JPH04282937A - ベクトル変調システム、ベクトル変調器 - Google Patents
ベクトル変調システム、ベクトル変調器Info
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- JPH04282937A JPH04282937A JP3273389A JP27338991A JPH04282937A JP H04282937 A JPH04282937 A JP H04282937A JP 3273389 A JP3273389 A JP 3273389A JP 27338991 A JP27338991 A JP 27338991A JP H04282937 A JPH04282937 A JP H04282937A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C5/00—Amplitude modulation and angle modulation produced simultaneously or at will by the same modulating signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【発明の技術分野】本発明は変調システム、特に位相変
調器を使用する新奇のベクトル変調システムに関するも
のである。
調器を使用する新奇のベクトル変調システムに関するも
のである。
【０００２】
【従来技術と問題点】ベクトル変調は、被変調信号が任
意の位相および振幅関係を有することが可能な変調技術
を意味する。ベクトル変調は多くの例において望ましく
、その一つに無線周波数搬送波によるディジタル情報の
転送がある。ベクトル変調器の一つの良く知られている
例は、「Ｉ−Ｑ変調器」である。Ｉ−Ｑ変調器において
は、変調信号は同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）成分へ分割
される。これらは振幅および位相の任意の組合せを形成
するために加算可能な２つの直交信号の（ｂａｓｅ）を
形成する。従って、Ｉ−Ｑ変調器を使用して任意の形式
の振幅、位相、または周波数変調、またはそれらの任意
の組合わせを生成することが理論的に可能となる。
意の位相および振幅関係を有することが可能な変調技術
を意味する。ベクトル変調は多くの例において望ましく
、その一つに無線周波数搬送波によるディジタル情報の
転送がある。ベクトル変調器の一つの良く知られている
例は、「Ｉ−Ｑ変調器」である。Ｉ−Ｑ変調器において
は、変調信号は同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）成分へ分割
される。これらは振幅および位相の任意の組合せを形成
するために加算可能な２つの直交信号の（ｂａｓｅ）を
形成する。従って、Ｉ−Ｑ変調器を使用して任意の形式
の振幅、位相、または周波数変調、またはそれらの任意
の組合わせを生成することが理論的に可能となる。
【０００３】Ｌ．Ｏ．ソース（局部発振源）１２、９０
度位相シフト・ネットワーク１４、第１および第２のミ
キサ１６ａ、１６ｂ、および加算ネットワーク１８を含
む従来のＩ−Ｑ変調器１０を図２に示す。これらのミキ
サは振幅変調器として使用される。第１の入力変調信号
Ｉは、第１のミキサ１６ａによりＬ．Ｏ．信号と混合さ
れる。第２の入力変調信号Ｑは第２のミキサ１６ｂによ
り９０度シフトされたＬ．Ｏ．信号と混合される。次に
、２つの振幅被変調信号はネットワーク１８により加算
され、振幅および位相変調が「同相」信号Ｉおよび「直
角位相」信号Ｑのベクトル合計として記述可能な出力信
号となる。以下で数式により説明を行なう。Ｌ．Ｏ．信
号を以下のように設定する。 ＶＬＯ＝ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（１）Ｖ１ ＝Ｉｅｘｐ（ｊｗｔ）
（２）Ｖ２ ＝Ｑｅｘｐ
（ｊ（ｗｔ＋π／２））
（３）出力信号は以
下の式で与えられる。 Ｖ１ ＋Ｖ２ ＝（Ｉ＋ｊＱ）ιｘｐ（ｊｗｔ）
（４）
度位相シフト・ネットワーク１４、第１および第２のミ
キサ１６ａ、１６ｂ、および加算ネットワーク１８を含
む従来のＩ−Ｑ変調器１０を図２に示す。これらのミキ
サは振幅変調器として使用される。第１の入力変調信号
Ｉは、第１のミキサ１６ａによりＬ．Ｏ．信号と混合さ
れる。第２の入力変調信号Ｑは第２のミキサ１６ｂによ
り９０度シフトされたＬ．Ｏ．信号と混合される。次に
、２つの振幅被変調信号はネットワーク１８により加算
され、振幅および位相変調が「同相」信号Ｉおよび「直
角位相」信号Ｑのベクトル合計として記述可能な出力信
号となる。以下で数式により説明を行なう。Ｌ．Ｏ．信
号を以下のように設定する。 ＶＬＯ＝ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（１）Ｖ１ ＝Ｉｅｘｐ（ｊｗｔ）
（２）Ｖ２ ＝Ｑｅｘｐ
（ｊ（ｗｔ＋π／２））
（３）出力信号は以
下の式で与えられる。 Ｖ１ ＋Ｖ２ ＝（Ｉ＋ｊＱ）ιｘｐ（ｊｗｔ）
（４）
【
０００４】図２の回路がＬ．Ｏ．信号と任意の振幅およ
び任意の位相関係を有する出力信号を発生することがわ
かるであろう。もしＩおよびＱが各々位相が９０度異な
る正弦波信号である場合は、上のミキサにより生成され
る側帯波の一つは下のミキサにより生成される側帯波に
より打ち消される。このように使用した場合、回路は単
一側帯波ミキサとして動作する。
０００４】図２の回路がＬ．Ｏ．信号と任意の振幅およ
び任意の位相関係を有する出力信号を発生することがわ
かるであろう。もしＩおよびＱが各々位相が９０度異な
る正弦波信号である場合は、上のミキサにより生成され
る側帯波の一つは下のミキサにより生成される側帯波に
より打ち消される。このように使用した場合、回路は単
一側帯波ミキサとして動作する。
【０００５】図示されたシステムの欠点は、位相および
振幅精度が双方の信号経路において維持されなければな
らないことである。しかし、これらの特徴を変化させる
回路を使用してこれらの信号を処理することが時々望ま
しい。そのような処理は結果として得られる変調の邪魔
になる。そのような処理の一例はフェーズ・ロック・ル
ープ（ＰＬＬ）を使用するトラッキング・フィルタにお
ける二つの成分信号の周波数変換である。そのような回
路において、ＰＬＬは一般にその成分信号から振幅変調
を取り除き、信号が一定振幅の場合のみ本周波数変換手
法が有益となる。これは一般的には真実ではない。
振幅精度が双方の信号経路において維持されなければな
らないことである。しかし、これらの特徴を変化させる
回路を使用してこれらの信号を処理することが時々望ま
しい。そのような処理は結果として得られる変調の邪魔
になる。そのような処理の一例はフェーズ・ロック・ル
ープ（ＰＬＬ）を使用するトラッキング・フィルタにお
ける二つの成分信号の周波数変換である。そのような回
路において、ＰＬＬは一般にその成分信号から振幅変調
を取り除き、信号が一定振幅の場合のみ本周波数変換手
法が有益となる。これは一般的には真実ではない。
【０００６】
【発明の目的】本発明の目的は、ベクトル変調出力信号
を発生させる場合において振幅変調またはミキサにより
むしろ位相変調器からの一定振幅信号を組み合わせるこ
とにより上記の欠点を解消することである。
を発生させる場合において振幅変調またはミキサにより
むしろ位相変調器からの一定振幅信号を組み合わせるこ
とにより上記の欠点を解消することである。
【０００７】
【発明の概要】本発明で使用する二つの成分相変調信号
は振幅変調を備えていないために、それらは信号の振幅
に影響無しに処理可能である。それらの相対的な振幅に
於ける任意の変化は、加算前にレベル制御回路により訂
正可能である。この柔軟性により、以前のベクトル変調
技術を使用して実現できなかったＰＬＬベースのトラッ
キング・フィルタ等の回路が実現可能となる。
は振幅変調を備えていないために、それらは信号の振幅
に影響無しに処理可能である。それらの相対的な振幅に
於ける任意の変化は、加算前にレベル制御回路により訂
正可能である。この柔軟性により、以前のベクトル変調
技術を使用して実現できなかったＰＬＬベースのトラッ
キング・フィルタ等の回路が実現可能となる。
【０００８】
【発明の実施例】詳細記述
図１によると、本発明の実施例に従った位相に基づくベ
クトル変調システム２０は、図２に示す先行技術による
変調器１０とトポロジにおいては同様であるが、ミキサ
（振幅変調器）１６ａおよび１６ｂを位相変調器２２ａ
、２２ｂと置き換えている。先行技術による変調器の９
０度位相シフト・ネットワーク１４は、任意位相シフト
Ａを発生させる位相シフト・ネットワーク（位相シフタ
）２４により置き換えられる。変調器２０においては、
ライン２６および２８上の成分位相変調信号Ｖａおよび
Ｖｂは、一定振幅を持っているが、加算ネットワーク（
加算器）３２からライン３０上に得られる組合せ出力信
号は、振幅および位相変調の双方を有することが可能で
ある。
クトル変調システム２０は、図２に示す先行技術による
変調器１０とトポロジにおいては同様であるが、ミキサ
（振幅変調器）１６ａおよび１６ｂを位相変調器２２ａ
、２２ｂと置き換えている。先行技術による変調器の９
０度位相シフト・ネットワーク１４は、任意位相シフト
Ａを発生させる位相シフト・ネットワーク（位相シフタ
）２４により置き換えられる。変調器２０においては、
ライン２６および２８上の成分位相変調信号Ｖａおよび
Ｖｂは、一定振幅を持っているが、加算ネットワーク（
加算器）３２からライン３０上に得られる組合せ出力信
号は、振幅および位相変調の双方を有することが可能で
ある。
【０００９】変調器２０における信号は、数学的には以
下のように表現可能である。 ＶＬＯ＝ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（５）Ｖａ ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｘ））
（６）Ｖｂ ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗ
ｔ＋Ｙ＋Ａ））
（７）Ｖａ ＋Ｖｂ ＝
Ｖｏｕｔ ＝（ｅｘｐ（ｊｘ）＋ｅｘｐ（ｊ（Ｙ＋Ａ）
））ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（８）Ｖｏ
ｕｔ ＝（ｃｏｓＸ＋ｊｓｉｎｘ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋
ｊｓｉｎ（Ｙ＋Ａ））ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（９）Ｖｏ
ｕｔ ＝｛ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊ〔ｓｉｎＸ
＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ）〕｝ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（１０）
下のように表現可能である。 ＶＬＯ＝ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（５）Ｖａ ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗｔ＋Ｘ））
（６）Ｖｂ ＝ｅｘｐ（ｊ（ｗ
ｔ＋Ｙ＋Ａ））
（７）Ｖａ ＋Ｖｂ ＝
Ｖｏｕｔ ＝（ｅｘｐ（ｊｘ）＋ｅｘｐ（ｊ（Ｙ＋Ａ）
））ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（８）Ｖｏ
ｕｔ ＝（ｃｏｓＸ＋ｊｓｉｎｘ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋
ｊｓｉｎ（Ｙ＋Ａ））ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（９）Ｖｏ
ｕｔ ＝｛ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）＋ｊ〔ｓｉｎＸ
＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ）〕｝ｅｘｐ（ｊｗｔ）
（１０）
【００１
０】位相に基づくベクトル変調器２０の出力が従来のＩ
−Ｑ変調器１０の出力に等しく設定される場合は、図２
の入力Ｉ−Ｑ信号および図１の入力Ｉ−Ｑ信号間の写像
が以下のようになる。 Ｉ＝ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）
（
１１）Ｑ＝ｓｉｎｘ＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ）
（１２）
０】位相に基づくベクトル変調器２０の出力が従来のＩ
−Ｑ変調器１０の出力に等しく設定される場合は、図２
の入力Ｉ−Ｑ信号および図１の入力Ｉ−Ｑ信号間の写像
が以下のようになる。 Ｉ＝ｃｏｓＸ＋ｃｏｓ（Ｙ＋Ａ）
（
１１）Ｑ＝ｓｉｎｘ＋ｓｉｎ（Ｙ＋Ａ）
（１２）
【００１１】もし以下のようにした場合、
Ｍ＝ＳＱＲＴ（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）
（１３）但し、ＳＱＲＴは平方根を意味する。 θ＝ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）
（１４）以下の式が得られる。 Ｘ＝θ−ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１５）Ｙ＝θ−Ａ＋ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１６）すでに説明したように、位相シフ
ト値「Ａ」は任意の値である。しかし、もしＡ＝０また
はＡ＝９０度である場合は、その関連する写像変換が簡
略化される。もしＡ＝０ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１７）Ｙ＝θ＋ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１８）もしＡ＝９０度ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１９）Ｙ＝θ−ｓｉｎ−１（Ｍ／２）
（２０）上記の導出過程は、図２のＩ
−Ｑ変調器１０と同様に動作する変調器が振幅変調器の
代わりに位相変調器を使用することにより作成可能であ
ることを示す。しかし、入力信号ＸおよびＹの値は、Ｉ
およびＱの値の関数である必要がある。前の議論により
、この関係は以下の通りとなる。 Ｘ＝ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ９）−ｃｏｓ−１（ＳＱＲＴ（
Ｉ２ ＋Ｑ２ ）／２）（２１）Ｙ＝ｔａｎ−１（Ｑ／
Ｉ）−Ａｃｏｓ−１（ＳＱＲＴ（Ｔ２ ＋Ｑ２ ）／２
）（２２）
Ｍ＝ＳＱＲＴ（Ｉ２ ＋Ｑ２ ）
（１３）但し、ＳＱＲＴは平方根を意味する。 θ＝ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）
（１４）以下の式が得られる。 Ｘ＝θ−ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１５）Ｙ＝θ−Ａ＋ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１６）すでに説明したように、位相シフ
ト値「Ａ」は任意の値である。しかし、もしＡ＝０また
はＡ＝９０度である場合は、その関連する写像変換が簡
略化される。もしＡ＝０ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１７）Ｙ＝θ＋ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１８）もしＡ＝９０度ならば、 Ｘ＝θ−ｃｏｓ−１（Ｍ／２）
（１９）Ｙ＝θ−ｓｉｎ−１（Ｍ／２）
（２０）上記の導出過程は、図２のＩ
−Ｑ変調器１０と同様に動作する変調器が振幅変調器の
代わりに位相変調器を使用することにより作成可能であ
ることを示す。しかし、入力信号ＸおよびＹの値は、Ｉ
およびＱの値の関数である必要がある。前の議論により
、この関係は以下の通りとなる。 Ｘ＝ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ９）−ｃｏｓ−１（ＳＱＲＴ（
Ｉ２ ＋Ｑ２ ）／２）（２１）Ｙ＝ｔａｎ−１（Ｑ／
Ｉ）−Ａｃｏｓ−１（ＳＱＲＴ（Ｔ２ ＋Ｑ２ ）／２
）（２２）
【００１２】上記の変換は図３に示すように
ＲＯＭのテーブル３４により実現可能である。Ｉおよび
Ｑに対するディジタル・ワードは、ＲＯＭアドレス・ラ
インへ入力される。ＸおよびＹの対応する値はＲＯＭ内
に記憶され、出力ライン上に提供される。この関数は上
記の公式に従ってＸおよびＹを計算する専用信号プロセ
ッサを使用することによっても実現可能である。
ＲＯＭのテーブル３４により実現可能である。Ｉおよび
Ｑに対するディジタル・ワードは、ＲＯＭアドレス・ラ
インへ入力される。ＸおよびＹの対応する値はＲＯＭ内
に記憶され、出力ライン上に提供される。この関数は上
記の公式に従ってＸおよびＹを計算する専用信号プロセ
ッサを使用することによっても実現可能である。
【００１３】図示システムの位相変調器２２は、アナロ
グ入力変調信号に対応する種類であり、この場合ＲＯＭ
３４および変調器の間にＤ／Ａ変換器が使用可能である
。以下で詳述されるように別の方法では、位相変調器は
ディジタル変調信号に対応するタイプの場合があり、こ
の場合その種の変換器は必要でない。
グ入力変調信号に対応する種類であり、この場合ＲＯＭ
３４および変調器の間にＤ／Ａ変換器が使用可能である
。以下で詳述されるように別の方法では、位相変調器は
ディジタル変調信号に対応するタイプの場合があり、こ
の場合その種の変換器は必要でない。
【００１４】従来のＩ−Ｑ変調器１０と比べた図示の位
相に基づく変調器２０の大きな利点は、加算ネットワー
ク３２へ加えられた２つの成分信号Ｖａ およびＶｂ
が、位相変調されたために一定で等しい振幅を備えてい
るということである。この特徴により、加算前に振幅制
限増幅器または信号Ｖａ およびＶｂ の他の周波数（
無線周波数またはマイクロ波）へのＰＬＬ（加算ループ
）変換等の非線形信号処理が可能となる。事実、これら
２つの信号間の位相関係を維持する任意の演算を実行す
ることが可能である。加算ネットワークにおけるレベル
制御回路により任意の振幅歪が訂正可能である。これと
比較し、従来のＩ−Ｑ変調器１０はその成分信号Ｖ１
およびＶ２ の振幅変調により線形信号処理を必要とし
、従ってその種の変調器の使用範囲が限定される。
相に基づく変調器２０の大きな利点は、加算ネットワー
ク３２へ加えられた２つの成分信号Ｖａ およびＶｂ
が、位相変調されたために一定で等しい振幅を備えてい
るということである。この特徴により、加算前に振幅制
限増幅器または信号Ｖａ およびＶｂ の他の周波数（
無線周波数またはマイクロ波）へのＰＬＬ（加算ループ
）変換等の非線形信号処理が可能となる。事実、これら
２つの信号間の位相関係を維持する任意の演算を実行す
ることが可能である。加算ネットワークにおけるレベル
制御回路により任意の振幅歪が訂正可能である。これと
比較し、従来のＩ−Ｑ変調器１０はその成分信号Ｖ１
およびＶ２ の振幅変調により線形信号処理を必要とし
、従ってその種の変調器の使用範囲が限定される。
【００１５】図４はＰＬＬを使用した周波数変換用の標
準システム３６を示す。変調器２２の各々からの位相変
調出力は、加算ループ３８へ送られる。各加算ループは
、ループ・フィルタ４０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４
２、ミキサ４４、および位相検出器４６を一部として含
む。参照信号源４８がＶＣＯ出力信号と混合するために
ミキサ４４へ周波数変換信号を提供する。
準システム３６を示す。変調器２２の各々からの位相変
調出力は、加算ループ３８へ送られる。各加算ループは
、ループ・フィルタ４０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４
２、ミキサ４４、および位相検出器４６を一部として含
む。参照信号源４８がＶＣＯ出力信号と混合するために
ミキサ４４へ周波数変換信号を提供する。
【００１６】動作状態では、そのループの動作によりミ
キサ４４からの出力信号はロックされ、その関連する位
相変調器２２からの入力信号と同じ周波数および位相を
有する。従って、各ＶＣＯ出力信号は対応する入力信号
と同じ位相特性を持つが参照信号と等しい量だけ周波数
が移行される。
キサ４４からの出力信号はロックされ、その関連する位
相変調器２２からの入力信号と同じ周波数および位相を
有する。従って、各ＶＣＯ出力信号は対応する入力信号
と同じ位相特性を持つが参照信号と等しい量だけ周波数
が移行される。
【００１７】位相検出器４６は、各々いくつかの形式の
うちの一つをとることが可能である。その一つは単純な
ミキサまたは乗算器である。もう一つはデュアル・フリ
ップ・フロップ・ゼロ・クロス検出器である。いずれの
場合でも、位相検出器は所望の位相差信号の外にループ
：フィルタ４０により抑制されるべき不要高周波信号（
すなわち、ミキサ位相検出器における加算積および参照
発振器のフィードスルーならびにフリップ・フロップ位
相検出器のディジタル雑音など）を発生させる。またル
ープ・フィルタは、ロック・アップ時間等のそのループ
のある種の動的特性を決定している。
うちの一つをとることが可能である。その一つは単純な
ミキサまたは乗算器である。もう一つはデュアル・フリ
ップ・フロップ・ゼロ・クロス検出器である。いずれの
場合でも、位相検出器は所望の位相差信号の外にループ
：フィルタ４０により抑制されるべき不要高周波信号（
すなわち、ミキサ位相検出器における加算積および参照
発振器のフィードスルーならびにフリップ・フロップ位
相検出器のディジタル雑音など）を発生させる。またル
ープ・フィルタは、ロック・アップ時間等のそのループ
のある種の動的特性を決定している。
【００１８】変調器２０の位相変調器２２ａ、および２
２ｂは、多くの方法で実現可能である。その一つは単純
なＰＬＬを使用することである。米国特許第４，５４６
，３３１号に開示されているように、ＰＬＬの出力信号
がそのロックされた状態をアナログ変調信号により摂動
することにより位相変調可能であることはよく知られて
いる。他の手法では、（アナログよりもむしろ）ディジ
タル変調信号が使用される。
２ｂは、多くの方法で実現可能である。その一つは単純
なＰＬＬを使用することである。米国特許第４，５４６
，３３１号に開示されているように、ＰＬＬの出力信号
がそのロックされた状態をアナログ変調信号により摂動
することにより位相変調可能であることはよく知られて
いる。他の手法では、（アナログよりもむしろ）ディジ
タル変調信号が使用される。
【００１９】ディジタル変調入力により位相変調を実現
するいくつかの方法が存在する。その一つは、ディジタ
ル周波数制御ポートを備えているＰＬＬ合成器等の周波
数合成器を使用することである。ＲＯＭ３４からのディ
ジタル変調ワードがこの制御ポートへ加えられる周波数
制御信号と加算される場合、周波数が変調されるであろ
う。位相変調が周波数変調の積分であるために、ディジ
タル変調ワードを処理しそれらの導関数を作成し、それ
らの導関数ワードを周波数制御ポートにおいて加算する
ことにより位相変調が実現可能である。
するいくつかの方法が存在する。その一つは、ディジタ
ル周波数制御ポートを備えているＰＬＬ合成器等の周波
数合成器を使用することである。ＲＯＭ３４からのディ
ジタル変調ワードがこの制御ポートへ加えられる周波数
制御信号と加算される場合、周波数が変調されるであろ
う。位相変調が周波数変調の積分であるために、ディジ
タル変調ワードを処理しそれらの導関数を作成し、それ
らの導関数ワードを周波数制御ポートにおいて加算する
ことにより位相変調が実現可能である。
【００２０】処理の邪魔をせずにＲＯＭ３４から変調器
へディジタルＸおよびＹワードが直接印加されることを
可能にするディジタル位相変調のための他の一つの技術
では、図５に示すように変調器としてフラクショナルＮ
ＰＬＬ回路５０を変調器として使用することである
。 そのような回路は米国特許第３，９２８，８１３号、第
４，２０４，１７４号、第４，６８６，４８８号、第４
，７５８，８０２号、第４，７６３，０８３号、第４，
８００，３４２号、第４，８９０，０７１号、および第
４，９１８，４０５号により開示されるように技術にお
いてよく知られている。あるループ構成において、出力
信号の瞬時位相をディジタルで表わしたものを備えてい
る信号ノードが存在する。ＲＯＭからこのノード内へデ
ィジタル変調ワードを加算することにより、結果として
得られる出力信号の位相変調が実現される。
へディジタルＸおよびＹワードが直接印加されることを
可能にするディジタル位相変調のための他の一つの技術
では、図５に示すように変調器としてフラクショナルＮ
ＰＬＬ回路５０を変調器として使用することである
。 そのような回路は米国特許第３，９２８，８１３号、第
４，２０４，１７４号、第４，６８６，４８８号、第４
，７５８，８０２号、第４，７６３，０８３号、第４，
８００，３４２号、第４，８９０，０７１号、および第
４，９１８，４０５号により開示されるように技術にお
いてよく知られている。あるループ構成において、出力
信号の瞬時位相をディジタルで表わしたものを備えてい
る信号ノードが存在する。ＲＯＭからこのノード内へデ
ィジタル変調ワードを加算することにより、結果として
得られる出力信号の位相変調が実現される。
【００２１】すべてのそのような回路において、二つの
ＰＬＬまたは合成器は同じ参照信号へロックされなけれ
ばならないが、それらの間に任意の、固定位相オフセッ
ト（図１の「Ａ」）を持つ場合がある。任意のその種の
オフセットは、ＲＯＭ３４内に記憶される方程式（２１
）および（２２）により計算されるデータにおいて反映
可能である。
ＰＬＬまたは合成器は同じ参照信号へロックされなけれ
ばならないが、それらの間に任意の、固定位相オフセッ
ト（図１の「Ａ」）を持つ場合がある。任意のその種の
オフセットは、ＲＯＭ３４内に記憶される方程式（２１
）および（２２）により計算されるデータにおいて反映
可能である。
【００２２】すでに述べたように、成分位相変調信号Ｖ
ａ およびＶｂ はそれらの元の位相特性を維持する任
意の方法で処理可能である。もし処理が信号間の振幅バ
ランスを変化させる場合は、このバランスは図６の回路
５２等のレベル制御回路を使用することにより回復可能
である。
ａ およびＶｂ はそれらの元の位相特性を維持する任
意の方法で処理可能である。もし処理が信号間の振幅バ
ランスを変化させる場合は、このバランスは図６の回路
５２等のレベル制御回路を使用することにより回復可能
である。
【００２３】図６の回路５２において、各ＲＦ（無線周
波）信号Ｖａ およびＶｂ は制御ポート５６へ送られ
る制御信号に応じてその振幅を変化させる振幅変調器５
４へ最初に提供される。その出力信号は、増幅器５８へ
供給される。増幅器５８からの出力は加算ネットワーク
３２へ送られる。振幅検出器６０ａおよび６０ｂは増幅
器５８ａおよび５８ｂの出力をサンプルし、信号を差動
像幅器６２へ提供する。この増幅器の出力は振幅変調器
５４ｂの制御ポート５６ｂを駆動する（固定バイアス信
号が他方の制御ポート５６ａへ送られる）。回路５２は
振幅変調器５４ｂの利得にサーボ自動フィード・バック
制御をかけ、加算ネットワーク３２へ送られる二つの信
号間の振幅バランスを維持する。
波）信号Ｖａ およびＶｂ は制御ポート５６へ送られ
る制御信号に応じてその振幅を変化させる振幅変調器５
４へ最初に提供される。その出力信号は、増幅器５８へ
供給される。増幅器５８からの出力は加算ネットワーク
３２へ送られる。振幅検出器６０ａおよび６０ｂは増幅
器５８ａおよび５８ｂの出力をサンプルし、信号を差動
像幅器６２へ提供する。この増幅器の出力は振幅変調器
５４ｂの制御ポート５６ｂを駆動する（固定バイアス信
号が他方の制御ポート５６ａへ送られる）。回路５２は
振幅変調器５４ｂの利得にサーボ自動フィード・バック
制御をかけ、加算ネットワーク３２へ送られる二つの信
号間の振幅バランスを維持する。
【００２４】好ましい実施例に関連して本発明の原理を
説明および図解したことにより、その原理から離れずに
本発明が配置および詳細において変更可能であることが
明らかであろう。例えば、位相変調器がフラクショナル
Ｎ ＰＬＬから構成されるという実施例に関連し本発
明が図解された一方、他の実施例では位相変調器は直接
ディジタル合成器から構成可能である。そのような合成
器は米国特許第４，８０９，２０５号、第４，８７８，
０３５号、第４，９２６，１３０号、および第４，９３
３，８９０号および欧州特許第３３８，７４２Ａ号、日
本国特許第１，０９０，６１１号、英国特許第２，１２
１，６２７号、および西独国特許３，８２９，９８５Ａ
号に開示される技法においてよく知られている。同様に
、ＩおよびＱ信号を入力信号として使用する変調器に対
して本発明が説明されたが、それは別の実施例において
は、入力信号が振幅および位相の形をとる可能性がある
ことが認識されるであろう。
説明および図解したことにより、その原理から離れずに
本発明が配置および詳細において変更可能であることが
明らかであろう。例えば、位相変調器がフラクショナル
Ｎ ＰＬＬから構成されるという実施例に関連し本発
明が図解された一方、他の実施例では位相変調器は直接
ディジタル合成器から構成可能である。そのような合成
器は米国特許第４，８０９，２０５号、第４，８７８，
０３５号、第４，９２６，１３０号、および第４，９３
３，８９０号および欧州特許第３３８，７４２Ａ号、日
本国特許第１，０９０，６１１号、英国特許第２，１２
１，６２７号、および西独国特許３，８２９，９８５Ａ
号に開示される技法においてよく知られている。同様に
、ＩおよびＱ信号を入力信号として使用する変調器に対
して本発明が説明されたが、それは別の実施例において
は、入力信号が振幅および位相の形をとる可能性がある
ことが認識されるであろう。
【００２５】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明のベクトル
変調装置等においては、ベクトルの成分信号の変調に振
幅変調器を用いることなく、位相変調器を用いるため、
被変調成分出力の振幅変化が抑制される。そして、この
成分出力に対し位相関係を損わない任意の非線形処理（
例えば振幅制限やＰＬＬによる周波数変換）がなされ、
それら処理済成分を加算出力できる。また、従来のＩ−
Ｑ変調を本発明の変調に変換することも可能であるから
、従来の変調に比較し本発明の実施により広範囲のベク
トル変調が可能となる。
変調装置等においては、ベクトルの成分信号の変調に振
幅変調器を用いることなく、位相変調器を用いるため、
被変調成分出力の振幅変化が抑制される。そして、この
成分出力に対し位相関係を損わない任意の非線形処理（
例えば振幅制限やＰＬＬによる周波数変換）がなされ、
それら処理済成分を加算出力できる。また、従来のＩ−
Ｑ変調を本発明の変調に変換することも可能であるから
、従来の変調に比較し本発明の実施により広範囲のベク
トル変調が可能となる。
【図１】本発明の一実施例による位相に基づくベクトル
変調器のブロック図である。
変調器のブロック図である。
【図２】従来技術のＩ−Ｑ変調器のブロック図である。
【図３】本発明の位相に基づくベクトル変調技術を用い
たＩ−Ｑ変調器のブロック図である。
たＩ−Ｑ変調器のブロック図である。
【図４】本発明の一実施例の位相に基づくベクトル変調
器において、位相ロック・ループによる周波数移行を説
明するためのブロック図である。
器において、位相ロック・ループによる周波数移行を説
明するためのブロック図である。
【図５】位相変調器としてフラクショナルＮループを用
いた本発明の一実施例に基づくベクトル変調器のブロッ
ク図である。
いた本発明の一実施例に基づくベクトル変調器のブロッ
ク図である。
【図６】本発明の一実施例の位相に基づくベクトル変調
器とともに用いるための振幅制御回路のブロック図であ
る。
器とともに用いるための振幅制御回路のブロック図であ
る。
１２：局部発振器（Ｌ．Ｏ．）
２２ａ，２２ｂ：位相変調器
２４：位相シフト・ネットワーク（位相シフタ）３２：
加算ネットワーク（加算器）
加算ネットワーク（加算器）
Claims (4)
- 【請求項１】第１，第２の変調信号にそれぞれ応答する
第１，第２の回路のそれぞれから出力される成分信号を
加算してベクトル被変調信号を出力する変調システムに
おいて、前記第１，第２の回路が位相変調器から成るこ
とを特徴とするベクトル変調システム。 - 【請求項２】後記（イ）及至（ヘ）より成るベクトル変
調器。 （イ）局部発振器信号の発振源。 （ロ）第１，第２の加算入力と加算出力とを有する加算
ネットワーク。 （ハ）前記発振源に接続された第１の入力と第１の変調
データ信号を受信するための第２の入力と前記第１の加
算入力に接続された第１の出力とを有する第１の位相変
調器。 （ニ）前記発振源に接続された第３の入力と第２の変調
データ信号を受信するための第４の入力と前記第２の加
算入力に接続された第２の出力とを有する第２の位相変
調器。 （ホ）直交Ｉ−Ｑ信号を受信するための入力手段。 （ヘ）前記直交Ｉ−Ｑ信号を変換して前記第１，第２の
変調データ信号を生成するための処理装置。 - 【請求項３】後記（イ）及至（ヘ）より成るベクトル変
調装置。 （イ）同相信号及び直交信号を受信するための第１の手
段。 （ロ）前記第１の手段に接続されており、前記同相信号
と前記直交信号とに対応する第１，第２の出力信号を生
成するための第２の手段。 （ハ）局部発振器。 （ニ）前記第１の出力信号と前記局部発振器の出力信号
とに応じて，第１の位相変調された出力信号を生成する
ための第１の位相変調器。 （ホ）前記第２の出力信号と前記局部発振器の出力信号
とに応じて，第２の位相変調された出力信号を生成する
ための第２の位相変調器 （ヘ）前記第１，第２の位相変調器のそれぞれの出力に
接続された第１，第２の入力を有し、前記第１，第２の
位相変調された出力信号の和出力を与える出力を有する
加算器。 - 【請求項４】後記（イ）及至（ホ）の工程より成る位相
変調を用いたＩ−Ｑ変調方法。 （イ）直交Ｉ及びＱ信号を用意する工程。 （ロ）前記Ｉ及びＱ信号に応じてＸ及びＹ信号を決定す
る工程。 （ハ）第１の局部発振器信号を前記Ｘ信号によって位相
変調して第１の出力信号を発生する工程。 （ニ）第２の局部発振器信号を前記Ｙ信号によって位相
変調して第２の出力信号を発生する工程。前記第２の局
部発振器信号は前記第１の局部発振器信号と同じ周波数
を有する。 （ホ）前記第１，第２の出力信号を加算する工程。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US588632 | 1990-09-25 | ||
| US07/588,632 US5093636A (en) | 1990-09-25 | 1990-09-25 | Phase based vector modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04282937A true JPH04282937A (ja) | 1992-10-08 |
| JP3226577B2 JP3226577B2 (ja) | 2001-11-05 |
Family
ID=24354654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27338991A Expired - Fee Related JP3226577B2 (ja) | 1990-09-25 | 1991-09-25 | ベクトル変調システム、ベクトル変調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5093636A (ja) |
| EP (1) | EP0478265B1 (ja) |
| JP (1) | JP3226577B2 (ja) |
| DE (1) | DE69132465T2 (ja) |
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| US11381211B2 (en) | 2005-09-27 | 2022-07-05 | Ronald Quan | Method and apparatus to evaluate audio equipment for dynamic distortions and or differential phase and or frequency modulation effects |
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