V. Оагуег, Вгоай-Вапй Оюйе РЬазе ЗЫйегз, 1ЕЕЕ Тгапз. Мкгожауе ТЬеогу ТесЬ., νοί. 20, по. 5, рр. 312-323, Мау. 1972.
6. О. М. КеЬек, КР МЕМ5: ТЬеогу, Оезцгп, апй ТесЬпо1о§у. ,ΙοΙιη Ч'Иеу & Зопз,
2003.
7. А. Мак/еж-зки 8. ЕзЬекпап, В. РШапз, 1. ЕЬтке, апй С. Ь. ОоЫзткЬ, Х-Вапй КР МЕМ8 рЬазе зЫйегз Гог рЬазей аггау аррйсайопз, ΙΕΕΕ Мкгожауе Ошйей ЗУауе Ьей., νοί. 9, по. 12, рр. 517-519, Осе. 1999.
8. О. Ь. Тал, К. Е. МШаИоукЬ, 1 В. Наскег, 1. Р, Ое14а(а1е, апй Ο. Μ. Κεβείζ, ЬожЬозз 2- апй 4-Вй ΤΤΠ МЕМ8 рЬазе зЫйегз Ьазей оп 8Р4Т зжксЬез,” ΙΕΕΕ Тгапз.
Мкгожауе ТЬеогу ТесЬ., νοί. 51, по. 1, рр. 297-304,йап. 2003.
9. N. 8. Вагкег апй О. М. КеЬе1г, О1з1пЬи1ей МЕМ8 (гие-йте Йе1ау рЬазе зЫйегз апй жЫеЬапй зжксЬез, ΙΕΕΕ Тгапз. Мкгожауе ТЬеогу ТесЬ., νοί, 46, по. 11, рр.
1881-1890, №жетЬег 1998.
10. й. 8. Науйеп апй О. Μ. ΚβΟείζ. 'А'егу 1ож 1озз йкпаЪШей Х-Ьапй апй Ка-Ьапй МЕМ8 рЬазе зЫйегз ийпц те(а1-ак-те(а1 сарасйогз, ΙΕΕΕ Тгапз. Мкгожауе ТЬеогу ТесЬ., νοί. 51, по. 1, рр. 309-314, йап. 2003.
11. О. В. Νοιτίδ, ϋ. С. Воке, О, 81. Оп§е, С. ЗУи1ке, С. Ваггай, ЗУ. Соц§ЬНп, апй I,
СЫскапозку, А Гийу топоНШк 4-18 ΟΗζ ώ^ίΐβΐ νβοΙοΓ тойШаЮг, ΙΕΕΕ Ιη(.
Мкгожауе 8утр. ϋί^., 1>а11аз. ТХ, Ы8А, Мау 1990, рр. 789-792.
12. Ь. Μ. ОеуНп апй В. й. Μίηηίί. ”А уегзайк уесЮг тойи!а(ог йезщп Гог ММ1С,
ΙΕΕΕ ΙηΙ, Мкгожауе 8утр. Ρίβ., 1)а11аз, ТХ, Ы8А, Мау 1990, рр. 519-521.
13. А. Е, АзЬйапк δ. Ναιη. А, й'Езропа, 8. Ьисузгуп, апй I, ϋ. КоЬеПзоп, 1)кесг ти1йкуе1 сагпег люйи1айоп изгпу тИИте1ег-жауе Ьа1апсей уесЮГ тойи1а1огз,
ΙΕΕΕ Тгапз. Мкгожауе ТЬеогу ТесЬ., νοί. 46, по. 12, рр. 2611-2619, Оес. 1998.
- 1 021857
14. К. РупЫай, Р. 1еап, К. ЬеЫапс, агн11, С. МеиЫег, ОаАз топойгЫс Ыгест йпеаг (12.8) ΟΗζ С)Р8К то(1и1а!ог. 191й Еигореап М|его\еаее СопГ. ϋΐ£.. ίοηάοη. 1Ж,
8ер. 1989, рр. 597-602.
15. I. ТеШег, А. М. СоиГипег, С. КитеШагО, С. Уегзпаеуеп, Р. СЬатрюп, апй ϋ*
Рауо1, А сотрасГ, топойгЫс ппсгоиауе с1етос1и1аГог-то(1и1аТог Гог 64-Г1ЛМ άίβΐΐβΐ гасйо' йпкз, ΙΕΕΕ Тгапз. Мкгои-асе Тйеогу Теей., νοί.- 39, по. 12, рр.
1947-1954, >. Йес. 1991.
16. 48 РаГеп! Νο. 3,454,906 (ШзесГеО ϋίούε ЬоайеО Ипе Рйазе 8Ыпег)
17. ϋ8 Ра!епг Νο. 3,872,409 (ЗйипгЕоайей Мое Рйазе ЗЫЙег)
18. 118 РаГепГ Νο. 5,832,926 (Ми1йр1е ВЙ Ьоайей Ипе Рйазе ЗЫЙег)
19. ϋδ РаГепГ Νο. 6,356,166 В1 (МиЮ-Ьауег ЗМгсйей Ьте Рйазе ЗЫЙег)
20. и8 Ра1еп1 Νο. 6,542,051 В1 (ЗГий ЗМГсйей Рйазе ЗЫЙег)
21. иЗ РаГепГ Νο. 6,281,838 В1 (Вазе-3 ЗлмГсйесЫлпе Рйазе ЗЫЙег ЮзЫ^ Мгаго Е1ес(го МесйаЫса1 (МЕМЗ) Тесйпо1о§у)
22. из РаГепГ Νο. 6,741,207 В1 (Ми1й-Вй Рйазе ЗЫЙегз υβίηβ МЕМ КГ Зтейсйея)
23. из РаГепГ Νο. 6,958,665 В2 (Мгсго Е1ес1го-МесйаЫса) ЗузГет (МЕМ8) Рйазе ЗЫЙег)
24. из РаГепГ Аррйсайоп Νο. 2006/0109066 А1 (Ттоо-Вй Рйазе ЗЫЙег)
25. из РаГепГ Νο. 7,068,220 В2 ( ίονν йозз КР Рйазе ЗЫЙег ννΐιΗ РИр-СЫр Моипгей МЕМЗ Ыгегсоппесйоп)
26. иЗ РаГеп! Νο. 7,157,993 В2 (1 :Ν МЕМ 3»йсЬ Мос1и1е)
27. из РаГеп! Аррйсайоп Νο. 2009/0074109 А1 (1йцй Ρο\νβΓ ΗίβΓι Ыпеагйу 1>ϊ§ϋ&1 Рйазе ЗЫЙег)
28. иЗ Ра!еп! Νο. 6,509,812 В2 (Соп1Ыиоиз1у ТипаЫе МЕМЗ-Вазей Рйазе ЗЫЙег)
29. из Ра!еп! Νο. 7,259,641 ΒΙ (М1сгое1ее!готесйаЫса1 31о\\-\Уа\е Рйазе ЗЫЙег Вет ке апй Мегйоф
30. иЗ РаГепГ Аррйсайоп Νο. 2008/0272857 А1 (ТипаЫе МПНтеГсг-1Уа\'е МЕМЗ Рйазе-ЗЫйег)
31. ί18 Ра!еп1 Νο. 4,806,888 (МопойгЫс УесГог Мойи1аГог/Сотр1ех ’ΆΆ-ίβΙι! йыпц Α1ΙРазз Ыейтогк)
32. из Ра!еп! Νο. 4,977,382 (Уес!ог Мос1и1а1ог Рйазе ЗЫЙег)
33. иЗ Ра!еп! Νο. 5,093,636 (Рйазе Вазой УесГог МойийгГог)
34. ЮЗ РаГеп! Νο. 5,168,250 (ВгоайЬапй Рйазе ЗЫЙег апй УесГог МойЫаГог)
35. из РаГепГ Νο. 5,355,103 (РазГ Зеггйпё, Ψίάε Юупагтс Рапде УесГог Мойи1аГог)
36. иЗ РаГепГ Νο. 5,463,355 (УУгйеЬапй УесГог МойЫаГог Мйсй СотЬЫез Ои!рак оГ а Р1игайГу оГ рРЗК Мойи!аГогз)
37. из РаГепГ Νο. 6,531,935 В1 (УесГог МойЫаГог)
38. из РаГепГ Νο. 6,806,789 В2 (ОиайгаГиго НуЪпй апй йпрголсй УесГог МойиЫГог ίη а СЫр 8са1е Раскате 1)3ίη§ Зате)
39. 118 РаГепГ Νο. 6,853,691 В1 (УесЮг Мойи1аГог Йзтс АтрйГийе Ысапат Рйазе ЗЫЙег)
40. Еигореап РаГепГ ЕР 1 562 253 А1 (УапаЫе КезопаГог апй УапаЫе Рйазе ЗЫЙег)
Существуют четыре основных типа фазовращателей, которые являются механическими фазовращателями: ферритовые фазовращатели, полупроводниковые фазовращатели (основаны на ИИ или полевых транзисторах РЕТ) и микроэлектромеханические (МЕМС) фазовращатели. Механические фазовращатели являются громоздкими и медлительными. Ферритовые фазовращатели обладают низкими потерями на входе, высокой точностью фазы и могут работать с большой входной мощностью. Однако они имеют большие габариты, требуют большого количества мощности по постоянному току, и они более медленные по сравнению со своими конкурентами [см. выше: 1]. Фазовращатели, основанные на полевых тран- 2 021857 зисторах (РЕТ) [2], на ΡΙΝ диодах [3], и на варакторах [4], являются альтернативой полупроводниковым фазовращателям. Они обладают меньшей стоимостью, меньшим весом и планарными решениями для фазированных систем. Фазовращатели на ΡΙΝ диодах обеспечивают более низкие потери по сравнению с полевыми транзисторами (РЕТ); однако они потребляют больше мощности по постоянному току.
Фазовращатели реализуются с помощью нескольких различных типов топологии. Топологии бывают отражательного типа, типа переключенной линии, типа нагруженной линии [5], варактор/переключаемый конденсатор, и топология переключаемой сети. Во всех этих цифровых топологиях (кроме топологии, основанной на варакторе), переключающими компонентами являются ΡΙΝ диоды или полевые транзисторы. Так как вносимые потери этих компонентов не являются очень малыми, то общие вносимые потери фазовращателей также высоки. Вносимые потери, о которых сообщают, составляют приблизительно 4-6 дБ для 12-18 ГГц и 7-10 дБ для 30-100 ГГц [6].
РЧ МЕМС фазовращатели стали серьезной альтернативой для полупроводниковых фазовращателей, при условии, что прикладная область ограничена относительно слабыми сканирующими решетками. Известно большое количество фазовращателей, которые используют вышеупомянутую топологию [7], [8]. Средние вносимые потери, о которых сообщают для этих конструкций, варьируются между -1 и -2.2 децибела, что намного ниже, чем для конструкций на основе полупроводников.
Распределенные фазовращатели, которые используют РЧ МЕМС варакторы, были также представлены [9] для широкополосных приложений для частот до 110 ГГц. Известны примеры фазовращателей, использующих как аналоговую [9], так и цифровую [10] топологию, а вносимые потери, о которых сообщают, как правило, не более чем -2,5 дБ на частотах до 60 ГГц [6].
Некоторые из вышеупомянутых фазовращателей были запатентованы недавно. Примеры фазовращателей с нагруженной линии и фазовращателей с нагруженным шлейфом представлены в патентах [16][20], которые используют различные типы переключателей, главным образом диоды. Фазовращатели, которые используют технологию МЕМ8, также представлены во многих патентах. Примеры цифровых и аналоговых фазовращателей могут быть найдены в патентах [21]-[27] и [28]-[30] соответственно.
Векторные модуляторы используются в фазированных решетках для управления амплитудой и вносимой фазой каждого элемента антенны. Кроме того, векторные модуляторы используются в цифровых системах связи для прямой модуляции несущего сигнала. Использование этих компонентов, ЕСЛИ стадия удалена из гетеродинного приемопередатчика, приводит к упрощению и снижению стоимости системы.
В общем случае, векторные модуляторы разрабатываются двух типов: каскадный (или α-φ) модулятор и модулятор Ι-φ Модулятор α-φ состоит из каскадной связи аттенюатора и фазовращателя. Модулятор Ι-Р делит входную мощность на два ортогональных вектора так, чтобы любой вектор мог быть получен, применяя управление фазой и амплитудой над этими векторами и, наконец, комбинируя их. Векторные модуляторы α-φ были сначала представлены Норрисом и др. [11], а Девлин и др. [12] представили первый векторный модулятор типа 1^.
Модуляторы 1Ю обычно выполняются с использованием двух видов топологии. Первая топология использует квадратурный разделитель мощности с уравновешенными отраженными прерываниями в качестве переменных сопротивлений (Λδΐιΐίαηί и др. [13]). Вторая топология использует миксеры, в которых местный осциллятор (МО) разделен на два ортогональных компонента. Эти компоненты модулированы посредством двух миксеров и объединены посредством объединителей, усилителей, разветвителей. и т.д. (РуиФаЬ и др. [14], ΤοΙΙίοζ и др. [15]).
За прошлые два десятилетия были также запатентованы вышеупомянутые векторные модуляторы, основные примеры которых могут быть найдены в [31]-[39].
Примеры обеих топологий представлены несколькими полупроводниковыми технологиями, которые включают НВТ, СМО8, и рНЕМТ. Однако в настоящее время пассивные векторные модуляторы не представлены.
Краткое описание изобретения
Данное изобретение относится к новому способу использования известной 3-шлейфовой топологии. В частности, изобретение представляет собой цепь 3 - шлейфовой топологии, которая позволяет управлять входной фазой, амплитудой и входным импедансом одновременно. Цепь состоит из трех шлейфов, которые разграничены двумя линиями соединения. Любые пассивные или активные реактивные заряды могут быть использованы для шлейфов, и шлейфы должны иметь регулируемые электрические длины. Линии соединения должны также иметь регулируемые электрические длины и могут быть реализованы с помощью активных или пассивных заряженных передающих линий.
Согласно одному аспекту изобретения это способ реализации одновременного и регулируемого сдвига фазы, управления амплитудой и настройки импеданса с помощью 3-шлейфовой топологии. Это достигается путём изменения электрической длины трёх шлейфов и двух линий соединения с помощью компонентов (6) системы радиочастотной системы МЕМС. Переключатели радиочастотной системы МЕМС используется для контроля электрических длин ни дискретных уровнях, в результате чего получаются регулируемые компоненты с цифровым управлением. Варакторы радиочастотной системы
- 3 021857
МЕМС также используются для непрерывного контроля электрических длин, в результате чего получается непрерывное управление. Благодаря этому способу фаза входного сигнала в диапазоне 0-360° и амплитуда в диапазоне от 0 до -6 дБ выполняются совместно и обеспечивают управление входным импедансом. В дополнение к этому, электрические длины трёх шлейфов и двух линий соединения управляются распределительными линиями передач (РЛПМ) (9), (10) системы МЕМС. В этом случае (РЛМП) используются или для аналогового управления (9) или для цифрового управления (10). В последнем случае возможно также квазинепрерывное управление как для фазы входного сигнала, так и для амплитуды при условии, что каждая секция (РЛПМ) управляется цифровым методом и независимо. Для такого случая возможна разрешающая способность по 1° фазе с погрешностью ±1° фазы и возможна разрешающая способность амплитуды при менее чем 0,2 дБ с погрешностью амплитуды ± 0,1 дБ.
Согласно предпочтительному варианту изобретения, преимуществами, которое дает настоящее изобретение, являются: возможность получать непрерывное управление фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом при низкой стоимости, очень низких вносимых потерь, высокая линейности, линейном изменении фазы против частоты, и широкополосную работу с на месте переключаемой полосой пропускания. Хотя предпочтительный вариант осуществлен с использованием РЧ МЕМС технологии, данное изобретение может быть легко интегрировано с существующими современным полупроводниковыми технологиям.
Описание чертежей
Данное изобретение будет лучше восприниматься и может быть более полно оценено с помощью следующего подробного описания рисунков. Перечень чертежей и пояснений следующий.
На фиг. 1 показана общая схема 3-шлейфовой топологии согласно данному изобретению.
На фиг. 2 показана общая схема 3-шлейфовой топологии как схема управления фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом, на которой шлейфы и соединительные линии выполнены с линиями передачи.
На фиг. 3 показан предпочтительный вариант схемы 3-шлейфовой топологии как схемы управления регулируемой фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом, на которой регулирование достигается с помощью использования серии радиочастотных МЕМС переключателей.
На фиг. 4 показан предпочтительный вариант схемы 3-шлейфовой топологии как схемы управления регулируемой фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом, на которой регулирование достигается с помощью использования шунтированных радиочастотных МЕМС переключателей.
На фиг. 5 показан предпочтительный вариант схемы 3-шлейфовой топологии как схемы управления регулируемой фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом, на которой регулирование достигается с помощью использования радиочастотных МЕМС варакторов.
На фиг. 6 показан предпочтительный вариант схемы 3-шлейфовой топологии как схемы управления регулируемой фазой входного согнала, амплитудой и входным импедансом, на которой регулирование достигается с помощью распределительных линий передач МЕМС (РЛПМ).
Подробное описание изобретения
Далее, упомянутые выше рисунки будут использоваться для более четкого понимания предпочтительного варианта изобретения, но не для его ограничения.
На фиг. 1 показана общая схема 3-шлейфовой топологии, которая ранее была известна в качестве сети с настраиваемым импедансом. Топология состоит из трех шлейфов, которые разделены двумя линиями передачи одинаковой длины, которые являются линиями соединения. На фиг. 2 показана общая схема 3-шлейфной топологии, которая используется для теоретических расчётов. Топология также используется в качестве сети с настраиваемым импедансом, с помощью которой соответствующая нагрузка преобразуется в любой реальный импеданс, то есть, Ζ0-Β-1<Ζ0. где к - действительной число и 0<к<х. Однако так как два шлейфа и одна линия соединения достаточны для этого преобразования, добавление третьего шлейфа в результате дает бесконечное множество решений. Среди этих решений, всегда существуют решения для любого требуемого значения вносимой фазы между 0-360°, что означает, что вносимой фазой 3-шлейфовой топологии можно управлять. В этом решении значения реактивных проводимостей трех шлейфов, 21, 22 и 23, найдены для любого значения вносимой фазы между 0-360° для фиксированной длины линий соединения, 24 и 25. Это верно для любого значения электрической длины линии соединения между 0°< ц < 360° в центре расчетной частоты при условии, что все линии передачи не дают потерь.
Решение, которое было пояснено выше, является как результат того, что длина линии соединения получается переменной и управление амплитудой достигается с помощью использования этого свойства. Когда длина линии соединения выбирается таким образом, чтобы сумма длин 21, 22 и 24 или 22, 23 и 25 составляла около λ/2 на центральной частоте конструкции, характеристики вносимых потерь имеют пики вокруг центральной частоты конструкции. С помощью настройки длины линии соединения, вносимые потери 3-шлейфовой топологии находятся под контролем, а значение вносимой фазы и входного импеданса могут постоянно регулироваться.
Представленная схема может быть легко использована для изменения вносимой фазы между 0-360°
- 4 021857 и вносимых потерь в диапазоне от -0,8 до -20 дБ на 15 ГГц, регулируя входной импеданс. Возможны также и более высокие уровни вносимых потерь до -30 дБ, однако входные возвратные потери векторного модулятора начинают отклоняться от соответствующего состояния. Для более высоких частот значение -20 дБ может быть дальше отодвинуто на более высокие значения вносимых потерь, однако минимальное значение вносимых потерь увеличивается. Следует отметить, что представленная схема использует только линии передачи с малыми потерями, а также указанные выше значения вносимых потерь могут быть получены для любой ненулевой константы затухания в линии передачи.
Представленная схема имеет также линейную фазу в зависимости от частоты примерно в 20%-ной зоне вокруг центральной частоты конструкции. Характеристика вносимых потерь схемы плоская в пределах одной полосы пропускания для низких уровней вносимых потерь. Тем не менее, вносимые потери начинают ограничивать пропускную способность, как только требуемое значение вносимых потерь увеличивается. Например, пропускная способность векторного модулятора составляет 1,5% на 15 ГГц при требуемом уровне вносимых потерь -9 дБ.
Предлагаемые способы применения изобретения могут быть использованы в сверхширокой полосе, начиная с радиочастот и до суб-ТГц частот. В соответствии с предпочтительным вариантом, любые 3Ό или плоские линии передач или волноводные структуры, такие как коаксиальные линии, прямоугольные волноводы, микрополосковые линии, компланарные волноводы, полосковые линии и т.д., могут быть использованы для реализации шлейфов и линий соединения по настоящему изобретению.
Электрической длиной шлейфа и линий соединения 3-шлейфовой топологии можно управлять с помощью переключателей, варакторов, или любыми другими настраиваемыми активными/пассивными компонентами. В соответствии с предпочтительным вариантом, в качестве элементов управления используются компоненты радиочастотных микроэлектромеханических систем (РЧ МЕМС). РЧ МЕМС переключатели обеспечивают низкие вносимые потери, высокую изоляцию и высокую линейность, что очень важно для предпочтительного варианта изобретения. Это потому, что в этом варианте большое количество переключателей соединяются в каскад. РЧ МЕМС переключатели обеспечивают вносимые потери на уровне менее 0,2 дБ на 50 ГГц и выше, что делает возможным их использование в изобретении. Выключатели, варакторы или любые другие настраиваемые активные/пассивные компоненты управления также могут быть использованы в изобретении при условии, что они имеют низкие вносимые потери, высокую изоляцию, высокую линейность. В противном случае осуществление изобретения попрежнему возможно, но с пониженной производительностью.
Существует несколько способов для реализации схемы управления регулируемой фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом с использованием 3-шлейфовой топологии, которая представлена в этом изобретении. Первый способ использует переключатели РЧ МЕМС для цифрового управления вносимой фазой и амплитудой. В этом способе, используются серии или шунт РЧ МЕМС переключателей, как показано на фиг. 3 и 4 соответственно. Здесь переключатели используются для управления электрическими длинами шлейфов за счет привода в действие ближайшего переключателя требуемой электрической длины. Электрические длины линий соединения необходимо изменить для нормальной работы вышеупомянутых регулируемых сетей. Так как пользоваться переключателями РЧ МЕМС неудобно, то используют РЧ МЕМС варакторы или цифровые конденсаторы для управления электрической длиной линий соединения. Для такой реализации изобретения необходимо иметь столько РЧ МЕМС переключателей на каждый шлейф, сколько существует состояний конструкции. Например, если требуется регулируемый 3-битный фазовращатель, то следует использовать 8 переключателей для каждого шлейфа, которые используются для каждого фазового состояния конструкции и управляются независимо друг от друга. Число требуемых различных электрических длин линий соединений всегда меньше, чем число фазовых состояний. В результате, необходимо иметь 8 РЧ МЕМС переключателей на каждый шлейф, которые составляют в общей сложности 24 переключателя и не более 3 РЧ МЕМС цифровых конденсаторов, необходимых для каждой линии соединения. В каждом фазовом состоянии один выключатель на каждый шлейф и одна комбинация цифровых конденсаторов на обеих линиях соединений должны вместе приводиться в действие, что означает, что контроль в каждом фазовом состоянии достаточен для работы. Таким образом, число элементов управления равно числу состояний фазы для переключателя на шлейфе плюс общее количество элементов управления для РЧ МЕМС конденсаторов на линиях соединений, а это 8 + 3 для приведенного выше примера. Это число может быть уменьшено только с использованием мультиплексора.
Во втором способе 3-шлейфовая топология используется в качестве аналоговой схемы управления регулируемой фазы входного сигнала, амплитудой и входным импедансом. Схема применения изобретения представлена на фиг. 5. В этом случае 3 РЧ МЕМС варактора размещают на концах каждого шлейфа и 2 РЧ МЕМС варактора размещают на линиях соединений. Варакторы на линиях соединений должны управляться совместно, а общее количество элементов управления в этом случае будет равно 4. Поскольку емкостью РЧ МЕМС варакторов управляют аналоговым образом, управление электрической длиной шлейфа и линий соединения также осуществляется аналоговым образом, что в результате приводит к аналоговому управлению вносимой фазой и амплитудой. Недостатком здесь является ограниченный диапазон настройки РЧ МЕМС варакторов. Диапазоны вносимой фазы и амплитуды зависят от диа- 5 021857 пазонов, предоставляемых варакторами, однако эти пределы могут быть расширены путем подключения нескольких варакторов параллельно.
В третьем способе 3-шлейфовая топология используется в качестве квазианалоговой схемы управления регулируемой фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом с цифровым управлением. Схема применения изобретения представлена на фиг. 6, где шлейфы и линии соединений 3шлейфовой топологии реализованы с использованием распределенных МЕМС линий передач, а именно РЛПМ. РЛПМ, как правило, используются или аналоговым образом, настраивая емкости МЕМС переключателей с помощью аналогового управления напряжением, или цифровым способом, используя МЕМС переключатели в качестве, элементов переключения между двумя конденсаторами. В соответствии с предпочтительным вариантом применения изобретения РЛПМ используются в качестве шлейфов, где каждая модульная секция РЛПМ управляется независимо и используется в качестве цифрового конденсатора с двумя положениями (состояниями). Поскольку для работы 3-шлейфовой топологии важно только входное значение реактивного сопротивления, то, в данном случае, целью является получение большого количества значений реактивного сопротивления, которые получают из комбинации перемещения модульных секций РЛПМ вверх-вниз и охвата широкого спектра значений реактивного сопротивления. Если η РЧ МЕМС переключателей используются в шлейфе, то шлейф может обеспечить 2П значений реактивного сопротивления. Согласно тому же варианту линии соединений также реализованы в виде РЛПМ. Эти РЛПМ используют похожие РЛПМ, которые использовались для цифровых фазовращателей, где они приводятся в действие группами, и каждая группа производит разное количество разностей фаз. Требуемое количество элементов управления для РЛПМ линий соединений не так велико, как число шлейфов. Например, если используется 9 модульных секций РЛПМ в каждом шлейфе и 8 модульных секций РЛПМ в каждой линии соединения, то возможно реализовать схему, которая имеет 1° разрешение по фазе с фазовой ошибкой +1° и с разрешением амплитуды менее 0,2 дБ с ошибкой 5 ± 0,1 дБ на 15 ГГц. Для такой схемы диапазон вносимой фазы будет 0-360°, а диапазон амплитуд - от -2 до -8 дБ. Схема имеет в общей сложности 3x9=27 элементов управления шлейфом плюс, в общей сложности, 5 элементов управления для линий соединений, что дает всего 32 элемента управления схемой.
В четвертом способе 3-шлейфовая топология используется как аналоговая схема управления регулируемой фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом, которая также представлена на фиг. 6. Это ничто иное, как та же реализация третьего способа, однако, модульные секции РЛПМ шлейфов и линий соединения управляются в группах, и с аналоговым напряжением. В этом случае электрические длины шлейфов и линий соединения управляются постоянно, в результате чего получают аналоговую схему управления регулируемой фазой входного сигнала, амплитудой и входным импедансом.
Необходимо отметить, что хотя описанный уровень техники представлен публикациями (1)-(40), однако, насколько точно известно авторам, не была найдена ни одна из публикаций, которая могла бы обеспечить одновременно и независимо сдвиг фазы, управление амплитудой и настройку импеданса.

Claims (5)

  1. ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ
    1. Схема для одновременного непрерывного регулирования сдвига фазы, управления амплитудой и настройки входного импеданса, составленная с использованием 3-шлейфовой топологии, включающая три или более нагруженных шлейфов, две или более линии передачи/волноводов, соединяющие нагруженные шлейфы, при этом нагруженные шлейфы и линии передачи/волноводов выполнены с возможностью регулирования их электрических параметров.
  2. 2. Схема по п.1, в которой линии передачи/волноводы составлены с использованием плоских структур, таких как копланарные волноводы, микрополосковые линии или 3Ό структуры, такие как коаксиальные линии, прямоугольные волноводы, круглые волноводы, полосковые линии, и выполнены с возможностью регулирования электрических параметров шлейфов и линий соединений посредством нескольких пассивных компонентов, таких как компоненты МЕМС, из числа переключателей, варакторов, цифровых конденсаторов или нескольких активных компонентов, таких как ΡΙΝ диоды, РЕТ транзисторы, биполярные транзисторы.
  3. 3. Способ изготовления схемы для одновременного непрерывного регулирования сдвига фазы, управления амплитудой и настройки входного импеданса по п.2, по которому компоненты МЕМС изготавливают монолитно с линиями передачи/волноводами или изготавливают независимо и затем размещают на линиях передачи/волноводах и соединяют с помощью проволоки, ленты, пайки или сварки.
  4. 4. Способ по п.3, по которому всю схему выполняют одним процессом монолитного изготовления.
  5. 5. Способ по п.3, по которому схему выполняют в виде аналоговой, цифровой или квазианалоговой схемы.
EA201200419A 2009-09-15 2009-09-15 Одновременное управление фазой и амплитудой с помощью 3-шлейфовой топологии и её реализация с помощью радиочастотной мемс технологии EA021857B1 (ru)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/TR2009/000116 WO2011034511A1 (en) 2009-09-15 2009-09-15 Simultaneous phase and amplitude control using triple stub topology and its implementation using rf mems technology

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EA201200419A1 EA201200419A1 (ru) 2012-07-30
EA021857B1 true EA021857B1 (ru) 2015-09-30

Family

ID=41582156

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EA201200419A EA021857B1 (ru) 2009-09-15 2009-09-15 Одновременное управление фазой и амплитудой с помощью 3-шлейфовой топологии и её реализация с помощью радиочастотной мемс технологии

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20120194296A1 (ru)
EP (1) EP2478585B1 (ru)
JP (1) JP5498581B2 (ru)
EA (1) EA021857B1 (ru)
WO (1) WO2011034511A1 (ru)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102420351B (zh) * 2012-01-04 2014-06-11 镇江中安通信科技有限公司 功分移相器
DE102012201770B3 (de) * 2012-02-07 2013-04-11 Siemens Ag Verfahren zur digitalen Amplituden- und Phasenregelung eines Hochfrequenzsignals, Schaltungsanordnung und Magnetresonanztomographiesystem
US9450557B2 (en) 2013-12-20 2016-09-20 Nokia Technologies Oy Programmable phase shifter with tunable capacitor bank network
US9871489B2 (en) 2014-01-24 2018-01-16 Siemens Aktiengesellschaft Arrangement and method for radio-frequency (RF) high power generation for compensating a failed power amplifier module
CN105280991B (zh) * 2015-11-13 2018-05-29 南京米乐为微电子科技有限公司 超宽带数字移相器
JP6088033B2 (ja) * 2015-12-16 2017-03-01 三菱樹脂株式会社 積層ポリエステルフィルム
JP6091592B2 (ja) * 2015-12-16 2017-03-08 三菱樹脂株式会社 積層ポリエステルフィルム
JP6088034B2 (ja) * 2015-12-16 2017-03-01 三菱樹脂株式会社 積層ポリエステルフィルム
US9972893B2 (en) * 2015-12-29 2018-05-15 Commscope Technologies Llc Duplexed phased array antennas
EP3188307A1 (en) 2015-12-29 2017-07-05 Synergy Microwave Corporation High performance switch for microwave mems
EP3422464B1 (en) 2015-12-29 2021-02-24 Synergy Microwave Corporation Microwave mems phase shifter
CN106603069A (zh) * 2016-12-15 2017-04-26 中国电子科技集团公司第二十研究所 一种甚低频无源相位合成网络
EP3503284B1 (en) 2017-03-10 2022-05-11 Synergy Microwave Corporation Microelectromechanical switch with metamaterial contacts
EP3782223A4 (en) * 2018-04-19 2021-06-02 Metawave Corporation DISTRIBUTED VARACTOR NETWORK WITH EXTENDED TUNING RANGE

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020153967A1 (en) * 1999-04-02 2002-10-24 Kuniyoshi Nakada Variable phase shifter with reduced frequency-dependent phase deviations
EP1562253A1 (en) * 2004-02-03 2005-08-10 NTT DoCoMo, Inc. Variable resonator and variable phase shifter

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3454906A (en) 1967-05-02 1969-07-08 Texas Instruments Inc Bisected diode loaded line phase shifter
US3872409A (en) 1974-04-30 1975-03-18 Us Army Shunt loaded line phase shifter
US4806888A (en) 1986-04-14 1989-02-21 Harris Corp. Monolithic vector modulator/complex weight using all-pass network
US4977382A (en) 1988-08-23 1990-12-11 Pacific Monolithics Vector modulator phase shifter
US5355103A (en) 1990-06-29 1994-10-11 American Nucleonics Corporation Fast settling, wide dynamic range vector modulator
US5093636A (en) 1990-09-25 1992-03-03 Hewlett-Packard Company Phase based vector modulator
US5168250A (en) 1991-06-17 1992-12-01 E-Systems, Inc. Broadband phase shifter and vector modulator
US5463355A (en) 1994-07-15 1995-10-31 Loral Aerospace Corp. Wideband vector modulator which combines outputs of a plurality of QPSK modulators
US5832926A (en) 1995-12-27 1998-11-10 Towlen; Paul Raymond Head support device
US5808527A (en) * 1996-12-21 1998-09-15 Hughes Electronics Corporation Tunable microwave network using microelectromechanical switches
FR2781106B1 (fr) 1998-07-10 2001-04-13 Commissariat Energie Atomique Modulateur vectoriel
KR20000039236A (ko) 1998-12-11 2000-07-05 서평원 아이(i)/큐(q) 벡터 변조기
US6281838B1 (en) 1999-04-30 2001-08-28 Rockwell Science Center, Llc Base-3 switched-line phase shifter using micro electro mechanical (MEMS) technology
US6356166B1 (en) 1999-08-26 2002-03-12 Metawave Communications Corporation Multi-layer switched line phase shifter
JP3356139B2 (ja) 1999-10-29 2002-12-09 日本電気株式会社 移相器
US6452465B1 (en) * 2000-06-27 2002-09-17 M-Squared Filters, Llc High quality-factor tunable resonator
US6741207B1 (en) 2000-06-30 2004-05-25 Raytheon Company Multi-bit phase shifters using MEM RF switches
WO2002009226A1 (en) * 2000-07-20 2002-01-31 Paratek Microwave, Inc. Tunable microwave devices with auto-adjusting matching circuit
US6509812B2 (en) 2001-03-08 2003-01-21 Hrl Laboratories, Llc Continuously tunable MEMs-based phase shifter
US6806789B2 (en) 2002-01-22 2004-10-19 M/A-Com Corporation Quadrature hybrid and improved vector modulator in a chip scale package using same
JP4464919B2 (ja) * 2003-03-14 2010-05-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 整合回路
US6958665B2 (en) 2003-04-02 2005-10-25 Raytheon Company Micro electro-mechanical system (MEMS) phase shifter
US7068220B2 (en) 2003-09-29 2006-06-27 Rockwell Scientific Licensing, Llc Low loss RF phase shifter with flip-chip mounted MEMS interconnection
US7157993B2 (en) 2003-09-30 2007-01-02 Rockwell Scientific Licensing, Llc 1:N MEM switch module
US7508898B2 (en) * 2004-02-10 2009-03-24 Bitwave Semiconductor, Inc. Programmable radio transceiver
US7259641B1 (en) 2004-02-27 2007-08-21 University Of South Florida Microelectromechanical slow-wave phase shifter device and method
US7315225B2 (en) 2004-11-24 2008-01-01 Ems Technologies Canada, Ltd. Phase shifter providing multiple selectable phase shift states
US7435664B2 (en) * 2006-06-30 2008-10-14 Intel Corporation Wafer-level bonding for mechanically reinforced ultra-thin die
US20080272857A1 (en) 2007-05-03 2008-11-06 Honeywell International Inc. Tunable millimeter-wave mems phase-shifter
US8411795B2 (en) 2007-09-19 2013-04-02 Powerwave Technologies, Inc. High power high linearity digital phase shifter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020153967A1 (en) * 1999-04-02 2002-10-24 Kuniyoshi Nakada Variable phase shifter with reduced frequency-dependent phase deviations
EP1562253A1 (en) * 2004-02-03 2005-08-10 NTT DoCoMo, Inc. Variable resonator and variable phase shifter

Also Published As

Publication number Publication date
EA201200419A1 (ru) 2012-07-30
WO2011034511A1 (en) 2011-03-24
US20120194296A1 (en) 2012-08-02
JP5498581B2 (ja) 2014-05-21
EP2478585B1 (en) 2013-05-29
JP2013504927A (ja) 2013-02-07
EP2478585A1 (en) 2012-07-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EA021857B1 (ru) Одновременное управление фазой и амплитудой с помощью 3-шлейфовой топологии и её реализация с помощью радиочастотной мемс технологии
Lourandakis et al. Circuit agility
US7154440B2 (en) Phase array antenna using a constant-gain phase shifter
US6320480B1 (en) Wideband low-loss variable delay line and phase shifter
US7015773B2 (en) Electronic phase shifter with enhanced phase shift performance
Arnold et al. Fully reconfigurable manifold multiplexer
US20070149159A1 (en) Filter circuit and radio communication system comprising filter
Wong et al. A new class of low-loss high-linearity electronically reconfigurable microwave filter
US20210367356A1 (en) Antenna device
US7205866B2 (en) Electronic phase reflector with enhanced phase shift performance
Lai et al. 2–2.2 GHz reconfigurable 1× 4 filtering beamforming network using novel filtering switch-coupler and twisted rat-race coupler
JPH10256809A (ja) 電子同調型有極フィルタ
Al Abbas et al. Millimeter wave tunable power divider using modified Wilkinson design
Park et al. Low-loss continuous true time delay with delay summing
Park et al. Delay-sum group delay controller with low-loss and low-phase variation
Kawai et al. Tunable ring resonator filter for duplexer
US7683737B2 (en) Broadband phase shifter
US3538460A (en) High power electronically tunable microwave filter composed of nonresonant filter subunits in series
Al-Zayed et al. Five ports power divider designs with controllable power division and switching capabilities
Cheng et al. Directional coupler with good restraint outside the passband and its frequency-agile application
Hettak et al. Compact variable reflective-type SiGe phase shifter using lumped elements for 5 GHz applications
Arruela et al. A 3.6 GHz polar reflection-type vector modulator phase shifter with amplitude control capability
Monti et al. On the use of a Rat-Race Coupler in the Design of a 180° Phase Shifter
KR100613909B1 (ko) 폐루프 구조를 가지는 주파수 가변 필터
Abbosh et al. Three-way signal divider with tunable ratio for adaptive transmitting antenna arrays

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Lapse of a eurasian patent due to non-payment of renewal fees within the time limit in the following designated state(s)

Designated state(s): AM AZ BY KZ KG MD TJ TM

MM4A Lapse of a eurasian patent due to non-payment of renewal fees within the time limit in the following designated state(s)

Designated state(s): RU