JP2003309615A - 直交復調器 - Google Patents
直交復調器Info
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- JP2003309615A JP2003309615A JP2002115958A JP2002115958A JP2003309615A JP 2003309615 A JP2003309615 A JP 2003309615A JP 2002115958 A JP2002115958 A JP 2002115958A JP 2002115958 A JP2002115958 A JP 2002115958A JP 2003309615 A JP2003309615 A JP 2003309615A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な調整アルゴリズムを用い、また調
整用回路を大きく追加することなく直交復調器内部でＩ
信号とＱ信号の高精度な調整が行えるようにすること。 【解決手段】 直交復調されたＩ信号とＱ信号をデジタ
ル変換するＡ／Ｄ変換器１０９，１１０と、その後段に
加算器１１１，１１２及び乗算器１１３，１１４とを設
けるとともに、ＰＬＬ発振器１０６に用いる基準周波数
を分周する分周器１１６と、その分周信号とローカル信
号をミキシングするミキサ１１５と、ミキサ出力と通常
入力信号とを直交復調器に入力することを切り替えるセ
レクタ１０１とを設け、調整モード時に調整値を求め、
その求めた調整値を通常動作モード時に反映できる構成
とした。
整用回路を大きく追加することなく直交復調器内部でＩ
信号とＱ信号の高精度な調整が行えるようにすること。 【解決手段】 直交復調されたＩ信号とＱ信号をデジタ
ル変換するＡ／Ｄ変換器１０９，１１０と、その後段に
加算器１１１，１１２及び乗算器１１３，１１４とを設
けるとともに、ＰＬＬ発振器１０６に用いる基準周波数
を分周する分周器１１６と、その分周信号とローカル信
号をミキシングするミキサ１１５と、ミキサ出力と通常
入力信号とを直交復調器に入力することを切り替えるセ
レクタ１０１とを設け、調整モード時に調整値を求め、
その求めた調整値を通常動作モード時に反映できる構成
とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交変調波である
受信信号を直交同期検波して同相成分信号（以下「Ｉ信
号」という）と直交成分信号（以下「Ｑ信号」という）
とを復調出力する直交復調器に関する。
受信信号を直交同期検波して同相成分信号（以下「Ｉ信
号」という）と直交成分信号（以下「Ｑ信号」という）
とを復調出力する直交復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】直交復調器では、温度などの要因によっ
てＩ信号とＱ信号間の振幅誤差やＤＣオフセット誤差な
どが発生することがある。このような誤差は、復調処理
に悪影響を与える。
てＩ信号とＱ信号間の振幅誤差やＤＣオフセット誤差な
どが発生することがある。このような誤差は、復調処理
に悪影響を与える。
【０００３】そこで、例えば、特開平６−９７９２０号
公報（無線受信装置）では、位相変調成分と振幅変調成
分とを分けて検波し、その後合成することによってＩ信
号とＱ信号間の振幅誤差やＤＣオフセット誤差などを調
整する技術が開示されている。
公報（無線受信装置）では、位相変調成分と振幅変調成
分とを分けて検波し、その後合成することによってＩ信
号とＱ信号間の振幅誤差やＤＣオフセット誤差などを調
整する技術が開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記公
報に開示された調整方法では、直交復調器単体で調整が
できない。また、調整アルゴリズムが複雑であるという
問題がある。
報に開示された調整方法では、直交復調器単体で調整が
できない。また、調整アルゴリズムが複雑であるという
問題がある。
【０００５】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、簡単な調整アルゴリズムを用い、また調整用回路
を大きく追加することなく直交復調器内部でＩ信号とＱ
信号の高精度な調整を行うことが可能な直交復調器を提
供することを目的とする。
あり、簡単な調整アルゴリズムを用い、また調整用回路
を大きく追加することなく直交復調器内部でＩ信号とＱ
信号の高精度な調整を行うことが可能な直交復調器を提
供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の直交復調器は、
ローカル信号の生成に用いる基準周波数信号を分周する
分周手段と、前記分周手段の出力と前記ローカル信号と
をミキシングするミキサと、直交復調器の入力信号とし
て切換信号が通常動作モードを示すとき受信信号を選択
し、前記切換信号が調整モードを示すとき前記ミキサの
出力を選択する選択手段と、同相成分信号と直交成分信
号とをそれぞれデジタル信号に変換する同相側Ａ／Ｄ変
換手段及び直交側Ａ／Ｄ変換手段と、前記同相側Ａ／Ｄ
変換手段の出力値と同相側第１制御値とを加算する同相
側加算手段及び前記直交側Ａ／Ｄ変換手段の出力値と直
交側第１制御値とを加算する直交側加算手段と、前記同
相側加算手段の出力と同相側第２制御値とを乗算し、デ
ジタル同相成分信号として出力する同相側乗算手段及び
前記直交側加算手段の出力と直交側第２制御値とを乗算
し、デジタル直交成分信号として出力する直交側乗算手
段と、前記調整モードを示す前記切換信号を発生し、前
記同相側乗算手段及び前記直交側乗算手段の出力に基づ
き、前記同相側第１制御値と前記直交側第１制御値とを
操作してＤＣオフセット誤差キャンセル値を求め、かつ
前記同相側第２制御値と前記直交側第２制御値とを操作
して振幅誤差キャンセル値を求め、前記通常動作モード
を示す前記切換信号を発生し、前記同相側第１制御値と
前記直交側第１制御値として前記ＤＣオフセット誤差キ
ャンセル値を用い、かつ前記同相側第２制御値と前記直
交側第２制御値として前記振幅誤差キャンセル値を用い
る制御手段と、を具備する構成を採る。
ローカル信号の生成に用いる基準周波数信号を分周する
分周手段と、前記分周手段の出力と前記ローカル信号と
をミキシングするミキサと、直交復調器の入力信号とし
て切換信号が通常動作モードを示すとき受信信号を選択
し、前記切換信号が調整モードを示すとき前記ミキサの
出力を選択する選択手段と、同相成分信号と直交成分信
号とをそれぞれデジタル信号に変換する同相側Ａ／Ｄ変
換手段及び直交側Ａ／Ｄ変換手段と、前記同相側Ａ／Ｄ
変換手段の出力値と同相側第１制御値とを加算する同相
側加算手段及び前記直交側Ａ／Ｄ変換手段の出力値と直
交側第１制御値とを加算する直交側加算手段と、前記同
相側加算手段の出力と同相側第２制御値とを乗算し、デ
ジタル同相成分信号として出力する同相側乗算手段及び
前記直交側加算手段の出力と直交側第２制御値とを乗算
し、デジタル直交成分信号として出力する直交側乗算手
段と、前記調整モードを示す前記切換信号を発生し、前
記同相側乗算手段及び前記直交側乗算手段の出力に基づ
き、前記同相側第１制御値と前記直交側第１制御値とを
操作してＤＣオフセット誤差キャンセル値を求め、かつ
前記同相側第２制御値と前記直交側第２制御値とを操作
して振幅誤差キャンセル値を求め、前記通常動作モード
を示す前記切換信号を発生し、前記同相側第１制御値と
前記直交側第１制御値として前記ＤＣオフセット誤差キ
ャンセル値を用い、かつ前記同相側第２制御値と前記直
交側第２制御値として前記振幅誤差キャンセル値を用い
る制御手段と、を具備する構成を採る。
【０００７】この構成によれば、直交復調器内部で、直
交復調誤差成分である同相成分信号（Ｉ信号）と直交成
分信号（Ｑ信号）間のＤＣオフセット誤差及び振幅誤差
を容易にかつ高精度に補正調整できる直交復調器が得ら
れる。
交復調誤差成分である同相成分信号（Ｉ信号）と直交成
分信号（Ｑ信号）間のＤＣオフセット誤差及び振幅誤差
を容易にかつ高精度に補正調整できる直交復調器が得ら
れる。
【０００８】また、本発明の直交復調器は、上記の発明
において、前記選択手段に入力側に、前記受信信号を増
幅するアンプであって、外部から入力されるゲインコン
トロール電圧信号に従ってゲインコントロールが行われ
るゲインコントロールアンプを具備する構成を採る。
において、前記選択手段に入力側に、前記受信信号を増
幅するアンプであって、外部から入力されるゲインコン
トロール電圧信号に従ってゲインコントロールが行われ
るゲインコントロールアンプを具備する構成を採る。
【０００９】この構成によれば、ゲインコントロール機
能を必要とする受信装置でも、直交復調誤差成分である
同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）間の
ＤＣオフセット誤差及び振幅誤差を容易にかつ高精度に
補正調整できる直交復調器が得られる。
能を必要とする受信装置でも、直交復調誤差成分である
同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）間の
ＤＣオフセット誤差及び振幅誤差を容易にかつ高精度に
補正調整できる直交復調器が得られる。
【００１０】また、本発明の直交復調器は、上記の発明
において、前記制御手段は、前記ＤＣオフセット誤差キ
ャンセル値と前記振幅誤差キャンセル値とを求める際
に、前記ゲインコントロール電圧信号を決定し、前記通
常動作モードを示す前記切換信号を発生するときに前記
ゲインコントロールアンプに前記決定した前記ゲインコ
ントロール電圧信号を供給する手段を具備する構成を採
る。
において、前記制御手段は、前記ＤＣオフセット誤差キ
ャンセル値と前記振幅誤差キャンセル値とを求める際
に、前記ゲインコントロール電圧信号を決定し、前記通
常動作モードを示す前記切換信号を発生するときに前記
ゲインコントロールアンプに前記決定した前記ゲインコ
ントロール電圧信号を供給する手段を具備する構成を採
る。
【００１１】この構成によれば、ソフトウェア処理によ
ってゲインコントロール電圧信号を生成できるので、回
路を追加することなくゲインコントロール機能を制御す
ることができる。
ってゲインコントロール電圧信号を生成できるので、回
路を追加することなくゲインコントロール機能を制御す
ることができる。
【００１２】また、本発明の直交復調器は、上記の発明
において、前記デジタル同相成分信号と前記デジタル直
交成分信号に基づき受信レベルを測定するレベル測定手
段を具備し、前記制御手段は、前記レベル測定手段の受
信レベル測定結果に基づき前記ゲインコントロール電圧
信号を供給する手段を具備する構成を採る。
において、前記デジタル同相成分信号と前記デジタル直
交成分信号に基づき受信レベルを測定するレベル測定手
段を具備し、前記制御手段は、前記レベル測定手段の受
信レベル測定結果に基づき前記ゲインコントロール電圧
信号を供給する手段を具備する構成を採る。
【００１３】この構成によれば、ハードウェア処理によ
ってゲインコントロール電圧信号を生成できるので、高
速にゲインコントロール機能を制御することができる。
ってゲインコントロール電圧信号を生成できるので、高
速にゲインコントロール機能を制御することができる。
【００１４】また、本発明の直交復調器は、上記の発明
において、前記同相側Ａ／Ｄ変換手段及び直交側Ａ／Ｄ
変換手段それぞれの入力信号レベルを検出するアナログ
レベル検波手段を具備し、前記制御手段は、前記アナロ
グレベル検波手段の受信レベル測定結果に基づき前記ゲ
インコントロール電圧信号を供給する手段を具備する構
成を採る。
において、前記同相側Ａ／Ｄ変換手段及び直交側Ａ／Ｄ
変換手段それぞれの入力信号レベルを検出するアナログ
レベル検波手段を具備し、前記制御手段は、前記アナロ
グレベル検波手段の受信レベル測定結果に基づき前記ゲ
インコントロール電圧信号を供給する手段を具備する構
成を採る。
【００１５】この構成によれば、アナログ信号で受信レ
ベル測定を行うので、制御手段の能力に関わらず高速に
ゲインコントロール機能を制御することができる。
ベル測定を行うので、制御手段の能力に関わらず高速に
ゲインコントロール機能を制御することができる。
【００１６】また、本発明の直交復調器は、上記の発明
において、前記制御手段は、受信ＯＦＦ区間において、
前記調整モードを示す前記切換信号を発生する手段を具
備する構成を採る。
において、前記制御手段は、受信ＯＦＦ区間において、
前記調整モードを示す前記切換信号を発生する手段を具
備する構成を採る。
【００１７】この構成によれば、受信ＯＦＦ区間におい
て、直交復調誤差成分である同相成分信号（Ｉ信号）と
直交成分信号（Ｑ信号）間のＤＣオフセット誤差及び振
幅誤差を調整することができる。
て、直交復調誤差成分である同相成分信号（Ｉ信号）と
直交成分信号（Ｑ信号）間のＤＣオフセット誤差及び振
幅誤差を調整することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明の骨子は、直交復調誤差で
あるＩ信号とＱ信号間のＤＣオフセット誤差及び振幅誤
差を大幅な回路追加を必要とせずにかつ簡単なアルゴリ
ズムにて高精度に調整できる機能を持つ直交復調器を実
現することである。
あるＩ信号とＱ信号間のＤＣオフセット誤差及び振幅誤
差を大幅な回路追加を必要とせずにかつ簡単なアルゴリ
ズムにて高精度に調整できる機能を持つ直交復調器を実
現することである。
【００１９】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
【００２０】（実施の形態１）図１は、本発明の実施の
形態１に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。図１において、実施の形態１に係る直交復調器１０
０は、分配器１０２と、ミキサ（ＭＩＸ）１０３，１０
４と、位相器１０５と、ＰＬＬ発振器１０６と、低域ろ
波器（ＬＰＦ）１０７，１０８とを備える直交復調器に
おいて、セレクタ１０１と、ミキサ（ＭＩＸ）１１５
と、Ａ／Ｄ変換器１０９，１１０と、加算器１１１，１
１２と、乗算器１１３，１１４と、分周器１１６と、制
御部１１７とが追加されている。
形態１に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。図１において、実施の形態１に係る直交復調器１０
０は、分配器１０２と、ミキサ（ＭＩＸ）１０３，１０
４と、位相器１０５と、ＰＬＬ発振器１０６と、低域ろ
波器（ＬＰＦ）１０７，１０８とを備える直交復調器に
おいて、セレクタ１０１と、ミキサ（ＭＩＸ）１１５
と、Ａ／Ｄ変換器１０９，１１０と、加算器１１１，１
１２と、乗算器１１３，１１４と、分周器１１６と、制
御部１１７とが追加されている。
【００２１】外部からセレクタ１０１の一方の切換入力
端に印加される入力信号１２１は、受信波である直交変
調波もしくは受信周波数帯をダウンコンバートした中間
周波数(IF)帯信号である。セレクタ１０１の他方の切換
入力端には、ＭＩＸ１１５が発生する内部発振信号１２
３が入力される。セレクタ１０１は、制御部１１７から
の切換信号１２５が、通常動作モードを示すとき一方の
切換入力端と切換出力端とを接続し、調整モードを示す
とき他方の切換入力端と切換出力端とを接続する。
端に印加される入力信号１２１は、受信波である直交変
調波もしくは受信周波数帯をダウンコンバートした中間
周波数(IF)帯信号である。セレクタ１０１の他方の切換
入力端には、ＭＩＸ１１５が発生する内部発振信号１２
３が入力される。セレクタ１０１は、制御部１１７から
の切換信号１２５が、通常動作モードを示すとき一方の
切換入力端と切換出力端とを接続し、調整モードを示す
とき他方の切換入力端と切換出力端とを接続する。
【００２２】分配器１０２は、セレクタ１０１の出力
を、ＭＩＸ１０３とＭＩＸ１０４とに等分配する。ＰＬ
Ｌ発振器１０６は、外部から入力される基準周波数信号
１２７からローカル信号を生成し、位相器１０５とＭＩ
Ｘ１１５とに与える。外部から入力される基準周波数信
号１２７は、分周器１１６にも入力されている。分周器
１１６は、外部から入力される基準周波数信号１２７を
１／ｎに分周してＭＩＸ１１５に与える。なお、分周比
ｎは、ＬＰＦ１０７，１０８の通過帯域を考慮して定め
られる。ＭＩＸ１１５では、ＰＬＬ発振器１０６から入
力されるローカル信号と分周器１１６からの分周信号と
を乗算し、内部発振信号１２３としてセレクタ１０１の
他方の切換入力端に出力している。
を、ＭＩＸ１０３とＭＩＸ１０４とに等分配する。ＰＬ
Ｌ発振器１０６は、外部から入力される基準周波数信号
１２７からローカル信号を生成し、位相器１０５とＭＩ
Ｘ１１５とに与える。外部から入力される基準周波数信
号１２７は、分周器１１６にも入力されている。分周器
１１６は、外部から入力される基準周波数信号１２７を
１／ｎに分周してＭＩＸ１１５に与える。なお、分周比
ｎは、ＬＰＦ１０７，１０８の通過帯域を考慮して定め
られる。ＭＩＸ１１５では、ＰＬＬ発振器１０６から入
力されるローカル信号と分周器１１６からの分周信号と
を乗算し、内部発振信号１２３としてセレクタ１０１の
他方の切換入力端に出力している。
【００２３】位相器１０５は、ＰＬＬ発振器１０６から
入力されるローカル信号にπ／２の位相差を与えてＭＩ
Ｘ１０３とＭＩＸ１０４とに供給する。ＭＩＸ１０３と
ＭＩＸ１０４とは、それぞれ、分配器１０２から入力さ
れる信号とローカル信号とを乗算し、つまり直交検波
し、例えば、ＭＩＸ１０３は同相成分信号（Ｉ信号）を
ＬＰＦ１０７に出力し、ＭＩＸ１０４は直交相成分信号
（Ｑ信号）をＬＰＦ１０８に出力する。ＬＰＦ１０７，
１０８では、ＭＩＸ１０３，１０４の出力信号に含まれ
る高調波成分を抑圧し、Ａ／Ｄ変換器１０９，１１０に
与え、デジタルのＩ信号とＱ信号を得る。
入力されるローカル信号にπ／２の位相差を与えてＭＩ
Ｘ１０３とＭＩＸ１０４とに供給する。ＭＩＸ１０３と
ＭＩＸ１０４とは、それぞれ、分配器１０２から入力さ
れる信号とローカル信号とを乗算し、つまり直交検波
し、例えば、ＭＩＸ１０３は同相成分信号（Ｉ信号）を
ＬＰＦ１０７に出力し、ＭＩＸ１０４は直交相成分信号
（Ｑ信号）をＬＰＦ１０８に出力する。ＬＰＦ１０７，
１０８では、ＭＩＸ１０３，１０４の出力信号に含まれ
る高調波成分を抑圧し、Ａ／Ｄ変換器１０９，１１０に
与え、デジタルのＩ信号とＱ信号を得る。
【００２４】Ａ／Ｄ変換器１０９の出力は、加算器１１
１と乗算器１１３を介して外部にデジタルのＩ信号１３
１として出力される。また、Ａ／Ｄ変換器１１０の出力
は、加算器１１２と乗算器１１４を介して外部にデジタ
ルのＱ信号１３３として出力される。外部に出力される
Ｉ信号１３１とＱ信号１３３とは、制御部１１７にも入
力されている。
１と乗算器１１３を介して外部にデジタルのＩ信号１３
１として出力される。また、Ａ／Ｄ変換器１１０の出力
は、加算器１１２と乗算器１１４を介して外部にデジタ
ルのＱ信号１３３として出力される。外部に出力される
Ｉ信号１３１とＱ信号１３３とは、制御部１１７にも入
力されている。
【００２５】加算器１１１，１１２は、Ａ／Ｄ変換器１
０９，１１０の出力と、制御部１１７からの制御値とを
加算する。乗算器１１３，１１４は、加算器１１１，１
１２の出力と、制御部１１７からの制御値とを乗算す
る。
０９，１１０の出力と、制御部１１７からの制御値とを
加算する。乗算器１１３，１１４は、加算器１１１，１
１２の出力と、制御部１１７からの制御値とを乗算す
る。
【００２６】制御部１１７は、セレクタ１０１に与える
上記内容の切換信号を発生する。具体的には、受信ＯＦ
Ｆ期間において調整モードを指定する切換信号を発生
し、受信ＯＮ期間において、通常動作モードを指定する
切換信号を発生する。そして、制御部１１７は、以下に
説明する方法で、外部に出力されるＩ信号１３１とＱ信
号１３３とに基づき、加算器１１１，１１２に与える制
御値と、乗算器１１３，１１４に与える制御値とを求め
る。
上記内容の切換信号を発生する。具体的には、受信ＯＦ
Ｆ期間において調整モードを指定する切換信号を発生
し、受信ＯＮ期間において、通常動作モードを指定する
切換信号を発生する。そして、制御部１１７は、以下に
説明する方法で、外部に出力されるＩ信号１３１とＱ信
号１３３とに基づき、加算器１１１，１１２に与える制
御値と、乗算器１１３，１１４に与える制御値とを求め
る。
【００２７】次いで、図１を参照して上記構成を有する
直交復調器において行われる調整動作について説明す
る。
直交復調器において行われる調整動作について説明す
る。
【００２８】制御部１１７は、受信ＯＦＦ期間において
調整モードを指定する切換信号を発生する。セレクタ１
０１は、ＭＩＸ１１５が発生する内部発振信号１２３を
選択する。その結果、ＭＩＸ１０３，１０４の出力に
は、分周器１１６の出力周波数における正弦波成分と余
弦波成分とが得られる。
調整モードを指定する切換信号を発生する。セレクタ１
０１は、ＭＩＸ１１５が発生する内部発振信号１２３を
選択する。その結果、ＭＩＸ１０３，１０４の出力に
は、分周器１１６の出力周波数における正弦波成分と余
弦波成分とが得られる。
【００２９】この状態で、制御部１１７は、外部に出力
されるＩ信号１３１とＱ信号１３３とに基づき、加算器
１１１，１１２に与える制御値を操作してＤＣオフセッ
ト誤差をキャンセルできるＤＣオフセット値を求め、同
時に、乗算器１１３，１１４に与える制御値を操作して
振幅誤差をキャンセルできる振幅増幅値を求め、それぞ
れを調整値として記憶する。
されるＩ信号１３１とＱ信号１３３とに基づき、加算器
１１１，１１２に与える制御値を操作してＤＣオフセッ
ト誤差をキャンセルできるＤＣオフセット値を求め、同
時に、乗算器１１３，１１４に与える制御値を操作して
振幅誤差をキャンセルできる振幅増幅値を求め、それぞ
れを調整値として記憶する。
【００３０】そして、制御部１１７は、受信ＯＮ期間に
おいて通常動作モードを指定する切換信号を発生する。
セレクタ１０１は、直交変調波の受信信号である入力信
号を選択する。このとき、制御部１１７は、加算器１１
１，１１２に与える制御値として上記のように求めたＤ
Ｃオフセット誤差キャンセル値を用いる。同時に、乗算
器１１３，１１４に与える制御値として上記のように求
めた振幅誤差キャンセル値を用いる。
おいて通常動作モードを指定する切換信号を発生する。
セレクタ１０１は、直交変調波の受信信号である入力信
号を選択する。このとき、制御部１１７は、加算器１１
１，１１２に与える制御値として上記のように求めたＤ
Ｃオフセット誤差キャンセル値を用いる。同時に、乗算
器１１３，１１４に与える制御値として上記のように求
めた振幅誤差キャンセル値を用いる。
【００３１】その結果、外部に直交復調器出力として出
力されるＩ信号１３１とＱ信号１３３は、加算器１１
１，１１２にてＤＣオフセット調整が行われ、乗算器１
１３，１１４にて振幅調整が行われた後に送出されるの
で、ＤＣオフセット誤差と振幅誤差が少なくなるように
高精度に調整されることになる。
力されるＩ信号１３１とＱ信号１３３は、加算器１１
１，１１２にてＤＣオフセット調整が行われ、乗算器１
１３，１１４にて振幅調整が行われた後に送出されるの
で、ＤＣオフセット誤差と振幅誤差が少なくなるように
高精度に調整されることになる。
【００３２】以上のように、実施の形態１によれば、直
交復調されたＩ信号とＱ信号をデジタル変換するＡ／Ｄ
変換器と、その後段に加算器及び乗算器とを設けるとと
もに、ＰＬＬ発振器に用いる基準周波数を分周する分周
器と、その分周信号とローカル信号をミキシングするミ
キサと、ミキサ出力と通常入力信号とを直交復調器に入
力することを切り替えるセレクタとを設け、調整モード
時に調整値を求め、その求めた調整値を通常動作モード
時に反映できる構成としたので、直交復調器に大幅な回
路追加をすることなく直交復調器内部で、かつ複雑なア
ルゴリズムを必要とせずに高精度に受信されたＩ信号と
Ｑ信号を調整することができる。
交復調されたＩ信号とＱ信号をデジタル変換するＡ／Ｄ
変換器と、その後段に加算器及び乗算器とを設けるとと
もに、ＰＬＬ発振器に用いる基準周波数を分周する分周
器と、その分周信号とローカル信号をミキシングするミ
キサと、ミキサ出力と通常入力信号とを直交復調器に入
力することを切り替えるセレクタとを設け、調整モード
時に調整値を求め、その求めた調整値を通常動作モード
時に反映できる構成としたので、直交復調器に大幅な回
路追加をすることなく直交復調器内部で、かつ複雑なア
ルゴリズムを必要とせずに高精度に受信されたＩ信号と
Ｑ信号を調整することができる。
【００３３】（実施の形態２）図２は、本発明の実施の
形態２に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。なお、図２では、図１に示した構成と同一ないしは
同等である構成部分には同一の符号が付されている。こ
こでは、実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。
形態２に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。なお、図２では、図１に示した構成と同一ないしは
同等である構成部分には同一の符号が付されている。こ
こでは、実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。
【００３４】図２に示すように、実施の形態２に係る直
交復調器２００では、図１に示した構成において、セレ
クタ１０１の一方の切替入力端の前段に、ゲインコント
ロールアンプ（ＧＣＡ）２２２が設けられている。そし
て、ＧＣＡ２２２には、ゲインを変化させるゲインコン
トロール電圧２２３が外部から入力されている。その他
は、図１に示した構成と同様である。
交復調器２００では、図１に示した構成において、セレ
クタ１０１の一方の切替入力端の前段に、ゲインコント
ロールアンプ（ＧＣＡ）２２２が設けられている。そし
て、ＧＣＡ２２２には、ゲインを変化させるゲインコン
トロール電圧２２３が外部から入力されている。その他
は、図１に示した構成と同様である。
【００３５】この構成によれば、入力信号１２１は、Ｇ
ＣＡ２２２にてゲインコントロール電圧２２３に対応し
たゲインで増幅され、セレクタ１０１の一方の切替入力
端に供給される。すなわち、通常動作モードにおいて
は、ゲインコントロールが行われた受信信号について直
交復調が行われる。調整モード時では、実施の形態１と
同様の方法で、調整値が取得される。
ＣＡ２２２にてゲインコントロール電圧２２３に対応し
たゲインで増幅され、セレクタ１０１の一方の切替入力
端に供給される。すなわち、通常動作モードにおいて
は、ゲインコントロールが行われた受信信号について直
交復調が行われる。調整モード時では、実施の形態１と
同様の方法で、調整値が取得される。
【００３６】以上のように、実施の形態２によれば、ゲ
インコントロール機能を有し、かつ受信されたＩ信号と
Ｑ信号の調整機能を有する直交復調器が実現でき、ＡＧ
Ｃ機能を必要とする受信装置において実施の形態１と同
様の効果が得られる。
インコントロール機能を有し、かつ受信されたＩ信号と
Ｑ信号の調整機能を有する直交復調器が実現でき、ＡＧ
Ｃ機能を必要とする受信装置において実施の形態１と同
様の効果が得られる。
【００３７】（実施の形態３）図３は、本発明の実施の
形態３に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。なお、図３では、図２に示した構成と同一ないしは
同等である構成部分には同一の符号が付されている。こ
こでは、実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。
形態３に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。なお、図３では、図２に示した構成と同一ないしは
同等である構成部分には同一の符号が付されている。こ
こでは、実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。
【００３８】図３に示すように、実施の形態３に係る直
交復調器３００では、図２に示した構成において、制御
部１１７に代えて、制御部３１７が設けられている。制
御部３１７は、ＧＣＡ２２２のゲインコントロール電圧
２２３も発生するようになっている。その他は、図１に
示した構成と同様である。
交復調器３００では、図２に示した構成において、制御
部１１７に代えて、制御部３１７が設けられている。制
御部３１７は、ＧＣＡ２２２のゲインコントロール電圧
２２３も発生するようになっている。その他は、図１に
示した構成と同様である。
【００３９】この構成によれば、制御部３１７では、調
整モード時において、乗算器１１３が出力するＩ信号１
３１と、乗算器１１４が出力するＱ信号１３３とに基づ
き、それぞれのＤＣオフセット値及び振幅値を算出し、
つまり加算器１１１，１１２及び乗算器１１３，１１４
の調整値を求め、通常動作モード時において、乗算器１
１３，１１４に調整値を反映するとともに、出力のＩ信
号１３１とＱ信号１３３についてレベル計算を行い、そ
れらが一定となるようＧＣＡ２２２の制御電圧であるゲ
インコントロール電圧２２３を求め、ＧＣＡ２２２に印
加する。
整モード時において、乗算器１１３が出力するＩ信号１
３１と、乗算器１１４が出力するＱ信号１３３とに基づ
き、それぞれのＤＣオフセット値及び振幅値を算出し、
つまり加算器１１１，１１２及び乗算器１１３，１１４
の調整値を求め、通常動作モード時において、乗算器１
１３，１１４に調整値を反映するとともに、出力のＩ信
号１３１とＱ信号１３３についてレベル計算を行い、そ
れらが一定となるようＧＣＡ２２２の制御電圧であるゲ
インコントロール電圧２２３を求め、ＧＣＡ２２２に印
加する。
【００４０】以上のように、実施の形態３によれば、受
信されたＩ信号とＱ信号の調整が可能で、かつ直交復調
器内部でＡＧＣが可能な直交復調器が実現できる。
信されたＩ信号とＱ信号の調整が可能で、かつ直交復調
器内部でＡＧＣが可能な直交復調器が実現できる。
【００４１】（実施の形態４）図４は、本発明の実施の
形態４に係る直交復調器内部の構成を示すブロック図で
ある。なお、図４では、図３に示した構成と同一ないし
は同等である構成部分には同一の符号が付されている。
ここでは、実施の形態４に関わる部分を中心に説明す
る。
形態４に係る直交復調器内部の構成を示すブロック図で
ある。なお、図４では、図３に示した構成と同一ないし
は同等である構成部分には同一の符号が付されている。
ここでは、実施の形態４に関わる部分を中心に説明す
る。
【００４２】図４に示すように、実施の形態４に係る直
交復調器４００では、図３に示した構成において、乗算
器１１３，１１４の出力を受ける２乗計算器４２４，４
２５と、２乗計算器４２４，４２５の出力を受ける加算
器４２６と、加算器４２６の出力を受ける平均化回路４
２７とが追加され、それに伴い、制御部３１７に代え
て、制御部４１７が設けられている。制御部４１７に
は、乗算器１１３，１１４の出力とともに、平均化回路
４２７の出力が入力されている。
交復調器４００では、図３に示した構成において、乗算
器１１３，１１４の出力を受ける２乗計算器４２４，４
２５と、２乗計算器４２４，４２５の出力を受ける加算
器４２６と、加算器４２６の出力を受ける平均化回路４
２７とが追加され、それに伴い、制御部３１７に代え
て、制御部４１７が設けられている。制御部４１７に
は、乗算器１１３，１１４の出力とともに、平均化回路
４２７の出力が入力されている。
【００４３】この構成によれば、制御部４１７は、調整
モード時では、乗算器１１３，１１４の出力（Ｉ信号１
３１，Ｑ信号１３３）に基づきＤＣオフセット値を算出
し、加算器１１１，１１２に対する調整値を決定する。
また、制御部４１７は、振幅誤差を求めて乗算器１１
３，１１４に対する調整値を決定する場合には、２乗計
算器４２４，４２５の機能を停止して振幅値を求める。
すなわち、Ｉ信号１３１の振幅値を求めるときは、２乗
計算器４２４を停止し、Ｑ信号１３３の振幅値を求める
ときは２乗計算器４２５を停止した状態での加算器４２
６の出力について、平均化回路４２７にてある時間内平
均化された値に基づき振幅誤差を求め、乗算器１１３，
１１４に対する調整値を決定する。
モード時では、乗算器１１３，１１４の出力（Ｉ信号１
３１，Ｑ信号１３３）に基づきＤＣオフセット値を算出
し、加算器１１１，１１２に対する調整値を決定する。
また、制御部４１７は、振幅誤差を求めて乗算器１１
３，１１４に対する調整値を決定する場合には、２乗計
算器４２４，４２５の機能を停止して振幅値を求める。
すなわち、Ｉ信号１３１の振幅値を求めるときは、２乗
計算器４２４を停止し、Ｑ信号１３３の振幅値を求める
ときは２乗計算器４２５を停止した状態での加算器４２
６の出力について、平均化回路４２７にてある時間内平
均化された値に基づき振幅誤差を求め、乗算器１１３，
１１４に対する調整値を決定する。
【００４４】制御部４１７は、通常動作モード時におい
て、加算器１１１，１１２及び乗算器１１３，１１４に
対する調整値を設定する。同時に、通常動作モード時で
は、２乗計算器４２４にて、乗算器１１３の出力（Ｉ信
号１３１）が２乗計算される。２乗計算器４２５にて、
乗算器１１４の出力（Ｑ信号１３３）が２乗計算され
る。加算器４２６では、２乗計算器４２４，４２５の各
出力が加算される。平均化回路４２７では、加算器４２
６の出力レベルをある時間内平均化することが行われ
る。
て、加算器１１１，１１２及び乗算器１１３，１１４に
対する調整値を設定する。同時に、通常動作モード時で
は、２乗計算器４２４にて、乗算器１１３の出力（Ｉ信
号１３１）が２乗計算される。２乗計算器４２５にて、
乗算器１１４の出力（Ｑ信号１３３）が２乗計算され
る。加算器４２６では、２乗計算器４２４，４２５の各
出力が加算される。平均化回路４２７では、加算器４２
６の出力レベルをある時間内平均化することが行われ
る。
【００４５】そこで、制御部４１７では、平均化回路４
２７にて平均化された値に基づき、Ｉ信号１３１とＱ信
号１３３の出力レベルが一定となるようＧＣＡ２２２の
ゲインコントロール電圧２２３を算出することが行われ
る。
２７にて平均化された値に基づき、Ｉ信号１３１とＱ信
号１３３の出力レベルが一定となるようＧＣＡ２２２の
ゲインコントロール電圧２２３を算出することが行われ
る。
【００４６】以上のように、実施の形態４によれば、Ａ
ＧＣ制御を行う際にレベル算出を行う回路を設けたの
で、実施の形態３に比べて回路規模は増大するが、高速
なＡＧＣ機能が実現できる。
ＧＣ制御を行う際にレベル算出を行う回路を設けたの
で、実施の形態３に比べて回路規模は増大するが、高速
なＡＧＣ機能が実現できる。
【００４７】（実施の形態５）図５は、本発明の実施の
形態５に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。なお、図５では、図３に示した構成と同一ないしは
同等である構成部分には同一の符号が付されている。こ
こでは、実施の形態５に関わる部分を中心に説明する。
形態５に係る直交復調器の構成を示すブロック図であ
る。なお、図５では、図３に示した構成と同一ないしは
同等である構成部分には同一の符号が付されている。こ
こでは、実施の形態５に関わる部分を中心に説明する。
【００４８】図５に示すように、実施の形態５に係る直
交復調器５００では、図３に示した構成において、検波
ダイオードで構成されるレベル検波器５２８，５２９が
設けられ、それに伴い制御部３１７に代えて、制御部５
１７が設けられている。
交復調器５００では、図３に示した構成において、検波
ダイオードで構成されるレベル検波器５２８，５２９が
設けられ、それに伴い制御部３１７に代えて、制御部５
１７が設けられている。
【００４９】レベル検波器５２８，５２９は、ＬＰＦ１
０７，１０８の出力アナログ信号のＩ信号とＱ信号のか
らレベル算出を行い、それぞれ制御部５１７に出力す
る。
０７，１０８の出力アナログ信号のＩ信号とＱ信号のか
らレベル算出を行い、それぞれ制御部５１７に出力す
る。
【００５０】制御部５１７では、通常動作モードにおい
て、レベル検波器５２８，５２９から出力されたＩ信号
とＱ信号それぞれのレベルから出力信号であるＩ信号１
３１，Ｑ信号１３３のレベルが一定となるようにＧＣＡ
２２２のゲインコントロール電圧２２３を求める。
て、レベル検波器５２８，５２９から出力されたＩ信号
とＱ信号それぞれのレベルから出力信号であるＩ信号１
３１，Ｑ信号１３３のレベルが一定となるようにＧＣＡ
２２２のゲインコントロール電圧２２３を求める。
【００５１】以上のように、本実施の形態５によれば、
実施の形態４に比べ高精度な調整が可能でかつ高速ＡＧ
Ｃ動作を実現できる。
実施の形態４に比べ高精度な調整が可能でかつ高速ＡＧ
Ｃ動作を実現できる。
【００５２】なお、上述した斯く実施の形態では、ロー
カル信号生成をＰＬＬ発振器にて行っているが、基準周
波数を逓倍することによってローカル信号を生成する場
合でも同様である。
カル信号生成をＰＬＬ発振器にて行っているが、基準周
波数を逓倍することによってローカル信号を生成する場
合でも同様である。
【００５３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直交復調誤差であるＩ信号とＱ信号間のＤＣオフセット
誤差及び振幅誤差を大幅な回路追加を必要とせずかつ簡
単なアルゴリズムにて高精度に調整できる機能を持つ直
交復調器を提供することができる。
直交復調誤差であるＩ信号とＱ信号間のＤＣオフセット
誤差及び振幅誤差を大幅な回路追加を必要とせずかつ簡
単なアルゴリズムにて高精度に調整できる機能を持つ直
交復調器を提供することができる。
【図１】本発明の実施の形態１に係る直交復調器の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態２に係る直交復調器の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態３に係る直交復調器の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態４に係る直交復調器の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態５に係る直交復調器の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【符号の説明】
１００，２００，３００，４００，５００ 直交復調器
１０１ セレクタ
１０２ 分配器
１０３，１０４，１１５ ミキサ（ＭＩＸ）
１０５ 位相器
１０６ ＰＬＬ発振器
１０７，１０８ 低域ろ波器（ＬＰＦ）
１０９，１１０ Ａ／Ｄ変換器
１１１，１１２ 加算器
１１３，１１４ 乗算器
１１６ 分周器
１１７，３１７，４１７，５１７ 制御部
２２２ ゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）
４２４，４２５ ２乗計算器
４２６ 加算器
４２７ 平均化回路
５２８，５２９ レベル検波回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 阿部 光治
神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１
号 松下通信工業株式会社内
Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FD03 FD05 FH04
JD03 JD05 JH03
Claims (6)
- 【請求項１】 ローカル信号の生成に用いる基準周波数
信号を分周する分周手段と、前記分周手段の出力と前記
ローカル信号とをミキシングするミキサと、直交復調器
の入力信号として切換信号が通常動作モードを示すとき
受信信号を選択し、前記切換信号が調整モードを示すと
き前記ミキサの出力を選択する選択手段と、同相成分信
号と直交成分信号とをそれぞれデジタル信号に変換する
同相側Ａ／Ｄ変換手段及び直交側Ａ／Ｄ変換手段と、前
記同相側Ａ／Ｄ変換手段の出力値と同相側第１制御値と
を加算する同相側加算手段及び前記直交側Ａ／Ｄ変換手
段の出力値と直交側第１制御値とを加算する直交側加算
手段と、前記同相側加算手段の出力と同相側第２制御値
とを乗算し、デジタル同相成分信号として出力する同相
側乗算手段及び前記直交側加算手段の出力と直交側第２
制御値とを乗算し、デジタル直交成分信号として出力す
る直交側乗算手段と、前記調整モードを示す前記切換信
号を発生し、前記同相側乗算手段及び前記直交側乗算手
段の出力に基づき、前記同相側第１制御値と前記直交側
第１制御値とを操作してＤＣオフセット誤差キャンセル
値を求め、かつ前記同相側第２制御値と前記直交側第２
制御値とを操作して振幅誤差キャンセル値を求め、前記
通常動作モードを示す前記切換信号を発生し、前記同相
側第１制御値と前記直交側第１制御値として前記ＤＣオ
フセット誤差キャンセル値を用い、かつ前記同相側第２
制御値と前記直交側第２制御値として前記振幅誤差キャ
ンセル値を用いる制御手段と、を具備することを特徴と
する直交復調器。 - 【請求項２】 前記選択手段に入力側に、前記受信信号
を増幅するアンプであって、外部から入力されるゲイン
コントロール電圧信号に従ってゲインコントロールが行
われるゲインコントロールアンプを具備することを特徴
とする請求項１記載の直交復調器。 - 【請求項３】 前記制御手段は、前記ＤＣオフセット誤
差キャンセル値と前記振幅誤差キャンセル値とを求める
際に、前記ゲインコントロール電圧信号を決定し、前記
通常動作モードを示す前記切換信号を発生するときに前
記ゲインコントロールアンプに前記決定した前記ゲイン
コントロール電圧信号を供給する手段を具備することを
特徴とする請求項２記載の直交復調器。 - 【請求項４】 前記デジタル同相成分信号と前記デジタ
ル直交成分信号に基づき受信レベルを測定するレベル測
定手段を具備し、前記制御手段は、前記レベル測定手段
の受信レベル測定結果に基づき前記ゲインコントロール
電圧信号を供給する手段を具備することを特徴とする請
求項２又は請求項３記載の直交復調器。 - 【請求項５】 前記同相側Ａ／Ｄ変換手段及び直交側Ａ
／Ｄ変換手段それぞれの入力信号レベルを検出するアナ
ログレベル検波手段を具備し、前記制御手段は、前記ア
ナログレベル検波手段の受信レベル測定結果に基づき前
記ゲインコントロール電圧信号を供給する手段を具備す
ることを特徴とする請求項２又は請求項３記載の直交復
調器。 - 【請求項６】 前記制御手段は、受信ＯＦＦ区間におい
て、前記調整モードを示す前記切換信号を発生する手段
を具備することを特徴とする請求項１から請求項５のい
ずれかに記載の直交復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002115958A JP2003309615A (ja) | 2002-04-18 | 2002-04-18 | 直交復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002115958A JP2003309615A (ja) | 2002-04-18 | 2002-04-18 | 直交復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003309615A true JP2003309615A (ja) | 2003-10-31 |
Family
ID=29397010
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002115958A Pending JP2003309615A (ja) | 2002-04-18 | 2002-04-18 | 直交復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003309615A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1879342A2 (en) | 2006-07-12 | 2008-01-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Calculation of quadrature error compensation values |
| JP2008124965A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Renesas Technology Corp | 通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信端末装置 |
| US7602865B2 (en) | 2003-11-22 | 2009-10-13 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method for enhancing a reception rate of a receiver |
| EP2770633A1 (en) * | 2013-02-22 | 2014-08-27 | Tektronix, Inc. | Instrument local oscillator used as alignment signal source |
-
2002
- 2002-04-18 JP JP2002115958A patent/JP2003309615A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP1879342A2 (en) | 2006-07-12 | 2008-01-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Calculation of quadrature error compensation values |
| US7778354B2 (en) | 2006-07-12 | 2010-08-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Communicating apparatus, method of calculating set value of orthogonal error compensation and orthogonal error compensation program |
| JP2008124965A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Renesas Technology Corp | 通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信端末装置 |
| EP2770633A1 (en) * | 2013-02-22 | 2014-08-27 | Tektronix, Inc. | Instrument local oscillator used as alignment signal source |
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