JP2948601B2 - Ａｍ復調回路 - Google Patents
Ａｍ復調回路Info
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- JP2948601B2 JP2948601B2 JP17475689A JP17475689A JP2948601B2 JP 2948601 B2 JP2948601 B2 JP 2948601B2 JP 17475689 A JP17475689 A JP 17475689A JP 17475689 A JP17475689 A JP 17475689A JP 2948601 B2 JP2948601 B2 JP 2948601B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 本発明はダイレクト検波方式によるAM（振幅変調）信
号の復調回路に関し、受信した信号と局部発振信号（以
下、局発信号と称する）との周波数差を、AFC（自動周
波数制御）によって取り除き、歪みの発生を極力抑える
ことができる復調回路を提供するものである。
号の復調回路に関し、受信した信号と局部発振信号（以
下、局発信号と称する）との周波数差を、AFC（自動周
波数制御）によって取り除き、歪みの発生を極力抑える
ことができる復調回路を提供するものである。
本発明は、AM復調回路に係り、詳しくはダイレクト検
波方式を適用したAM復調回路に関する。
波方式を適用したAM復調回路に関する。
従来より、多くのAM変調信号を復調する装置が存在す
るが、近年、ダイレクト検波方式によるAM復調回路が注
目されている。このダイレクト検波方式による振幅変調
信号の復調回路の基本原理は、受信信号の周波数と同一
周波数の局発信号とをミキシングして、変調信号の周波
数帯域をローパスフィルタで通過させて変調信号を直接
取り出すものである。
るが、近年、ダイレクト検波方式によるAM復調回路が注
目されている。このダイレクト検波方式による振幅変調
信号の復調回路の基本原理は、受信信号の周波数と同一
周波数の局発信号とをミキシングして、変調信号の周波
数帯域をローパスフィルタで通過させて変調信号を直接
取り出すものである。
このようなダイレクト検波方式によれば、回路構成を
簡単にすることができるとともに、調整箇所が少ないこ
とにより信頼性が向上するなどの利点がある。
簡単にすることができるとともに、調整箇所が少ないこ
とにより信頼性が向上するなどの利点がある。
しかしながら、ダイレクト検波方式の復調回路では、
局発信号と受信信号の周波数に差があると歪みが生じ
る。
局発信号と受信信号の周波数に差があると歪みが生じ
る。
第２図を用いて、このような歪みについて説明する。
第２図はダイレクト検波方式をAM変調回路に適用した
基本原理図である。
基本原理図である。
アンテナ１から入力された放送波はRF（高周波）アン
プ２で増幅され、混合器３により局部発振器17から出力
される局発信号と混合され、ローパスフィルタ５により
混合された信号から変調波の帯域成分のみを取り出し
て、それをアンプ７により増幅してスピーカ29により音
声に変換する。
プ２で増幅され、混合器３により局部発振器17から出力
される局発信号と混合され、ローパスフィルタ５により
混合された信号から変調波の帯域成分のみを取り出し
て、それをアンプ７により増幅してスピーカ29により音
声に変換する。
しかしながら、放送波と局発信号との周波数や位相の
ずれが生じると、混合器３から取り出される変調信号の
レベルがそのずれに応じて変動するため、このままでは
実用性にならない。
ずれが生じると、混合器３から取り出される変調信号の
レベルがそのずれに応じて変動するため、このままでは
実用性にならない。
そこで、本出願人から、特願昭60−113249号として第
３図に示すようなAM復調回路が提案されている。
３図に示すようなAM復調回路が提案されている。
この回路は、混合器3,4にそれぞれ局発信号と局発信
号の位相を90゜だけずらした信号を与えて、直交成分ご
との混合信号を作成する。そしてそれぞれの混合信号を
ローパスフィルタ５、６、アンプ7,8等を介して２乗演
算器11,12へ与え、２乗演算器11,12によって２乗して加
算器13で加算し、その加算結果の平方根を平方根演算器
14により作成するものである。即ち、90゜だけ位相が異
なる局発信号により直交成分ごとに混合信号を得て、そ
の直交成分の合成信号を作成することで、放送波と局発
信号との周波数ずれや位相ずれによるレベルの変動を解
消するものである。
号の位相を90゜だけずらした信号を与えて、直交成分ご
との混合信号を作成する。そしてそれぞれの混合信号を
ローパスフィルタ５、６、アンプ7,8等を介して２乗演
算器11,12へ与え、２乗演算器11,12によって２乗して加
算器13で加算し、その加算結果の平方根を平方根演算器
14により作成するものである。即ち、90゜だけ位相が異
なる局発信号により直交成分ごとに混合信号を得て、そ
の直交成分の合成信号を作成することで、放送波と局発
信号との周波数ずれや位相ずれによるレベルの変動を解
消するものである。
しかしながら、この回路ではアンプ7,8の利得に差が
あると、２乗演算器11,12及び加算器13,平方根演算器14
によって直交成分に分解した混合信号の絶対値を求める
際に歪み成分が発生してしまう。
あると、２乗演算器11,12及び加算器13,平方根演算器14
によって直交成分に分解した混合信号の絶対値を求める
際に歪み成分が発生してしまう。
即ち、入力信号をEi・sin（ω1t＋θ）、局発信号をE
0・sin（ω0t）とおき、アンプ7,8の利得をそれぞれG1,
G2とすると、平方根演算器14の出力Edは、 の項が時間と共に変化すると信号の歪みとなって復調し
た信号に現れる。
0・sin（ω0t）とおき、アンプ7,8の利得をそれぞれG1,
G2とすると、平方根演算器14の出力Edは、 の項が時間と共に変化すると信号の歪みとなって復調し
た信号に現れる。
そこで、アンプ7,8の利得を合わせるようにすれば第
２式は０となり歪み成分はなくなるが、実際には放送波
の強度の変化による出力信号の変動を抑制するためにア
ンプ7,8にはオートゲインコントロール（AGC）が施され
るので、構成が非常に複雑になってしまうという問題が
あった。
２式は０となり歪み成分はなくなるが、実際には放送波
の強度の変化による出力信号の変動を抑制するためにア
ンプ7,8にはオートゲインコントロール（AGC）が施され
るので、構成が非常に複雑になってしまうという問題が
あった。
本発明はこのような問題を解決するものである。
上記課題を解決するために本発明は、所定周波数の局
部発振信号を出力する局部発振器と、 該局部発振信号の位相を90゜移相した90゜移相信号を
出力する90゜移相器と、 復調すべき所望の振幅変調信号と前記局部発振信号と
を混合する第１の混合器と、 該第１の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域
を通過させる第１のローパスフィルタと、前記振幅変調
信号と前記90゜移相信号とを混合する第２の混合器と、 該第２の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域
を通過させる第２のローパスフィルタと、 前記第１及び第２のローパスフィルタをそれぞれ通過
した信号を合成して変調信号を取り出すAM変調回路にお
いて、 前記第１及び第２のローパスフィルタの出力より、振
幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号の周波数との
周波数差成分を抽出するFM復調手段と、 前記局部発振器から出力される局部発振信号の周波数
を、前記所定周波数になるように構成される位相同期ル
ープ回路と、 前記FM復調手段により抽出された周波数変動成分と前
記位相同期ループ回路の出力とを加算する加算器から成
り、前記振幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号と
の周波数差が無くなるように局部発振器の発振周波数を
補正する周波数補正手段とを備えたことを特徴とするも
のである。
部発振信号を出力する局部発振器と、 該局部発振信号の位相を90゜移相した90゜移相信号を
出力する90゜移相器と、 復調すべき所望の振幅変調信号と前記局部発振信号と
を混合する第１の混合器と、 該第１の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域
を通過させる第１のローパスフィルタと、前記振幅変調
信号と前記90゜移相信号とを混合する第２の混合器と、 該第２の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域
を通過させる第２のローパスフィルタと、 前記第１及び第２のローパスフィルタをそれぞれ通過
した信号を合成して変調信号を取り出すAM変調回路にお
いて、 前記第１及び第２のローパスフィルタの出力より、振
幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号の周波数との
周波数差成分を抽出するFM復調手段と、 前記局部発振器から出力される局部発振信号の周波数
を、前記所定周波数になるように構成される位相同期ル
ープ回路と、 前記FM復調手段により抽出された周波数変動成分と前
記位相同期ループ回路の出力とを加算する加算器から成
り、前記振幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号と
の周波数差が無くなるように局部発振器の発振周波数を
補正する周波数補正手段とを備えたことを特徴とするも
のである。
尚、本発明は、前記AM復調回路において、前記搬送波
周波数を変更するときには該位相同期ループ回路を能動
化し、一方、前記局部搬送波周波数を変更しないときに
は前記位相同期ループ回路を非能動化し、且つ前記周波
数補正手段を能動化する制御回路を設けてもよい。
周波数を変更するときには該位相同期ループ回路を能動
化し、一方、前記局部搬送波周波数を変更しないときに
は前記位相同期ループ回路を非能動化し、且つ前記周波
数補正手段を能動化する制御回路を設けてもよい。
第１の混合器は振幅変調信号と局部発振信号とを混合
し、その出力を第１のローパスフィルタを介して出力す
る。
し、その出力を第１のローパスフィルタを介して出力す
る。
一方、90゜移相器は局部発振信号の位相を90゜移相し
た90゜移相信号を出力する。そして第２の混合器によっ
て振幅変調器信号と90゜移相信号とを混合し、第２のロ
ーパスフィルタを介して出力する。
た90゜移相信号を出力する。そして第２の混合器によっ
て振幅変調器信号と90゜移相信号とを混合し、第２のロ
ーパスフィルタを介して出力する。
そして、第１及び第２のローパスフィルタを通過した
第１及び第２の混合器の出力を合成することで変調信号
を取り出す。
第１及び第２の混合器の出力を合成することで変調信号
を取り出す。
また、FM復調手段は第１及び第２のローパスフィルタ
の出力より、振幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信
号の周波数との周波数差成分を抽出し、周波数補正手段
はその抽出された周波数差成分に応じて、その周波数差
成分が無くなるように局部発振器の発振周波数を補正す
る。
の出力より、振幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信
号の周波数との周波数差成分を抽出し、周波数補正手段
はその抽出された周波数差成分に応じて、その周波数差
成分が無くなるように局部発振器の発振周波数を補正す
る。
一方、復調すべき振幅変調信号の搬送波周波数を変更
する場合には、制御回路が周波数補正手段を非能動化
し、且つ位相同期ループ回路を能動化するため、位相同
期ループ回路は局部発振器の発振周波数を所定周波数に
なるように変更する。
する場合には、制御回路が周波数補正手段を非能動化
し、且つ位相同期ループ回路を能動化するため、位相同
期ループ回路は局部発振器の発振周波数を所定周波数に
なるように変更する。
尚、振幅変調信号の搬送波周波数を変更しないときに
は、制御回路が周波数補正手段を能動化し、且つ位相同
期ループ回路を非能動化するため、前述の如く周波数補
正手段により局部発振器の発振周波数の補正が行われ
る。
は、制御回路が周波数補正手段を能動化し、且つ位相同
期ループ回路を非能動化するため、前述の如く周波数補
正手段により局部発振器の発振周波数の補正が行われ
る。
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。
第１図は本発明の実施例を示す構成図である。
制御回路50は操作部51から与えられる操作信号に応答
して受信希望周波数の放送波を受信するように各部を制
御するものである。
して受信希望周波数の放送波を受信するように各部を制
御するものである。
第１図においてアンテナ１に入来した放送波は高周波
アンプ２を経た後に二分岐され、一方は第１の混合器
３、ローパスフィルタ５、A/D変換器９、２乗演算器11
を経た後に加算器13に入力され、他方は混合器４、ロー
パスフィルタ６、A/D変換器10、２乗演算器12を経た後
に加算器13に与えられる。混合器３には局部発振器17か
らの局発信号が直接入力され、混合器４には該局発信号
が90゜移相器16を介して入力される。
アンプ２を経た後に二分岐され、一方は第１の混合器
３、ローパスフィルタ５、A/D変換器９、２乗演算器11
を経た後に加算器13に入力され、他方は混合器４、ロー
パスフィルタ６、A/D変換器10、２乗演算器12を経た後
に加算器13に与えられる。混合器３には局部発振器17か
らの局発信号が直接入力され、混合器４には該局発信号
が90゜移相器16を介して入力される。
加算器13の出力信号は平方根演算器14を介してD/A変
換器15へ与えられる。
換器15へ与えられる。
一方、A/D変換器９、10の出力信号はFM復調器18へ与
えられる。
えられる。
FM復調器18内において、乗算器183,184,186,187は入
力された信号の積を求め、その積に対応する信号を出力
するものである。
力された信号の積を求め、その積に対応する信号を出力
するものである。
乗算器183の２つの入力端子の一方へはA/D変換器９の
出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器９の出力が遅
延器181を介して与えられる。
出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器９の出力が遅
延器181を介して与えられる。
また、乗算器184の２つの入力端子の一方へはA/D変換
器10の出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器10の出
力が遅延器182を介して与えられる。
器10の出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器10の出
力が遅延器182を介して与えられる。
更に、乗算器186の２つの入力端子の一方へはA/D変換
器９の出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器10の出
力が遅延器182を介して与えられる。
器９の出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器10の出
力が遅延器182を介して与えられる。
また、乗算器187の２つの入力端子の一方へはA/D変換
器10の出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器９の出
力が遅延器181を介して与えられる。
器10の出力が直接与えられ、他方へはA/D変換器９の出
力が遅延器181を介して与えられる。
乗算器183,184の出力信号は加算器185へ与えられて加
算され、除算器189の一方の入力端子へ与えられる。
算され、除算器189の一方の入力端子へ与えられる。
また乗算器186,187の出力信号は加算器188へ与えられ
て加算され、除算器189の他方の入力端子へ与えられ
る。
て加算され、除算器189の他方の入力端子へ与えられ
る。
除算器189は加算器185,188からの信号の商を求めるこ
とで、放送波と局発信号との混合信号の周波数ずれを検
出する。
とで、放送波と局発信号との混合信号の周波数ずれを検
出する。
FM復調器18によって検出された周波数のずれ成分は、
D/A変換器19に与えられてFM放送波の受信時に受信信号
として使用されると共に、デジタルローパスフィルタ20
へ与えられる。
D/A変換器19に与えられてFM放送波の受信時に受信信号
として使用されると共に、デジタルローパスフィルタ20
へ与えられる。
デジタルローパスフィルタ20は係数器201,203,205と
遅延器202,206、加算器204からなっており、ラグリード
型のローパスフィルタを形成している。
遅延器202,206、加算器204からなっており、ラグリード
型のローパスフィルタを形成している。
尚、係数器201,203,205の各係数FA,FB,GBは、例えば
遅延器による遅延時間が５μｓである場合、それぞれ0.
10005,−0.09995,0.9999に選ばれる。
遅延器による遅延時間が５μｓである場合、それぞれ0.
10005,−0.09995,0.9999に選ばれる。
デジタルローパスフィルタを通過した周波数のずれ成
分は係数器21を介して加算器24へ与えられ、後述するで
デジタルローパスフィルタ22からの信号と加算された
後、D/A変換器25によってアナログ信号に変換される。
そして、そのアナログ信号はローパスフィルタ26で平滑
された後、電圧制御型共振回路27へ与えられる。電圧制
御型共振回路27はローパスフィルタ26からの信号に応答
して共振周波数が変化するものである。そして局部発振
器17は電圧制御型共振回路27の共振周波数、で発振す
る。
分は係数器21を介して加算器24へ与えられ、後述するで
デジタルローパスフィルタ22からの信号と加算された
後、D/A変換器25によってアナログ信号に変換される。
そして、そのアナログ信号はローパスフィルタ26で平滑
された後、電圧制御型共振回路27へ与えられる。電圧制
御型共振回路27はローパスフィルタ26からの信号に応答
して共振周波数が変化するものである。そして局部発振
器17は電圧制御型共振回路27の共振周波数、で発振す
る。
尚、係数器21の係数Kaは制御回路50によって変更可能
なように構成されている。
なように構成されている。
一方、局部発振器17の信号はプログラマブルカウンタ
28へ与えられる。
28へ与えられる。
プログラマブルカウンタ28、位相比較器23、デジタル
ローパスフィルタ22、加算器24、D/A変換器25、ローパ
スフィルタ26、電圧制御型共振回路27、局部発振器17は
PLLを構成しており、局発信号を受信希望周波数に変化
させる役割を有している。
ローパスフィルタ22、加算器24、D/A変換器25、ローパ
スフィルタ26、電圧制御型共振回路27、局部発振器17は
PLLを構成しており、局発信号を受信希望周波数に変化
させる役割を有している。
プログラマブルカウンタ28は制御回路50から与えられ
る受信希望周波数に対応した分周比であるＮ値に応じ
て、局発信号を分周するものであり、分周された局発信
号は位相比較器23へ与えられる。位相比較器23は分周後
の局発信号信号と図示せぬ基準信号発生器からの信号を
分周して得た基準信号frとの位相差成分に対応したデュ
ーティ比のパルス信号をデジタルローパスフィルタへ出
力するものである。
る受信希望周波数に対応した分周比であるＮ値に応じ
て、局発信号を分周するものであり、分周された局発信
号は位相比較器23へ与えられる。位相比較器23は分周後
の局発信号信号と図示せぬ基準信号発生器からの信号を
分周して得た基準信号frとの位相差成分に対応したデュ
ーティ比のパルス信号をデジタルローパスフィルタへ出
力するものである。
デジタルローパスフィルタ22は係数器221,224、遅延
器223、加算器222からなっている。尚、この係数器221,
224における係数Kb,Kcは制御回路50からの信号に応答し
て変化される。
器223、加算器222からなっている。尚、この係数器221,
224における係数Kb,Kcは制御回路50からの信号に応答し
て変化される。
そして、位相比較器23の出力信号はデジタルローパス
フィルタ22で平滑化され、加算器24、D/A変換器25、ロ
ーパスフィルタ26を介して電圧制御型共振回路27へ与え
られて、局部発振器17の発振周波数を変化させて、局発
信号の周波数を変化させる。
フィルタ22で平滑化され、加算器24、D/A変換器25、ロ
ーパスフィルタ26を介して電圧制御型共振回路27へ与え
られて、局部発振器17の発振周波数を変化させて、局発
信号の周波数を変化させる。
次に、本実施例の動作を説明する。
操作部51が操作され、受信希望周波数が変更される
と、制御回路50は係数器21及びデジタルローパスフィル
タ22の係数器221,224の係数Ka,Kb,Kcを設定し（例え
ば、Ka＝0,Kb＝0.001,Kc＝0.999）、また、プログラマ
ブルカウンタへＮ値を与える。
と、制御回路50は係数器21及びデジタルローパスフィル
タ22の係数器221,224の係数Ka,Kb,Kcを設定し（例え
ば、Ka＝0,Kb＝0.001,Kc＝0.999）、また、プログラマ
ブルカウンタへＮ値を与える。
従って、FM復調器18からの周波数ずれ成分は加算器24
へ与えられず、局発信号の周波数がプログラマブルカウ
ンタ28に与えられたＮ値に応じた周波数になるようにPP
Lが動作する。
へ与えられず、局発信号の周波数がプログラマブルカウ
ンタ28に与えられたＮ値に応じた周波数になるようにPP
Lが動作する。
このようなPPLによる周波数の変更に要する時間は250
ms程度であり、その時間が経過すると制御回路50は係数
器21及びデジタルローパスフィルタ22の係数器221,224
の係数Ka,Kb,Kcを、Ka＝1,Kb＝0,Kc＝１に設定する。
ms程度であり、その時間が経過すると制御回路50は係数
器21及びデジタルローパスフィルタ22の係数器221,224
の係数Ka,Kb,Kcを、Ka＝1,Kb＝0,Kc＝１に設定する。
デジタルローパスフィルタは上述の係数が設定される
ことで、その出力が保持状態となり、局部発振器17から
出力される局発信号の周波数は受信希望周波数になる。
ことで、その出力が保持状態となり、局部発振器17から
出力される局発信号の周波数は受信希望周波数になる。
第１の混合器３から出力される第１の混合信号はアン
テナ１に入力された放送波と局部発振器16から出力され
る局発信号との積に対応しており、また第２の混合器４
から出力される第２の混合信号はアンテナ１に入力され
た放送波と局発信号信号を90゜移相した信号との積に対
応している。
テナ１に入力された放送波と局部発振器16から出力され
る局発信号との積に対応しており、また第２の混合器４
から出力される第２の混合信号はアンテナ１に入力され
た放送波と局発信号信号を90゜移相した信号との積に対
応している。
ここで放送波をａ・sin（ωｔ＋Δθ）とおき、また
局発信号をｂ・sinωｔとおき、さらに90゜移相器から
出力される信号を（−ｂ・cosωｔ）とおくと、混合器
３の出力は、 となる。
局発信号をｂ・sinωｔとおき、さらに90゜移相器から
出力される信号を（−ｂ・cosωｔ）とおくと、混合器
３の出力は、 となる。
また、混合器４の出力は となる。従って、ローパスフィルタ5,6により（２ω＋
Δθ）の周波数成分を取り除くため、ローパスフィルタ
5,6を通過した第１及び第２の混合信号は、大きさが放
送波の信号レベルａと局部発振信号のレベルｂの積で周
波数がΔωの正弦波信号を直交成分に分解したものとな
る。
Δθ）の周波数成分を取り除くため、ローパスフィルタ
5,6を通過した第１及び第２の混合信号は、大きさが放
送波の信号レベルａと局部発振信号のレベルｂの積で周
波数がΔωの正弦波信号を直交成分に分解したものとな
る。
従って、混合器３から出力される第１の混合信号を放
送波の実部Ｒとし、また混合器４から出力される第２の
混合信号を放送波の虚部Ｘとするとすると、一般式とし
て 混合信号＝Ｒ＋jX ……（５） と表される。局発信号の大きさは一定であるため、混合
信号の大きさは放送波の大きさによって決定される。従
って、混合信号の実部Ｒの２乗と虚部Ｘの２乗とを加算
し、加算した結果の平方根を求めることで放送波に含ま
れたAM変調信号を取り出すことができる。ここで、FM復
調器18について説明する。
送波の実部Ｒとし、また混合器４から出力される第２の
混合信号を放送波の虚部Ｘとするとすると、一般式とし
て 混合信号＝Ｒ＋jX ……（５） と表される。局発信号の大きさは一定であるため、混合
信号の大きさは放送波の大きさによって決定される。従
って、混合信号の実部Ｒの２乗と虚部Ｘの２乗とを加算
し、加算した結果の平方根を求めることで放送波に含ま
れたAM変調信号を取り出すことができる。ここで、FM復
調器18について説明する。
ある時間の混合信号の値をＡ＝R1＋jX1とし、その混
合信号の単位時間Δｔ秒の値をＢ＝R2＋jX2とすると
き、 となり、混合信号がΔｔ間に変化した位相量Δθは、 となる。
合信号の単位時間Δｔ秒の値をＢ＝R2＋jX2とすると
き、 となり、混合信号がΔｔ間に変化した位相量Δθは、 となる。
そこで、Δθが微小角度である場合、 であることを考慮して、FM復調器18はある時間の放送波
ＡをA/D変換器9,10から遅延器181,182で遅延させること
で作成し、またΔｔ秒後の放送波をA/D変換器181,182か
ら直接与えられる信号に対応させて、第（８）式に基づ
いて単位時間Δｔ間に変化した位相量Δθ即ち周波数の
ずれ成分を求める。
ＡをA/D変換器9,10から遅延器181,182で遅延させること
で作成し、またΔｔ秒後の放送波をA/D変換器181,182か
ら直接与えられる信号に対応させて、第（８）式に基づ
いて単位時間Δｔ間に変化した位相量Δθ即ち周波数の
ずれ成分を求める。
FM復調器18は、局発信号が温度変化等によりその周波
数が変化して、受信希望周波数からずれたことを検出
し、その量に応じた信号をデジタルローパスフィルタ2
0,係数器21を介して加算器24へ与える。
数が変化して、受信希望周波数からずれたことを検出
し、その量に応じた信号をデジタルローパスフィルタ2
0,係数器21を介して加算器24へ与える。
加算器24はデジタルローパスフィルタ22に保持された
値とFM復調器22からの信号とを加算してD/A変換器25、
ローパスフィルタ26を介して電圧制御型共振回路27へ与
える。尚、FM復調器18から出力される信号は局発信号の
周波数が高くなると、局発信号の周波数を低くするよう
に負の値となり、また局発信号の周波数が低くなると局
発信号の周波数を高くするように正の値となる。
値とFM復調器22からの信号とを加算してD/A変換器25、
ローパスフィルタ26を介して電圧制御型共振回路27へ与
える。尚、FM復調器18から出力される信号は局発信号の
周波数が高くなると、局発信号の周波数を低くするよう
に負の値となり、また局発信号の周波数が低くなると局
発信号の周波数を高くするように正の値となる。
従って、電圧制御型共振回路27はFM復調器18で検出さ
れた局発信号の周波数のずれを打ち消すように制御され
る。
れた局発信号の周波数のずれを打ち消すように制御され
る。
このように本実施例では放送波と局発信号との周波数
ずれが無くなるように帰還を行っているため、前述の第
（２）式における（sinθ）が一定になり、復調した出
力に歪みが現れなくなる。
ずれが無くなるように帰還を行っているため、前述の第
（２）式における（sinθ）が一定になり、復調した出
力に歪みが現れなくなる。
また、放送波の受信強度が低下するとFM復調回路から
周波数ずれ信号が出力されなくなるが、局部発振器へは
一定の制御電圧が与えられつづけるため、局発信号は温
度変化による微小な周波数変動によって僅かに歪みが生
じるが、放送波の受信を継続することができる。尚、こ
のような放送波の受信強度が低下したときには、すでに
S/N比が悪化しているため、僅かな歪みが発生しても問
題は無い。
周波数ずれ信号が出力されなくなるが、局部発振器へは
一定の制御電圧が与えられつづけるため、局発信号は温
度変化による微小な周波数変動によって僅かに歪みが生
じるが、放送波の受信を継続することができる。尚、こ
のような放送波の受信強度が低下したときには、すでに
S/N比が悪化しているため、僅かな歪みが発生しても問
題は無い。
尚、デジタルローパスフィルタ20は発振防止のための
ものであり、発振の恐れがない場合には省略してもよ
い。
ものであり、発振の恐れがない場合には省略してもよ
い。
以上、詳細に説明したように本発明によれば、放送波
と局発信号との周波数ずれが無くなるように帰還を行っ
ているため、復調した出力に歪みが現れなくなる。
と局発信号との周波数ずれが無くなるように帰還を行っ
ているため、復調した出力に歪みが現れなくなる。
また、仮に放送波の受信強度が低下してFM復調回路か
ら周波数ずれ信号が出力されなくなっても、局発信号と
放送波の周波数ずれの補正が中断するだけであり、局発
信号と放送波の周波数が大きく離れることはなく、放送
波の受信を継続することができる。
ら周波数ずれ信号が出力されなくなっても、局発信号と
放送波の周波数ずれの補正が中断するだけであり、局発
信号と放送波の周波数が大きく離れることはなく、放送
波の受信を継続することができる。
さらに、受信すべき振幅変調信号の搬送波周波数を変
更するときに、周波数補正手段を非能動化して位相同期
ループ回路を能動化するように構成することで、該周波
数の変更中に局部発振器が周波数補正手段から発生する
信号に影響されることがなくなり、支障なく周波数の変
更を行うことができる。
更するときに、周波数補正手段を非能動化して位相同期
ループ回路を能動化するように構成することで、該周波
数の変更中に局部発振器が周波数補正手段から発生する
信号に影響されることがなくなり、支障なく周波数の変
更を行うことができる。
第１図は本発明の実施例を示す構成図、第２図はダイレ
クト検波方式をAM復調回路に適用した基本原理図、第３
図は先行技術にかかるAM復調回路を示すブロック図であ
る。 図中、3,4:混合器、9,10:ローパスフィルタ、11,12:2乗
演算器、13:加算器、14:平方根演算器、16:90゜移相
器、17:局部発振器、18:FM復調器
クト検波方式をAM復調回路に適用した基本原理図、第３
図は先行技術にかかるAM復調回路を示すブロック図であ
る。 図中、3,4:混合器、9,10:ローパスフィルタ、11,12:2乗
演算器、13:加算器、14:平方根演算器、16:90゜移相
器、17:局部発振器、18:FM復調器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−127266（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−163664（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−204320（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−273005（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−107559（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03D 1/00 - 1/28
Claims (2)
- 【請求項１】所定周波数の局部発振信号を出力する局部
発振器と、 該局部発振信号の位相を90゜移相した90゜移相信号を出
力する90゜移相器と、 復調すべき所望の振幅変調信号と前記局部発振信号とを
混合する第１の混合器と、 該第１の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域を
通過させる第１のローパスフィルタと、 前記振幅変調信号と前記90゜移相信号とを混合する第２
の混合器と、 該第２の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域を
通過させる第２のローパスフィルタと、 前記第１及び第２のローパスフィルタをそれぞれ通過し
た信号を合成して変調信号を取り出すAM復調回路におい
て、 前記第１及び第２のローパスフィルタの出力より、振幅
変調信号の搬送波周波数と局部発振信号の周波数との周
波数差成分を抽出するFM復調手段と、 前記局部発振器から出力される局部発振信号の周波数
を、前記所定周波数になるように構成される位相同期ル
ープ回路と、 前記FM復調手段により抽出された周波数変動成分と前記
位相同期ループ回路の出力とを加算する加算器から成
り、前記振幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号と
の周波数差が無くなるように局部発振器の発振周波数を
補正する周波数補正手段とを備えたことを特徴とするAM
復調回路。 - 【請求項２】特許請求範囲第１項記載のAM復調回路にお
いて、前記搬送波周波数を変更するときには該位相同期
ループ回路を能動化し、一方、前記局部搬送波周波数を
変更しないときには前記位相同期ループ回路を非能動化
し、且つ前記周波数補正手段を能動化する制御回路を設
けたことを特徴とするAM復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17475689A JP2948601B2 (ja) | 1989-07-06 | 1989-07-06 | Ａｍ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17475689A JP2948601B2 (ja) | 1989-07-06 | 1989-07-06 | Ａｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0340505A JPH0340505A (ja) | 1991-02-21 |
| JP2948601B2 true JP2948601B2 (ja) | 1999-09-13 |
Family
ID=15984133
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17475689A Expired - Fee Related JP2948601B2 (ja) | 1989-07-06 | 1989-07-06 | Ａｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2948601B2 (ja) |
-
1989
- 1989-07-06 JP JP17475689A patent/JP2948601B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0340505A (ja) | 1991-02-21 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |