JPS6237580B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は通信方式特に単一搬送波で２種類の信
号を伝送するAMステレオ放送方式、例えばモノ
ラルおよびステレオ受信機のAM放送バンドで完
全に両立し得るAMステレオ信号をほぼ歪みなく
送信および受信する方式に用いる送信機に関する
ものである。

AMステレオ信号を送受信する方式としては
種々のものがある。最も簡単な方式は周波数が同
一で位相が直交関係にある２つの搬送波で２種類
の信号ＡおよびＢ例えば左側(L)信号および右側
(R)信号を送信する無修正直交信号方式である。
この方式は米国カラーテレビジヨン伝送で規定さ
れているNTSC方式における１種類の搬送波で２
種類のカラー信号を送信するために用いられてい
る方式に類似している。しかし信号電流整流器を
用いてオーデイオ信号を取出す現在のモノラル受
信機ではステレオ差（Ｌ−Ｒ）信号の量に比例す
る２倍の周波数歪みが存在する。この歪みはステ
レオ信号が基本的に次式で表わされると言う事実
から発生する。

√（１＋＋）^２＋（−）^２cos（ωｔ＋
φ） ここに根号内の項は振幅を表わし φ＝tan^-1（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）とする。
しかしモノラル受信機では受信信号の振幅をほぼ
搬送波の振幅とオーデイオ信号の振幅との和、す
なわち（１＋Ｌ＋Ｒ）とする必要がある。これが
ため（Ｌ−Ｒ）項は歪みを表わし、従つてこの項
が２乗項であるため周波数歪みは２倍となる。ま
たφ項は、位相変調を表わしかつ方式全体で信号
に著しい振幅または位相歪みが存在しない場合モ
ノラル受信機の慣例の包絡線検波器から出力を発
生しない。

また他の従来の方式では（Ｌ＋Ｒ）情報で振幅
変調されかつ（Ｌ−Ｒ）情報で周波数変調される
単一搬送波を送信する技術を採用している。この
場合受信した信号に周波数または位相歪みが存在
するものとすると送信された信号の複素スペクト
ルによりモノラルおよびステレオ受信機に不所望
な歪みが生ずるようになる。（Ｌ−Ｒ）信号に低
周波数成分が含まれる場合には放射されたスペク
トルには多くの側帯波周波数が含まれ、これによ
り位相および振幅に歪みを生ぜしめ従つて振幅変
調に対しFM成分をスプリアス変換するようにな
る。

さらに他の方式では和および差の信号を直交関
係で送信する包絡線の振幅を補正して両立させる
（Ｌ＋Ｒ）成分を歪ませるようにしている。この
目的のためには同相成分を（１＋Ｌ＋Ｒ）から√
（１＋＋）^２（−）^２に変化させると共
に直交成分の大きさが変化しないように保持す
る。これがためステレオ情報の位相が歪みかつ側
帯波の数が増大しその結果モノフオニツクおよび
ステレオ受信機の歪みが著しく増大するようにな
る。本発明の目的は現在の送信機を僅かだけ変更
すると共に受信機のステレオデコード回路を僅か
だけ複雑にするだけで現在のAMモノラル受信機
と両立し得るAMステレオ放送方式に用いる送信
機を提供せんとするにある。

本発明送信機は第１および第２情報信号(A)およ
び(B)の和に比例する信号情報により振幅変調され
且つφ＝tan^-1｛C₁（Ａ−Ｂ）／（C₂＋Ａ＋Ｂ）｝
（ここにC₁およびC₂は定数）の角度φに比例する
信号情報により位相変調された放送搬送波信号を
発生し且つ送信する送信機において、第１および
第２情報信号の和信号により振幅変調された予定
周波数の搬送波信号を発生する装置と、第１およ
び第２情報信号の差信号により振幅変調され、位
相が異る予定周波数の他の搬送波信号を発生する
装置と、振幅変調された搬送波信号を合成し、合
成された搬送波信号を制限して位相変化のみを有
する信号情報を発生する装置と、この位相が変化
する搬送波信号を第１および第２情報信号の和に
より振幅変調する装置とを具えることを特徴とす
る。格別のステレオ信号を得るために（Ｌ＋Ｒ）
成分即ちモノラル情報及び位相即ちステレオ情報
を送信された信号に含ませ、かつ（Ｌ−Ｒ）成分
即ち差情報をその包絡線に含ませないようにす
る。これがためモノラル回路に対する信号は通常
のAMモノラル送信の場合と同様となる。送信機
では所望の変更は僅かとなり従つてAMステレオ
受信機に対する回路は複雑とはならなくなる。本
発明は、送信機において直交信号をステレオ情報
の位相に関連するフアクタだけ乗算すると共にス
テレオ受信機においては受信信号を上述した所と
同一のフアクタで除算するだけで完全は元の直交
信号を再生し得ると言う事実を基として成したも
のである。

図面につき本発明を説明する。

第１図に示す従来の送信機および受信機を具え
るAM直交通信方式と第３図に示す本発明による
送信機および受信機を具える両立可能な通信方式
とを、説明の便宜上左側(L)および右側(R)プログ
ラムチヤンネルを有するステレオ信号によつて説
明するが本発明はこれに限定されるものではな
く、単一搬送波で任意の２種類の信号を送受信す
る方式に適用し得ることは勿論である。

第３図に示す本発明による送信機を具える通信
方式と第１図に示す従来の送信機を具える未変更
兼両立性の直交方式とから明らかなように直交送
信機１０には第１入力端子１１から第１変調器１
２に信号成分（１＋Ｌ＋Ｒ）を供給するプログラ
ム信号通路と、第２入力端子１３から第２変調器
１４に信号成分（Ｌ−Ｒ）を供給する信号通路と
を設ける。またRF励振器１５から発生する搬送
波信号は第１変調器１２に直接供給すると共に90
゜移相器１６を経て第２変調器１４に供給する。
両変調器１２および１４の出力を信号加算器１７
で加算して慣例のように送信される信号を発生し
得るようにする。この信号は次式で数学的に表わ
すことができる。

√（１＋＋）^２＋（−）^２cos（ωｔ＋
φ） ここにφ＝tan^-1（Ｌ−Ｒ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）
とする。この信号をステレオ受信機１８で受信す
ると共に乗積検波器すなわち乗算器２０および２
１で復調すると格別の信号（１＋Ｌ＋Ｒ）および
（Ｌ−Ｒ）が得られるようになる。しかしモノラ
ル受信機２３の包絡線検波器２２では復調した信
号出力を次式で表わすことができる。

√（１＋＋）^２＋（−）^２ この出力はＬ＝Ｒ、即ちモノフオニツクの信号
に対してのみ両立し得るようになる。

第２図の位相スペクトルは第１図の通信方式に
対し変調されかつ送信された信号の軌跡２４を示
す。位相スペクトル２５は非変調搬送波1cosωｔ
を示し、位相スペクトル２６は同相変調信号（Ｌ
＋Ｒ）を示し、位相スペクトル２７は直交信号
（Ｌ−Ｒ）を示す。またφは合成位相スペクトル
２８の瞬時位相角を示しこの角度は軌跡２４から
明らかなように±45゜以上とすることはできな
い。

本発明送信機および受信機を具えるコンパチブ
ルAMステレオ放送方式を第３図に示す。本発明
においても２つの入力端子１１′（１＋Ｌ＋Ｒ）
および１３′（Ｌ−Ｒ）を送信機３０の２個の変
調器１２′および１４′にそれぞれ接続する。RF
励振器１５′および90゜移相器１６′も第１図につ
き説明した所と同様に接続する。変調器１２′お
よび１４′の出力を信号加算器１７′で加算し、振
幅変化をリミツタ３１により除去し、位相情報の
みを残存させるようにする。かようにして得た被
位相変調搬送波を高レベル変調器すなわち乗算器
３２の信号成分（１＋Ｌ＋Ｒ）によつて振幅変調
する。送信された信号を（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ω
ｔ＋φ）で示す。この信号は加算器１７′から元
のステレオ信号をcosφ倍したもの、すなわち
（１＋Ｌ＋Ｒ）／√（１＋＋）^２＋（（−）
^２と等価である。この後者の信号は完全にコンパ
チブルとなる。すなわちこの信号をモノフオニツ
ク受信機２３′で受信し包絡線検波器２２′で復調
するとその出力は信号成分（Ｌ＋Ｒ）に比例する
ようになる。送信された信号をステレオ受信機３
３で受信する場合にはこの信号をリミツタ３４で
振幅制限する。かようにして得たステレオ情報を
乗算器３５でVCO３６からのcosωｔの位相と比
較する。このVCO３６は後述するように送信機
３０のRF励振器１５′の位相に同期させるように
する。従つてこの場合の位相差はcosφとなり乗
算器３５の出力もcosφに比例する。

第７図において後に詳細に示すコレクタ回路３
７では信号を乗算器３５の出力により除算しこれ
により加算器１７′の元のステレオ出力を再生す
る。VCO３６から信号cosωｔを移相器３８およ
び３９で±45゜移送してコレクタ回路３７の出力
を受ける乗算器４０および４１にそれぞれ供給す
る。従つて乗算器４０および４１によつてＬおよ
びＲと直流項との和の出力をそれぞれ発生する。

第４図は第３図の本発明送信機を具える通信方
式における送信信号の位相ベクトルの変形軌跡４
５を示す。軌跡４５内の各点はcosφ倍された軌
跡２４内の各点に対応する。かようにcosφ倍す
ることにより最小の歪みでコンパチブルモノフオ
ニツク信号の送信に対応する最小数の高次の側帯
波を発生させることができる。

本発明送信機を第５図においてさらに詳細に示
す。モノラル送信機においてはクリスタル発振器
より成るRF励振器１５′からの搬送波を変調器３
２に供給する。この場合本発明による発振器の出
力を変換する所望の処理回路４９を点線内に示
す。発振器１５′からの搬送波の周波数を分割し
その一方を移相器１６′で90゜移送する。次いで
分割された２つの直交搬送波を変調器１２′およ
び１４′に供給しこれら変調器の出力を加算器１
７′に供給する。また移相および変調されない搬
送波の一部分を、変調されない搬送波のレベルを
決める搬送波レベル制御器５０を経て加算器１
７′に供給する。加算器１７′の出力をリミツタ３
１で振幅制限して振幅変調成分を除去し、これに
より位相すなわちステレオ情報のみを有する非変
調搬送波を高レベル変調器３２に供給し得るよう
にする。プログラムチヤンネル入力端子５２(L)
および５３(R)のおのおのにはプログラムレベル
リミツタ５４および５５ならびに監視計器５６お
よび５７をそれぞれ接続する。またＬおよびＲ信
号を乗算器１２′に接続されている加算器５８で
合成し信号成分（Ｌ＋Ｒ）を形成する。さらにＲ
信号は反転器６０で反転して乗算器１４′に接続
されている加算器６１に供給し、ここでＬ信号と
合成して信号成分（Ｌ−Ｒ）を形成する。（Ｌ＋
Ｒ）加算器５８の第２出力を時間遅延回路６２を
経て高レベル変調器３２に供給する。遅延回路６
２によつて信号処理回路４９の遅延時間に等しい
遅延時間を得るようにする。これがため変調器３
２の出力は（Ｌ＋Ｒ）情報で振幅変調されかつス
テレオ情報で位相変調された信号となる。

第６図は第３図のステレオ受信機３３をさらに
詳細に示す。受信信号はRF混合―IF増幅段６５
に供給する。このRF混合―IF増幅段６５は慣例
のものであるためその動作説明は省略する。混合
―増幅段６５の出力端子６６ｂの信号の振幅変調
成分はリミツタ３４で除去する。このリミツタ３
４の出力をcos（ωｔ＋φ）で表わし、かつこの
出力を同相検波器である乗算器３５の一方の入力
側に供給すると共に直交検波器である乗算器７０
の一方の入力側にも供給する。この乗算器７０は
位相同期（ロツク）ループ７１の積分段を構成す
る。また低域通過フイルタ７２によつて急激な位
相変化がVCO３６に到達するのを防止するがこ
のフイルタは位相ドリフトを通過せしめるように
する。これがためVCO３６の出力は極めて密に
制御されると共にこの出力は、送信機の発振器１
５′の出力に対して直交関係にあるためπ／２す
なわち90゜移相器７３に供給することができる。
移相器７３の出力cosωｔは乗算器３５の第２入
力側に供給する。乗算器３５の出力側７４に現わ
れる出力I₀cosφをコレクタ回路３７に供給す
る。第７図につき後述するコレクタ回路３７では
混合―増幅段６５の出力端子６６ａの信号を乗算
器３５の出力により除算して直交信号を再生し得
るようにする。第６図の回路のその他の部分は第
３図につき説明した所と同様である。

第７図は第３図の受信機３３の乗算器３５およ
びコレクタ回路３７をさらに詳細に示す。位相検
波器である乗算器３５にはその入力端子８０にリ
ミツタ３４の出力を供給する。リミツタ３４の出
力によつてトランジスタ８１および８２の作動対
を到来搬送波に同期して交互に導通状態に切換え
る。また位相同期ループ７１から取出した端子８
４の基準入力信号は移相器７３を経てトランジス
タで構成した電流源８３に供給する。この移相器
７３は低域通過フイルタとしても作用しトランジ
スタ電流源８３にほぼ正弦波状の基準電流を供給
する。トランジスタ８２のベース個所８５の直流
基準電圧はエミツタホロワ８８から供給する。こ
のエミツタホロワ８８は差動増幅器対８１，８２
に接続する。また電流ミラー８７によつて差動増
幅器対の出力側７４におけるトランジスタ電流源
８３からの任意の静電流を平衡にするため出力電
流は入力端子８０および８４の入力信号間の角度
差の余弦に比例するようになる。乗算器３５から
の電流パルスは積分コンデンサ８６により平滑化
する。

乗算器３５の出力側７４の出力を十分に余弦関
数に近づけるさめには入力端子８０または８４の
一方の高次の高調波をほぼ除去する必要がある。
これがため移相回路網７３を低域通過フイルタと
することによつて発信機の方形波から奇数次の高
調波を除去し得るようにする。

コレクタ回路３７は一対のトランジスタ１００
および１０１を有する差動増幅器をもつて構成す
るのが好適である。トランジスタ１００および１
０１のエミツタホロワの電流は電流源１０２から
供給する。また２個のトランジスタ１０３および
１０４によつて電流ミラーを構成するためトラン
ジスタ１０４の電流はトランジスタ１００の電流
に等しくなる。トランジスタ１００および１０１
電流が等しい場合にはトランジスタ１０４の電流
はトランジスタ１０１の電流に等しく従つて電流
源I₀は零となる。

信号入力部６６ａから取出した信号電圧は２個
の抵抗１０８および１０９、２個のダイオード１
１０および１１１ならびに基準電圧源１１２を経
てトランジスタ１００および１０１のベース間に
それぞれ供給する。この基準電圧源１１２は３個
の抵抗１１４，１１５および１１６より成る分圧
器に結合されたエミツタホロワ１１３をもつて構
成する。トランジスタ１１３のベースは抵抗１１
４および１１５の接続点に接続して基準電圧を得
るようにする。エミツタホロワ１１３のエミツタ
によつて差動増幅器を構成するトランジスタ対１
００および１０１に対する低インピーダンス基準
電圧を供給する。

乗算器３５からの電流Ｉ_rはダイオード１１０
および１１１、抵抗１０８および１０９、電圧源
１１２および入力信号源６６を流れてこれらダイ
オード１１０および１１１を順方向にバイアスす
る。

ダイオード１１０および１１１の順方向インピ
ーダンスと抵抗１０８および１０９とによつて分
圧器を構成するためトランジスタ１００のベース
およびトランジスタ１０１のベース間に供給され
る電圧はダイオード１１０および１１１の順方向
の抵抗と抵抗１０８および１０９との比によつて
減少する。

次にコレクタ回路３７をその電流と乗算器３５
の出力Ｉ_r＝Ｉ_naxcosφとにより説明する。出力
電流をI₀＝I₁I_s／Ｉ_rで表わし、I₁を電流源１０２
により供給される電流とする。Ｉ_sは端子６６ａ
の入力信号電流でありｅ_s／2rで表わす。ここに
2rは極めて大きな値の２個の抵抗９１の和に等し
くする。またｅ_sはｅ_c（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ω_cｔ
＋φ）に等しくし、ｅ_cを非変調搬送波の振幅と
する。さらにＩ_naxはトランジスタ８３のピーク
信号電流とする。これがため次式が成立する。

Ｉ_s＝〔Ie_c（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωct ＋）〕／2rおよび I₀〕〔I₁e_c（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωct ＋φ）〕／2rI_naxcosφ_０ この場合cosφ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）／（１＋Ｌ＋
Ｒ）^２＋（Ｌ−Ｒ）^２であるためI₀＝（I₁e_c／
2rI_nax）√（１＋＋）^２＋（−）^２cos
（ωct＋φ）となりこれは所望の直交信号であ
る。

第８図は本発明送信機と対応する所望の作動と
両立し得る受信機の他の例を示す。本例ではコレ
クタ回路３７を、受信機のオーデイオ部分に設け
ると共に実際上２個の同一のコレクタ回路３７ａ
および３７ｂとする。RF混合―IF増幅器段６５
の出力側６６を単一出力としこれを乗算器４０お
よび４１に接続する。乗算器４０の出力をLcos
φとすると共にこれをコレクタ回路３７ａに供給
し、ここでcosφにより除算してＬ出力を得るよ
うにする。乗算器４１の出力をRcosφとすると
共にこれをコレクタ回路３７ｂに供給しここで
cosφで分割してＲ出力を得るようにする。これ
がため乗算器３５の出力側７４の出力電流を除算
し両コレクタ回路３７ａおよび３７ｂに供給す
る。

第９図は第７図および第８図の受信機のさらに
他の例を示す。本例ではコレクタ回路３７ｃの２
つの入力側８３および７４を移相器７３および乗
算器３５にそれぞれ接続する。コレクタ回路３７
ｃの出力側９５を移相器３８および３９の入力側
に接続すると共にcosφで除算された基準電圧と
する。これがため乗算器４０および４１の出力は
それぞれＬおよびＲ信号となる。

第１０図は、第５図の本発明送信機と同様の送
信機を有する左―右SSB通信方式すなわちcosφ
で変化する直交通信方式の例を示す。本例ではＬ
およびＲ入力信号を加算器８５で加算すると共に
加算器６１で減算する。加算器６１の出力を移相
器９５で90゜移相して前述した所と同様に送信機
に供給する。また所要のステレオ受信機ではデコ
ーデイング角度を変化させて（Ｌ＋Ｒ）出力９６
および（Ｌ−Ｒ）＜π／２出力９７を取出し得る
ようにする。この出力９７を移相器９８で−π／
２だけ移相しその出力を出力９６の場合と同様に
受信機のマトリツクス回路９９に供給する。これ
がためマトリツクス回路９９の出力はＬおよびＲ
信号となる。

第１１図は第１０図の受信機をさらに詳細に示
す。すなわちコレクタ回路３７の入力側を受信機
のRF混合器―IF増幅器段６５の出力側６６に接
続し、コレクタ回路３７の出力側を乗算器４０お
よび４１に接続し、位相同期ループおよび移相回
路網は第６図につき説明した所と同様に接続す
る。本例でも第１０図につき説明した所と同様に
乗算器の一方の出力９７を移相すると共に両乗算
器の出力はマトリツクス回路９９に供給してＬお
よびＲ出力を発生し得るようにする。

第１２図は送信された信号のうちＬ信号が１組
の側帯波に含まれ、Ｒ信号が他の組の側帯波に含
まれる場合の信号スペクトルを示す。またこの送
信された信号には２倍の側帯波で送信される高次
の補正側帯波が含まれることは勿論である。

第１３図は第１０図の通信方式と同様の本発明
送信機の他の単一側帯波通信方式の例を示す。本
例ではプログラム入力信号の一方例えばＲ信号を
移相器９５で90゜移相する。次いで移相した信号
を加算器５８に供給すると共に反転器６０を経て
加算器６１に供給する。第２プログラム信号例え
ばＬ信号は加算器５８および６１に直接供給す
る。これら加算器５８および６１の出力はそれぞ
れ（Ｌ＋Ｒ＜π／２）信号および（Ｌ−Ｒ＜π／
２）信号とする。これらの信号は余弦補正を行う
送信機の場合と同様に搬送波で変調する。余弦補
正を行う直交受信機で受信を行う場合には補正さ
れた信号ＬおよびＲ＜π／２信号となりこの場合
Ｒ信号は移相器９８で90゜の位相遅れとなる。

第１４図は和および差信号が単側帯波で送信さ
れる場合の送信信号のスペクトルを示す。この場
合補正情報は２倍の側帯波で送信される。

これがため直交信号を送信前に角度πの余弦で
乗算しかつ受信機において同一の余弦で除算する
ことにより通信方式によつてモノフオニツク受信
機で完全に両立し得かつステレオフオニツク受信
機で容易に復号される信号を発生することができ
る。この場合φは最初の直交搬送波のベクトル和
と２つの直交搬送波間の角度の２等分線との成す
角度とする。送信される信号はすべて包絡線検波
器内で歪みを生ずることなく直交変調し得る利点
がある。従つて上空波により消失するモノフオニ
ツク信号成分は最小とし得かつ最適のステレオ特
性を得ることができる。これがため本発明送信機
を具える通信方式は包絡線検波および同期検波の
双方を用いることによりモノフオニツク受信機と
両立させることができる。同期検波器の特性を最
適するためにはコレクタ（補正）回路を必要とす
るが無修正同期受信機によつても十分満足し得る
特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は単一搬送波で直交振幅変調された２種
類の信号を送受信する従来の通信方式を示すブロ
ツク図、第２図は第１図の通信方式で送信された
搬送波および側帯波を表わす位相ベクトル図、第
３図は本発明送信機および受信機を具えるAMス
テレオ通信方式を示すブロツク図、第４図は第３
図の通信方式で送信された信号を表わす位相ベク
トル図、第５図は本発明の所望の作動と両立し得
る送信機の一例を示すブロツク図、第６図は本発
明の送信機と対応し所望の作動と両立し得る受信
機の一例を示すブロツク図、第７図は第６図の受
信機の一部分を詳細に示す回路図、第８図は本発
明送信機を具える通信方式と両立し得る受信機の
他の例を示すブロツク図、第９図は同じくそのさ
らに他の例を示すブロツク図、第１０図は本発明
送信機および受信機を具える左―右SSB通信方式
を示すブロツク図、第１１図は第１０図の通信方
式の受信機を示すブロツク図、第１２図は第１０
図の通信方式で送信された信号のスペクトル図、
第１３図は本発明送信機および受信機を具える
SSB通信方式の他の例を示すブロツク図、第１４
図は第１３図の通信方式で送信された信号のスペ
クトル図である。 １０……直交送信機、１１，１１′……第１入
力端子、１２，１２′……第１変調器、１３，１
３′……第２入力端子、１４，１４′……第２変調
器、１５，１５′……RF励振器、１６，１６′…
…90゜移相器、１７，１７′……信号加算器、１
８……ステレオ受信機、２０，２１……乗積検波
器（乗算器）、２２，２２′……包絡線検波器、２
３，２３′……モノラル受信機、２４，４５……
位相ベクトルの軌跡、２５，２６，２７……位相
ベクトル、２８……合成位相ベクトル、３０……
送信機、３１，３４……リミツタ、３２……高レ
ベル変調器（乗算器）、３３……ステレオ受信
機、３５……乗算器（同相検波器）、３６……
VCO、３７……コレクタ回路、３８，３９……
45゜移相器、４０，４１……乗算器、４９……信
号処理回路、５０……搬送波レベル制御器、５
２，５３……プログラムチヤンネル入力端子、５
４，５５……プログラムレベルリミツタ、５６，
５７……監視計器、５８……加算器、６０……反
転器、６１……加算器、６２……時間遅延回路、
６５……RF混合―IF増幅段、６６ａ，６６ｂ…
…出力端子（６５）、７０……乗算器（直交検波
器）、７１……位相同期（ロツク）ループ、７２
……低域通過フイルタ、７３……π／２（90゜）
移相器、９５……移相器、９８……移相器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１および第２情報信号(A)および(B)の和に比
   例する信号情報により振幅変調され且つφ＝
   tan^-1｛C₁（Ａ−Ｂ）／（C₂＋Ａ＋Ｂ）｝（ここに
   C₁およびC₂は定数）の角度φに比例する信号情
   報により位相変調された放送搬送波信号を発生し
   且つ送信する送信機において、第１および第２情
   報信号の和信号により振幅変調された予定周波数
   の搬送波信号を発生する装置と、第１および第２
   情報信号の差信号により振幅変調され、位相が異
   る予定周波数の他の搬送波信号を発生する装置
   と、振幅変調された搬送波信号を合成し、合成さ
   れた搬送波信号を制限して位相変化のみを有する
   信号情報を発生する装置と、この位相が変化する
   搬送波信号を第１および第２情報信号の和により
   振幅変調する装置とを具えることを特徴とする
   AM送信機。