JP3033908B2 - 振幅変調方式受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 概 要 本発明はダイレクト検波方式による振幅変調方式受信
機であり、受信した信号と局発信号との周波数差を自動
周波数制御（AFC）によつて除去し歪みの発生を抑える
受信機である。特に、本発明においては、前記自動周波
数制御の構成をデジタル信号処理プロセツサ（DSP）な
どによつてデジタル演算処理する。このとき、検出され
る前記周波数差成分の範囲に応じて前記制御の利得を切
換える。これによつて高利得の維持と追従可能な周波数
範囲の確保との両立を図る。また前記デジタル演算処理
を浮動小数点データによつて実行し、その後、実質的に
データ量の増加した固定小数点データに変換することに
よつて前記DSPの出力段であるデジタル／アナログ変換
回路での１ビツトあたりの出力電位を細分化し、出力さ
れる信号のステツプ動作を解消し、出力特性の滑らかな
リニアリテイを確保する。

産業上の利用分野 本発明は、振幅変調方式受信機に関し、特に詳しくダ
イレクト検波方式を適用する振幅変調方式受信機に関す
る。

従来の技術 従来から、多くの振幅変調信号（AM信号）を復調する
装置が存在するけれども、近年ダイレクト検波方式によ
る振幅変調方式受信機（AM受信機）が注目されている。
このダイレクト検波方式によるAM受信機の基本原理は、
受信信号の周波数と同一周波数の局部発振信号（以下、
局発信号という）とを混合して、変調信号の周波数帯域
をローパスフイルタで通過させて変調信号を直接取出す
ものである。

このようなダイレクト検波方式によれば、回路構成を
簡単にすることができるとともに、調整箇所が少なくな
り、信頼性が向上するなどの利点がある。しかしなが
ら、前記ダイレクト検波方式の受信機では、前記局発信
号の周波数と受信信号の周波数とに差があると出力であ
る再生信号に歪みが生じてしまう。そこで本件出願人か
ら特願昭60−113249号として第６図に示すようなAM受信
機が提案されている。

第６図において、アンテナ１から受信される受信信号
は高周波増幅器２で増幅され、混合器3,4にそれぞれ与
えられる。混合器３には局部発振器17からの局発信号
が、また混合器４には前記局発信号の位相を90゜移相器
16にて90゜だけずらした90゜移相信号が与えられ、それ
ぞれ直交成分毎の混合信号が作成される。各混合信号
は、ローパスフイルタ5,6、増幅器7,8などを介して２乗
演算器11,12へ与えられて２乗演算され、加算器13で加
算し、前記加算結果の平方根を平方根演算器14によつて
作成する。前記平方根演算器14からの出力はローパスフ
イルタ18によつて変調信号の周波数帯域成分のみを取出
し、増幅器19にて増幅してスピーカ20から音声に変換す
る。

すなわち90゜だけ位相が異なる局発信号によつて直交
成分毎に混合信号を得て、前記直交成分の合成信号を作
成することで放送波と局発信号との周波数ずれや位相ず
れによるレベルの変動を解消するものである。

しかしながら、この回路では増幅器7,8の利得に差が
あると、２乗演算器11,12および加算器13、平方根演算
器14によつて直交成分に分解した混合信号の絶対値を求
める際に歪み成分が発生してしまう。

前記問題点を解決するための構成の一例として、たと
えば前記ローパスフイルタ5,6を通過した混合信号から
受信信号の搬送波周波数と局発信号の周波数との周波数
差を抽出し、前記抽出結果に基づいて前記周波数差が無
くなるように前記局発信号の周波数を補正する、いわゆ
る自動周波数制御（AFC）の構成が考えられている。

発明が解決しようとする課題 前記自動周波数制御において、高精度な演算を実現す
るためには、たとえば、デジタル信号処理プロセツサ
（DSP）などのデジタル演算回路が用いられる。したが
つて、前記自動周波数制御はデジタル演算回路によつて
取扱われるデータ範囲などに影響されることになる。こ
の中で特に重要な要素としては、前記デジタル演算回路
での周波数差抽出演算結果を局発信号の周波数を補正す
るためのアナログの補正信号に変換するデジタル／アナ
ログ変換回路を効率よく用いることが要求される。

ところで、一般に、デジタル／アナログ変換回路で
は、入力されるデジタルデータに対しアナログの出力電
位が比例して出力される。このため、１ビツトあたりの
出力電位は設定定数によつて決定されている。

第７図は、従来の自動周波数制御において、抽出され
る周波数差成分Δｆと対応して変換される補正信号Epの
関係を示す図である。第７図には、前記デジタル／アナ
ログ変換回路でオーバーフローとなる限界電圧±E0（た
とえば±E0＝±3V）もまた示されている。従来の自動周
波数制御では、周波数差成分Δｆから補正信号Epを生成
する利得が一定である。したがつて、第７図のたとえば
実線l1や２点鎖線l2で示されるように、抽出される周波
数差成分Δｆと変換される補正信号Epとの関係は比例関
係を有しており、前記利得は回路全体の特性などに応じ
て適当に選ばれている。

ところで一般に、自動周波数制御に関して高品位を実
現するためには、前記利得は高く設定することが望まし
い。これによつて高速に周波数差補正が機能し、所望の
局発信号の周波数が得られ、歪みの発生を抑制すること
ができる。すなわち、第７図において２点鎖線l2で示さ
れる利得よりも実線l1で示される利得が望ましい。けれ
ども、前記利得を高く設定すると、前記アナログ／デジ
タル変換回路の限界電圧±E0による制御によつて、自動
周波数制御による追従可能な周波数範囲が狭くなつてし
まう。すなわち第７図において実線l1で示される利得で
の追従可能周波数範囲F1は、２点鎖線l2で示される小さ
な利得での追従可能周波数範囲F2より格段に狭い。換言
すると、自動周波数制御による追従可能周波数範囲の拡
大と前記自動周波数制御の利得の増大とを両立すること
はできない。

また、従来の自動周波数制御の構成をデジタル演算回
路によつて実現する際に、前記デジタル演算されるデー
タを固定小数点演算で行うと、前述のように１ビツトあ
たりの出力電位が設定定数によつて決定されることか
ら、たとえ利得を高く設定したとしても、前記補正信号
Epとなるアナログデータは、前記抽出される周波数差成
分Δｆであるデジタルデータに対して第８図で示される
ように大きくステツプ動作してしまい、要求するリニア
リテイを得ることができない。なお、第８図は第７図の
実線l1を拡大して示す図に相当する。

したがつて本発明の目的は、自動周波数制御での追従
可能な周波数範囲を十分確保することができ、さらに前
記自動周波数制御を高精度な特性で実現して歪み特性を
改善することができる振幅変調方式受信機を提供するこ
とにある。

課題を解決するための手段 本発明は、予め定める周波数の局部発振信号を出力す
る局部発振器と、 前記局部発振信号の位相を90゜移相した90゜移相信号
を出力する90゜移相器と、 復調すべき振幅変調信号と前記局部発振信号とを混合
する第１の混合器と、 前記第１の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯
域を通過させる第１のローパスフイルタと、 前記振幅変調信号と前記90゜移相信号とを混合する第
２の混合器と、 前記第２の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯
域を通過させる第２のローパスフイルタと、 前記第１および第２のローパスフイルタをそれぞれ通
過した信号を合成して変調信号を取出す振幅変調方式受
信機において、 前記第１および第２のローパスフイルタの出力から振
幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号の周波数との
周波数差成分を抽出する周波数差検出手段と、 前記周波数差検出手段によつて抽出された周波数差成
分に応じて補正信号を生成し、前記補正信号に応じて前
記振幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号との周波
数差が無くなるように局部発振器の発振周波数を補正す
る周波数補正手段とを含み、 前記補正信号は、前記周波数差成分が予め定める閾値
未満のときは大きな第１利得に基づいて生成され、前記
周波数差成分が予め定める閾値以上のときは、前記第１
利得より小さい第２利得に基づいて生成されることを特
徴とする振幅変調方式受信機である。

また本発明においては、少なくとも前記周波数差成分
検出手段と周波数補正手段とでは、浮動小数点データに
よつてデジタル演算処理され、 前記周波数補正手段には、出力されるデータに予め定
める定数を乗算し、実質的なデータ部分を高位ビツト側
へ移動させて固定小数点データに変換するデータ変換手
段と、 前記固定小数点データから成る補正信号を、局部発振
器へ入力するためのアナログ信号に変換するデジタル／
アナログ変換手段とを含むことを特徴とする。

作 用 本発明に従えば、第１の混合器は振幅変調信号と局部
発振信号とを混合し、その出力を第１のローパスフイル
タを介して出力する。一方、90゜移相器は局部発振信号
の位相を90゜移相した90゜移相信号を出力する。第２の
混合器では、振幅変調信号と前記90゜移相信号とを混合
し、第２のローパスフイルタを介して出力する。前記第
１および第２のローパスフイルタを通過した第１および
第２の混合器の出力を合成することによつて、変調信号
が取出される。また周波数差検出手段は第１および第２
のローパスフイルタの出力から、振幅変調信号の搬送波
周波数と局部発振信号の周波数との周波数差成分を抽出
し、周波数補正手段はその抽出された周波数差成分に応
じて、補正信号を生成し、前記補正信号によつて前記周
波数差成分が無くなるように局部発振器の発振周波数を
補正する。

本発明においては、前記補正信号は前記周波数差成分
が予め定める閾値未満のときは大きな第１利得に基づい
て生成される。したがつてわずかな周波数差成分は高速
で補正され、自動周波数制御が高精度に実現できる。一
方、前記周波数差成分が予め定める閾値以上のときは、
前記第１利得より小さい第２利得に基づいて前記補正信
号は生成される。したがつてたとえばアナログ／デジタ
ル変換回路の限界電圧などの制約にかかわらず、自動周
波数制御によつて追従可能な周波数範囲を十分大きく確
保することができる。

また本発明においては、少なくとも前記周波数差検出
手段と周波数補正手段とは浮動小数点データによつてデ
ジタル演算処理される。また前記周波数補正手段には、
データ変換手段が含まれており、デジタル演算された浮
動小数点データが、後段のアナログ／デジタル変換回路
のために固定小数点データに変換される際には、前記浮
動小数点データに予め定める定数が乗算されて実質的な
データ部分を高位ビツト側へ移動して変換する。これに
よつて、実質的なデータ部分を有効に確保した大きなデ
ータ量を成す固定小数点データによつてデジタル／アナ
ログ変換回路などが演算されるので、前記回路を効率的
に活用でき、高精度な変換特性が得られる。したがつて
前記周波数差成分から補正信号への変換特性におけるス
テツプ動作が解消され、高精度なリニアリテイが実現で
きる。

実施例 第１図は本発明の実施例を示す構成図である。

制御回路50は操作部51から与えられる操作信号に応答
して受信希望周波数の放送波を受信するように各部を制
御するものである。

第１図においてアンテナ61に入来した放送波は高周波
増幅器62を経た後に二分岐され、一方は第１の混合器6
3、ローパスフイルタ65、増幅器67、アナログ／デジタ
ル変換回路（以下、「A/D変換回路」という）69、２乗
演算器71を経た後に加算器73に入力され、他方は混合器
54、ローパスフイルタ56、増幅器58、A/D変換回路70、
２乗演算器72を経た後に加算器73に与えられる。混合器
63には局部発振器77からの局発信号f0が直接入力され、
混合器64には前記局発信号f0が90゜移相器76を介して入
力される。加算器73の出力信号は平方根演算器74を介し
てデジタル／アナログ変換回路（以下、「D/A変換回
路」という）75へ与えられる。一方、A/D変換回路69,70
の出力信号は周波数差検出回路78へ与えられる。

周波数差検出回路78内において、乗算器79〜82は入力
された信号の積を求め、その積に対応する信号を出力す
るものである。乗算器79の２つの入力端子の一方へはA/
D変換回路69の出力が直接与えられ、他方へは前記A/D変
換回路69の出力が遅延器83を介して与えられる。また乗
算器80の２つの入力端子の一方へはA/D変換回路70の出
力が直接与えられ、他方へはA/D変換回路70の出力が遅
延器84を介して与えられる。さらに乗算器81の２つの入
力端子の一方へはA/D変換回路69の出力が直接与えら
れ、他方へはA/D変換回路70の出力が遅延器84を介して
与えられる。また乗算器82の２つの入力端子の一方へは
A/D変換回路70の出力が直接与えられ、他方へはA/D変換
回路69の出力が遅延器83を介して与えられる。

乗算器79,80の出力信号は加算器85へ与えられて加算
され、除算器86の一方の入力端子へ与えられる。また乗
算器81,82の出力信号は加算器87へ与えられて加算さ
れ、除算器86の他方の入力端子へ与えられる。除算器86
は加算器85,87からの信号の商を求めることで放送波と
局発信号f0との混合信号の周波数差Δｆを検出する。

周波数差検出回路78によつて検出された周波数差成分
Δｆは、D/A変換回路88へ与えられて周波数変調放送波
（FM波）の受信時に受信信号として使用されるととも
に、定数設定回路89へ与えられる。定数設定回路89は周
波数補正手段を成し、入力される位相差成分Δｆに基づ
いて補正信号dfを演算する。本実施例においては、前記
補正信号dfは入力される周波数差成分Δｆの予め定める
閾値fmに対する比較効果に応じて演算される。

演算生成された補正信号dfは係数器90を介して加算器
91へ与えられ、後述するデジタルローパスフイルタ92か
らの信号と加算された後、D/A変換回路93によつてアナ
ログデータに変換され、局部発振器77へ与えられる。局
部発振器77では、こうしてD/A変換回路93から与えられ
る補正信号Ｅに応じて出力する局発信号f0の周波数を補
正する。なお、前記係数器90の係数Kaは制御回路50によ
つて変更可能なように構成されている。また、回路特性
に応じて、前記定数設定回路89の前段にたとえばラグリ
ード形のデジタルローパスフイルタが構成されていても
よい。

一方、局部発振器77の局発信号f0はプログラマブルカ
ウンタ110に与えられる。プログラマブルカウンタ110、
位相比較器111、デジタルローパスフイルタ92、加算器9
1、D/A変換回路93、さらに局部発振器77はフエイズロツ
クドループ回路（PLL）を構成しており、局発信号f0を
希望周波数に変化させる役割を有している。

前記プログラマブルカウンタ110は制御回路50から与
えられる受信希望周波数に対応した分周比であるＮ値に
応じて、局発信号f0を分周するものであり、分周された
局発信号f0は位相比較器111へ与えられる。位相比較器1
11は、分周後の局発信号f0と図示せぬ基準信号発生器か
らの信号を分周して得た基準信号frとの位相差成分に対
応したデユーテイ比のパルス信号をデジタルローパスフ
イルタ92へ出力するものである。

デジタルローパスフイルタ92は係数器120,121、遅延
器122、さらに加算器123から構成される。なお、前記係
数器120,121における係数Kb,Kcは制御回路50からの信号
に応答して変化される。

前記位相比較器111の出力信号はデジタルローパスフ
イルタ92で平滑化されて加算器91、D/A変換回路93を介
して局部発振器77へ与えられ局発信号f0の周波数を変化
させる。

本実施例においては、少なくとも前記周波数差検出回
路78および定数設定回路89などのデジタル演算処理可能
な構成をたとえばデジタル信号処理プロセツサ（DSP）9
4を用いて実現する。第１図においては、前記２乗演算
器71,72や平方根演算器74なども前記DSP94内に構成され
ている。

さらに本実施例においては、前記DSP94内においては
浮動小数点データを取扱つてデジタル演算処理を実行す
る。一方、A/D変換回路69,70およびD/A変換回路93は固
定小数点データとして取扱わなければならない。したが
つて、前記A/DA変換回路69,70からDSP94への信号ライン
sl1,sl2にて、固定小数点データが浮動小数点データに
変換され、一方、DSP94からD/A変換回路93への信号ライ
ンsl3上にて浮動小数点データから固定小数点データへ
の変換が実行される。

第２図には、DSP94内でのデータ処理の関係を示す図
である。また、第１表には各データの一例が示されてい
る。なお第１表においては入出力を16ビツト、内部演算
を24ビツトで行う場合の例である。

A/D変換回路69,70を介して入力される混合信号は、BT
C（binary two complement）表示される16ビツトの固定
小数点データとして入力され、一旦中間データに変換さ
れた後、浮動小数点データに変換される。前記浮動小数
点データに対して、DSP94では、乗算、加算、さらに除
算などの各演算処理が演算回路100にて実行される。前
記演算結果によつて得られる周波数差成分Δｆは前述の
ように定数設定回路89を経て補正信号dfに変換され、ラ
インsl3にて固定小数点データに変換する。

前記浮動小数点データから固定小数点データへ変換す
る際には、一旦中間データを経る。このとき、浮動小数
点データに予め定める定数（本実施例においては「80
（Hex;16進表示」）が処理回路101にて乗算され、演算
結果となる実質的なデータ部分を高位ビツト側に移動し
て中間データに変換する。この中間データを固定小数点
データに変換し、D/A変換回路93へ入力する。したがつ
て、従来のように固定小数点データによつて演算する構
成に比較して浮動小数点データによつて演算する構成に
より、前記演算結果は格段に高精度化する。

第３図は本実施例における周波数差成分Δｆと補正信
号Ｅとの関係を示す図である。第２図において、横軸は
周波数差検出回路78で検出される周波数差成分Δｆを示
し、縦軸は定数設定回路89で変換されて生成されたデジ
タルデータの補正信号dfが、さらにD/A変換回路93を介
して変換されたアナログデータの補正信号Ｅとして示さ
れている。したがつて、縦軸には、D/A変換回路93でオ
ーバーフローとなる限界電圧±E0（たとえば±E0＝±3
V）もまた示されている。

第４図はDSP94内でのデータ演算処理を説明するため
のフローチヤートである。以下、第１図、第３図および
第４図を参照して具体的な数値例を交えながら、周波数
差成分Δｆと補正信号Ｅとの関係を示す。

第１図においてA/D変換回路69,70から混合信号が入力
される毎に第４図のプログラムは実行される。

ステツプm1では、前記混合信号のデータが入力され、
ステツプm2にて前記入力データを浮動小数点データに変
換し、処理はステツプm3へ進む。ステツプm3では、周波
数差検出回路78にて周波数復調処理を行い、受信放送波
の搬送波周波数と局発信号f0の周波数との周波数差成分
Δｆを演算し、処理はステツプm4へ進む。

たとえば、受信放送波と局発信号f0との周波数差が±
5KHzのとき、周波数差成分Δｆは±1.0が出力される。

ステツプm4では、前記演算された周波数差成分Δｆが
追従可能周波数±fbに対して Δｆ＞fb …（１） Δｆ＜−fb …（２） の関係を満足するか否かが判断される。ここで追従可能
周波数fbとは、D/A変換回路93の限界電圧±E0によつて
定められる補正信号Ｅの最大値に対応する周波数差成分
Δｆ、すなわち自動周波数制御で追従可能な周波数差限
界値である。前記判断が否定であるならば処理はステツ
プm5へ進み、第３式を満足する際には定数設定回路89に
て変換されるデジタルの補正信号dfを最大値Loとし、一
方第４式を満足する際には、前記デジタルの補正信号df
を最小値−Loとする。すなわち、前記第３式および第４
式を満足する際には、後述のようにD/A変換回路93の限
界電圧±E0によつてオーバーフローを発生するために、
最大値および最小値に補正信号dfは変換される。前記変
換後、処理はステツプm9へ進む。

一方、前記ステツプm4における判断が肯定であるなら
ば、処理はステツプm6へ進み、前記演算された周波数差
成分Δｆが閾値fm（たとえば0.02）との比較の結果、 ｜Δf|≦fm …（３） を満足しているか否かが判断される。前記判断が肯定で
あるならば、処理はステツプm7へ進み、十分大きい第１
利得G1を用いて第２図の実線l10に示す特性に従い、す
なわち df＝G1×Δｆ …（４） に基づいてデジタルの補正信号dfを生成する。一方、前
記ステツプm6における判断が否定であるならば、すなわ
ち、 fb＞｜Δf|＞fm …（５） の関係を満足するときは、処理はステツプm8へ進み、小
さい第２利得G2を用いて第２図の実線l11で示される特
性に基づき、すなわち df＝G1×（±fm）＋G2×（Δｆfm） …（６） （fmの正負符号は、Δｆの正負に相関する。） からデジタルの補正信号dfを生成する。前記ステツプm
7,ステツプm8において補正信号df生成後、処理はステツ
プm9へ進み、前記定数設定回路89にて生成された補正信
号dfのデータを固定小数点データに変換し、ステツプm1
0にてD/A変換回路93へ入力し、アナログデータの補正信
号Ｅに変換して出力する。補正信号ＥはD/A変換回路93
の限界電圧±E0に応じて±3Vの範囲で出力され、±3Vの
補正信号Ｅの変位に応じて、たとえば±5KHzに亘つて局
発信号f0の周波数を変位させる。

また第３図には、従来の構成のように単一利得G1の際
の周波数差成分Δｆ−補正信号Ｅの特性が重ねて示され
ている。第２図から明確なように、抽出された周波数差
成分Δｆの範囲にかかわらず単一利得G1とする構成であ
るならば、大きい利得とする反面、自動周波数制御によ
つて追従可能な周波数範囲が非常に狭くなつてしまうけ
れども、本実施例のように、周波数ずれを無くすために
必要な利得G1と周波数を近づけるための利得G2とを別個
に設けることによつて、自動周波数制御の高速追従性と
追従可能周波数範囲の拡大の両立を実現している。すな
わち小さい周波数差成分Δｆの範囲では十分大きな第１
利得G1によつて高速追従性が実現でき、一方大きな周波
数差成分Δｆの範囲に対しては小さな第２利得G2を用い
ることによつて、D/A変換回路93の限界電圧±E0などの
制約にかかわらず、より大きな追従可能周波数範囲Ｆを
確保することができる。こうして、より最適な自動周波
数制御による歪み特性の改善を実現することができる。

また本実施例においては、前述のように浮動小数点デ
ータによる高精度演算によつて変換された補正信号dfに
予め定める定数を乗算し、前記高精度なデータを有効に
確保しながら固定小数点データに変換するので、前記演
算結果が高精度に加えて大きなデータ量として取扱われ
ることになる。したがつて前記大きなデータ量に基づい
てD/A変換回路93ではデジタルデータの１ビツトあたり
のアナログデータの出力電圧が設定されるので、１ビツ
トあたりの出力電位が細分化される。したがつて従来の
周波数差成分Δｆ−補正信号Ｅの特性での大きなステツ
プ動作が解消され、第５図に示されるように、従来に比
べてより滑らかなリニアリテイが実現できる。なお便宜
上、第５図は従来技術にて述べた第８図と同一スケール
で描写されている図であり、第３図の実線l10を拡大し
て示す図に相当する。

次に本実施例の動作を説明する。

操作部51が操作され、受信希望周波数が変更される
と、制御回路50は、係数器90およびデジタルローパスフ
イルタ92の係数器120,121の係数Ka,Kb,Kcを設定し（た
とえば、Ka＝0,Kb＝0.001,Kc＝0.999）、またプログラ
マブルカウンタへＮ値を与える。

したがつて周波数検出回路78によつて検出される周波
数差成分Δｆから生成された補正信号dfが加算器91へ与
えられる。局発信号f0の周波数がプログラマブルカウン
タ110に与えられたＮ値に応じた周波数になるようにPLL
が動作する。このようなPLLによる周波数の変更に要す
る時間は250ms程度であり、その時間が経過すると制御
回路50は検出器90,120,121の係数Ka〜Kcを、Ka＝1,Kb＝
0,Kc＝１に設定する。

デジタルローパスフイルタ92は上述の係数が設定され
ることで、前記出力が保留状態となり、局部発振器77か
ら出力される局発信号f0の周波数は受信希望周波数とな
る。

第１の混合器63から出力される第１の混合信号はアン
テナ61に入力された放送波と局部発振器77から出力され
る局発信号f0との積に対応しており、また第２の混合器
64から出力される第２の混合信号はアンテナ61に入力さ
れた放送波と局発信号f0を90゜移相した信号との積に対
応している。ここで放送波をａ・sin（ωｔ＋Δθ）と
置き、また局発信号f0をｂ・sinωｔと置くと、混合器6
3の出力は、 となる。また混合器64の出力は、 となる。したがつて、ローパスフイルタ65,66によつて
（２ω＋Δθ）の周波数成分を取除くため、ローパスフ
イルタ65,66を通過した第１および第２の混合信号は、
大きさが放送波の信号レベルａと局発信号f0のレベルｂ
の積で周波数がΔθの正弦波信号を直交成分に分解した
ものとなる。

したがつて混合器63から出力される第１の混合信号を
放送波の実部Ｒとし、また混合器64から出力される第２
の混合信号を放送波の虚部Ｘとすると、一般式として、 混合信号＝Ｒ＋jX …（９） と表される。局発信号f0の大きさは一定であるため、混
合信号の大きさは放送波の大きさによつて決定される。
したがつて混合信号の実部Ｒの２乗と虚部Ｘの２乗とを
加算し、加算した結果の平方根を求めることで放送波に
含まれたAM変調信号を取出すことができる。

ここで周波数差検出回路78について説明する。

ある時間の混合信号の値をＡ＝R1＋jX1とし、その混
合信号の単位時間Δｔ秒後の値をＢ＝R2＋jX2とすると
き、 となり、混合信号がΔｔ間に変化した位相量Δθは、 となる。

そこで、Δθが微小角度である場合、 であることを考慮して、周波数差検出回路78は、ある時
間の放送波ＡをA/D変換回路69,70から遅延器83,84で遅
延させることで作成し、またΔｔ秒後の放送波ＢをA/D
変換回路69,70から直接与えられる信号に対応させて、
第12式に基づいて単位時間Δｔ間に変化した位相量Δθ
すなわち周波数差ずれΔｆを求める。

周波数差検出回路78は、局発信号f0が温度変化などに
よつてその周波数が変化して受信希望周波数からずれた
ことを検出し、その量に応じた補正信号dfを定数設定回
路89にて生成し、係数器90を介して加算器91へ与える。

加算器91はデジタルローパスフイルタ92に保持された
値と前記補正信号dfとを加算し、D/A変換回路93を介し
てアナログデータ（保持値＋補正信号Ｅ）として局部発
振器77へ与える。こうして、前記補正信号Ｅによつて局
発信号f0を周波数差成分を打消すように制御される。

このように放送波と局発信号f0との周波数差成分Δｆ
が無くなるように帰還を行つているため、復調した出力
に歪みが表れなくなり、歪み特性が良好に改善される。

また、放送波の受信強度が低下すると、周波数差検出
回路78から周波数差成分Δｆが出力されなくなるけれど
も、局部発振器77へは一定の制御電圧が与えられ続ける
ため、局発信号f0は温度変化による微小な周波数変動に
よつて僅かに歪みが生じるけれども、放送波の受信を継
続することができる。なお、このように放送波の受信強
度が低下したときには、すでにS/N比が悪化しているた
め、僅かな歪みが発生しても問題はない。

したがつて本実施例によれば、周波数差検出の演算を
デジタル演算回路で構成した場合であつても、局部発振
器の前段に配置されるD/A変換回路に制約されることな
く、自動周波数制御の最適な構成が実現できる。さら
に、検出される周波数差成分の範囲に応じて複数の大き
さの利得を使い分けることによつて、必要な範囲では高
い利得による高速制御が実現でき、さらにより広い周波
数範囲にわたつて前記制御を追従することができる。こ
うして歪み特性を格段に改善することができる。また、
前記デジタル演算処理を浮動小数点データを用いて実行
し、実質的に有効なデータ部分を確保した状態で固定小
数点データに変換するので、高精度な演算の実現ととも
にD/A変換回路での１ビツトあたりの出力電圧が細分化
され、周波数差成分−補正信号の特性に滑らかなリニア
リテイが得られる。

発明の効果 本発明によれば、周波数差成分と補正信号との特性を
大きさの異なる第１利得および第２利得によつて生成す
る。すなわち周波数差成分が小さい範囲では、大きな第
１利得によつて自動周波数制御の高速動作を実現するこ
とができ、一方周波数差成分が大きい範囲では前記第１
利得より小さい第２利得によつて、自動周波数制御によ
つて追従可能な周波数範囲を十分に広く確保することが
できる。こうして最適な自動周波数制御による歪み特性
の改善を実現することができる。

また、周波数差成分の演算を浮動小数点データによる
デジタル演算処理で実行し、実質的なデータ部分を有効
に確保した固定小数点データに変換するので、デジタル
／アナログ変換回路での１ビツトあたりの出力電位がよ
り細分化され、前記周波数差成分−補正信号の特性がよ
り円滑なリニアリテイで実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の構成を示すブロツク図、第２
図はDSP94内でのデータ処理の関係を示す図、第３図は
本実施例における周波数差成分Δｆ−補正信号Ｅの特性
を示す図、第４図はDSP94内でのデータ演算処理を説明
するためのフローチヤート、第５図は第３図の要所を拡
大して示す図、第６図は従来のダイレクト検波方式の受
信機の構成を示す図、第７図は従来の構成における周波
数差成分Δｆ−補正信号Epの特性を示す図、第８図は第
７図の要所を拡大して示す図である。 50……制御回路、61……アンテナ、63,64……混合器、6
5,66……ローパスフイルタ、69,70……アナログ／デジ
タル変換回路、76……90゜移相器、77……局部発振器、
78……周波数差検出回路、89……定数設定回路、93……
デジタル／アナログ変換回路、94……DSP、f0……局発
信号、Δｆ……周波数差成分、Ｅ……補正信号、G1……
第１利得、G2……第２利得、fm……閾値

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03D 1/00 H03D 1/22 H04B 1/30

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】予め定める周波数の局部発振信号を出力す
   る局部発振器と、 前記局部発振信号の位相を90゜移相した90゜移相信号を
   出力する90゜移相器と、 復調すべき振幅変調信号と前記局部発振信号とを混合す
   る第１の混合器と、 前記第１の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域
   を通過させる第１ローパスフイルタと、 前記振幅変調信号と前記90゜移相信号とを混合する第２
   の混合器と、 前記第２の混合器の出力のうち、変調信号の周波数帯域
   を通過させる第２のローパスフイルタと、 前記第１および第２のローパスフイルタをそれぞれ通過
   した信号を合成して変調信号を取出す振幅変調方式受信
   機において、 前記第１および第２のローパスフイルタの出力から振幅
   変調信号の搬送波周波数と局部発振信号の周波数との周
   波数差成分を抽出する周波数差検出手段と、 前記周波数差検出手段によつて抽出された周波数差成分
   に応じて補正信号を生成し、前記補正信号に応じて前記
   振幅変調信号の搬送波周波数と局部発振信号との周波数
   差が無くなるように局部発振器の発振周波数を補正する
   周波数補正手段とを含み、 前記補正信号は、前記周波数差成分が予め定める閾値未
   満のときは大きな第１利得に基づいて生成され、前記周
   波数差成分が予め定める閾値以上のときは、前記第１利
   得より小さい第２利得に基づいて生成されることを特徴
   とする振幅変調方式受信機。
2. 【請求項２】少なくとも前記周波数差成分検出手段と周
   波数補正手段とでは、浮動小数点データによつてデジタ
   ル演算処理され、 前記周波数補正手段には、出力されるデータに予め定め
   る定数を乗算し、実質的なデータ部分を高位ビツト側へ
   移動させて固定小数点データに変換するデータ変換手段
   と、 前記固定小数点データから成る補正信号を、局部発振器
   へ入力するためのアナログ信号に変換するデジタル／ア
   ナログ変換手段とを含むことを特徴とする請求項第１項
   記載の振幅変調方式受信機。