JPH0690261A - 直接変換受信機における信号チャネル間の利得及び位相エラー制御方法及び装置 - Google Patents

直接変換受信機における信号チャネル間の利得及び位相エラー制御方法及び装置

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JPH0690261A
JPH0690261A JP4086732A JP8673292A JPH0690261A JP H0690261 A JPH0690261 A JP H0690261A JP 4086732 A JP4086732 A JP 4086732A JP 8673292 A JP8673292 A JP 8673292A JP H0690261 A JPH0690261 A JP H0690261A
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error
gain
phase
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Roger K Loper
ケイ．ロパー ロジャー
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Boeing North American Inc
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Rockwell International Corp
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 信号チャネル間の利得エラーおよび位相エラ
ーから生じる歪みを修正して優れた直接変換受信機を提
供する。 【構成】 直角位相であるベースバンド成分信号Ｉおよ
びＱを運ぶ一対の信号チャネルを有する直接変換受信機
における信号チャネル間の間の不整合による利得エラー
および位相エラー制御システムであり、元のベースバン
ド成分信号ＩおよびＱにより定義される位相角の２倍に
関連する新しい信号Ｉ′および信号Ｑ′が発生される。
元のベースバンド成分信号ＩおよびＱ、そして、新しい
信号Ｉ′および信号Ｑ′に基づいて位相角が決定され
る。次に、これらの信号からエラー信号が形成され、そ
れを分析してベースバンド成分ＩおよびＱに影響を及ぼ
す利得および位相エラーを決定することができる。次
に、これらの成分を調整して利得エラーおよび位相エラ
ーを修正して受信機内の信号チャネル間のハードウェア
不整合を補償することができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はラジオ通信技術に関し、
より詳細には直接変換ラジオ受信機における信号チャネ
ル間の利得及び位相エラー制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在、殆んど全てのラジオ受信機は定周
波数で濾波及び増幅を行う一つ以上の中間周波数段を使
用するスーパーヘテロダイン型である。スーパー再生及
び直接変換設計等のスーパーヘテロダイン技術に替る技
術が常に存在していた。しかしながら、これらの代替設
計には重大な欠点があるためこの種のラジオ受信機はラ
ジオ通信分野において特殊な役割に限定されてきた。
【０００３】スーパヘテロダイン設計は広範に採用され
てはいるが、直接変換技術は優れた性能を保有している
ことが広く認識されていた。例えば、直接変換受信機に
はイメージリジェクション問題がなく且つスーパヘテロ
ダイン受信機の干渉及び設計の難しさの原因となること
が多い交差スプリアス応答の影響を受けない。さらに、
直接変換受信機はスーパヘテロダイン受信機に使用され
る大型で高価なバンドパスフィルタとは対照的に可聴周
波数で作動する簡単なローパスフィルタを特徴とし、異
なる周波数の多重信号（多重変換セット）ではなく１周
波数の一つの注入信号しか必要とせず、大部分の受信機
部品がアクティブオーディオ及びデジタル回路で構成さ
れるためＶＬＳＩ化できる可能性がある。
【０００４】代表的なＩ／Ｑ直接変換受信機では、到来
するＲＦ通信信号は互いに同相の一対の同じ成分へ分割
される。次にＲＦ成分は周波数が同じで９０°移相され
た別々の注入信号と混合される。従って、直角位相の
Ｉ，Ｑベースバンド成分が形成され、それらは一対の別
々の信号チャネルを介して可聴周波数で独立的に濾波及
び増幅することができる。混合処理により形成される
Ｉ，Ｑ成分は適切な信号処理装置へ送ることにより簡便
且つ正確に復調することができる。
【０００５】温度、周波数及び他の動作パラメータの変
化により生じる信号チャネル間の変動により利得及び位
相が整合しなくなり受信機出力に歪積が生じる点を除け
ば、この技術はうまく作動する。僅か０．２ｄＢの利得
不整合及び僅か１°の位相不整合でも４０ｄＢの歪積が
生じる。位相不整合は特に調整が難しく、本技術に固有
の主要な設計上の問題点となっている。こうして生じる
歪積は実際上３０〜４０ｄＢ以下には低減できず、受信
機性能を著しく制限する個別トーンに対応する。
【０００６】直接変換ラジオ受信機の設計を調査する研
究者はしばしばこの限界を認識し、直角位相信号チャネ
ル間のエラーを修正するためのシステムが数多く提案さ
れている。しかしながら、これらのシステムは１種の変
調のみの信号を処理する特殊設計とされている。例え
ば、ワーナーライヒの米国特許第４，９２６，４３３号
“デジタル直角位相信号対修正回路”には、修正信号を
形成するための振幅、オフセット及び位相エラーを引き
出すエラー検出段を含む修正システムが記載されてい
る。しかしながら、エラー検出は広帯域ＦＭ信号に限定
され、理想円との比較によりエラーを検出することがで
きる“楕円軌跡”を形成することのできる直角位相信号
対を特徴としている。これとは対照的に、ＡＭ信号の場
合には適切なエラー信号を引き出すことができない不規
則な形状の軌跡となる。
【０００７】１９９０年７月２４〜２６日に英国オック
スフォードで開催されたラジオ受信機及び関連システム
第５回国際会議議事録の中のボリジャー及びヴォレンワ
イダーの論文“直接変換受信機の実験”には、Ｉ／Ｑ直
接変換受信機における信号チャネル間の利得及び位相エ
ラーを低減するための有用な方法が記載されている。こ
の方法によれば、２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２に等しい新しい
信号が形成されこれらの信号をハイパス濾波することに
より直流成分を除去して、元のＩ及びＱ成分により定義
される位相角θの２倍に関連し且つ利得及び位相エラー
が低減されることを特徴とする新しいＩＮ及びＱＮが生
成される。これらの信号を形成する理由は基本的な三角
関数式ｃｏｓ２θ＝ｃｏｓ２θ−ｓｉｎ２θ及びｓｉｎ
２θ＝２ｃｏｓθｓｉｎθを参照すれば容易に理解でき
る。信号Ｉ及びＱは直角位相であるため、ｃｏｓθ及び
ｓｉｎθに対応するように見える。従って、２ＩＱ及び
Ｉ２−Ｑ２式は２θに関連しそれによりＩＮ及びＱＮ信
号を使用して位相角を決定することができる。
【０００８】２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２式では、信号チャネ
ル間のハードウェア不整合により生じる位相及び利得エ
ラーは主として効果を低減するために信号から濾波する
ことのできる直流項へ帰属される。ＩＮ及びＱＮはθで
はなく２θに関連するという事実は計算された位相角を
調整することにより補償することができる。信号チャネ
ル間の利得及び位相エラーを低減するこの方法は極めて
有用であるが、角変調信号に限定され振幅変調の場合に
は濾波し難い低周波交流成分へ変換される直流項が生じ
る。さらに、この方法では実際の位相及び利得エラーの
検出及び継続ベースでこのようなエラーを完全且つ正確
に修正することができない。
【０００９】従って、信号チャネル間の利得及び位相エ
ラーから生じる歪積が無いために優れた性能を特徴とす
るＩ／Ｑ直接変換受信機を提供することが本発明の目的
である。
【００１０】あらゆる種類の変調信号を処理するように
され且つ受信機内の信号チャネル間の不整合により生じ
る位相及び利得エラーを自動的に検出し簡単な信号処理
アルゴリズムに従ってこのようなエラーを完全に修正す
るＩ／Ｑ直接変換受信機用システムを提供することが本
発明のもう一つの目的である。
【００１１】経済的に製造することができ、優れた性能
を提供し且つ実質的にＶＬＳＩ化することができるＩ／
Ｑ直接変換ラジオ受信機内の位相及び利得エラーを制御
する新しいシステムを提供することが本発明のさらにも
う一つの目的である。
【００１２】本発明は直角位相のＩ及びＱベースバンド
信号を運ぶ一対の信号チャネルを有する直接変換受信機
内の信号チャネル間の不整合により生じる位相及び利得
エラーを制御するシステムを構成する。本発明のシステ
ムにより、Ｉ及びＱ信号の“アナログ”と見なすことが
できるが元のＩ及びＱ信号により定義される位相角の２
倍に関連するＩ′及びＱ′信号が形成される。次に、Ｉ
及びＱ信号及び新しいＩ′及びＱ′信号に基づいて別々
の位相角信号が形成される。これらの位相角信号は利得
及び位相エラーに関する情報を含むエラー信号を形成す
るのに使用される。次に、エラー信号を位相角の関数と
して分析することにより位相及び利得エラーを決定す
る。こうして得られる利得及び位相エラーを使用して元
のベースバンド成分信号Ｉ及びＱを調整し、実質的に信
号チャネル間の利得及び位相エラーの無い修正されたベ
ースバンド成分信号を得る。
【００１３】実施例では、本発明はＩ／Ｑ直接変換受信
機においてデジタル化されたＩ及びＱベースバンド成分
信号を受信するように接続されたデジタル信号処理シス
テム内に常駐する信号処理アルゴリズムとして実現され
る。Ｉ′及びＱ′信号はｓｉｎ２θ及びｃｏｓ２θの修
正形を表わし、従ってＩ及びＱベースバンド成分信号に
より定義される位相角の２倍に関連している。しかしな
がら、Ｉ′及びＱ′信号は利得及び位相エラーを反映す
る直流成分を除去するように処理される。Ｉ及びＱ信号
及びＩ′及びＱ′信号に基づく位相角の差分により生じ
るエラー信号を使用してＩ及びＱ信号により定義される
元の位相角の関数として位相及び利得エラーを検出でき
ることが判っている。次に、こうして得られる位相及び
利得エラーをＱベースバンド成分の調整に使用して元の
Ｉ及びＱ成分間の関係を修正し、実質的に信号チャネル
間のハードウェア不整合による利得及び位相エラーの無
いＩ及びＱベースバンド成分信号を得ることができる。
【００１４】
【実施例】次に図１を参照として、直接変換ラジオ受信
機１０は直角位相（すなわち、９０゜移相）のベースバ
ンド信号成分Ｉ及びＱを処理する２つのベースバンドチ
ャネル１５，２５を有している。受信機１０は信号チャ
ネル間のハードウェア不整合により生じる位相及び利得
エラーを制御するための修正装置３０を含んでいる。ラ
ジオ受信機１０の構造及び動作を調べると、アンテナ１
１がピックアップする無線周波数（“ＲＦ”）信号が限
定量のＲＦ利得を与えるプリアンプ１２へ送られる。プ
リアンプ１２の出力はスプリッタ１４へ通されて等振幅
同相ＲＦ成分へ分割され、次にミキサー１６，１８へ送
られる。シンセサイザ２０がラジオ受信機１０が受信し
処理する通信信号と同周波数の注入信号を発生する。シ
ンセサイザ２０からの注入信号は移相網２２へ通されて
等振幅直角位相成分へ分割され、次にミキサー１６，１
８へ送られる。
【００１５】ミキサ１６，１８は移相器２２からの信号
及びスプリッタ１４からのＲＦ信号成分の反復の積とし
てＩ及びＱベースバンド成分を発生する。ベースバンド
信号チャネル１５，２５は受信機１０に選択度を与える
別々のローパスフィルタ網２２，２４及び受信機１０の
主利得源である別々のベースバンドアンプ網２６，２８
を含んでいる。フィルター網２２，２４で濾波されアン
プ網２６，２８で増幅された後、ベースバンド信号成分
Ｉ及びＱはアナログ／デジタルコンバータ２１，２３へ
送られる。Ａ／Ｄコンバータ２１，２３はＩ，Ｑベース
バンド成分をアナログからデジタル形式へ変換する。
【００１６】こうして得られるデジタル化されたＩ，Ｑ
ベースバンド成分信号は修正装置３０へ送られる。修正
装置３０は信号チャネル間の位相及び利得エラーを検出
するためにデジタルＩ，Ｑ信号を処理し、Ｉ，Ｑベース
バンド成分間の関係を調整してこのようなエラーを修正
する。修正されたＩ，Ｑベースバンド信号は復調器３２
へ送られ信号が運ぶ情報が抽出されて対応する可聴出力
が得られる。
【００１７】次に図２を参照として、本発明の修正装置
３０は入力としてベースバンド成分信号Ｉ，Ｑ０を受信
してベースバンド成分信号Ｉ，Ｑ１を出力し、装置３０
のＩ，Ｑ成分調整動作を説明するためにＱ信号成分には
下付き文字を付してある。修正装置３０はＩ，Ｑ０信号
に基づいて信号チャネル１５，２５間の位相及び利得エ
ラーを検出するモジュール４０，４２，４４，４６，４
８及び信号Ｑ０を修正することによりＩ，Ｑ０信号間の
関係を調整して実質的に位相及び利得エラーが低減され
ている修正されたＩ，Ｑ１ベースバンド成分信号を生成
するモジュール５０を含んでいる。好ましくは、修正装
置３０はデジタル信号処理機能を実施するようにされた
マイクロプロセッサシステムを構成し、従って、モジュ
ール４０，４２，４４，４６，４８，５０は信号処理機
能を提供するソフトウェアルーチンで構成される。
【００１８】モジュール４０は入力信号成分Ｉ，Ｑ０を
受信してそれらに基づく新しい信号成分Ｉ′，Ｑ′を発
生する。Ｉ′，Ｑ′信号は対応する振幅情報は運ばず
Ｉ，Ｑ０信号により定義される位相角の２倍に関連する
ものではあるが、入力信号Ｉ，Ｑ０とほぼ“アナログ”
であると見なすことができる。さらに、Ｉ′，Ｑ′信号
は利得及び位相エラーが低減されていることを特徴とす
る。モジュール４２はＩ′，Ｑ′信号を使用して位相角
信号θＡを決定する。同様に、モジュール４４はＩ，Ｑ
０信号を使用して位相角信号θＢを決定する。次に、モ
ジュール４６は位相角θＡ，θＢの差分をとって位相角
エラー信号θＥを発生する。こうして得られるエラー信
号θＥは信号チャネル１５，２５間の利得及び位相エラ
ーに対応する有用な情報を含むことが判っている。従っ
て、エラー信号θＥは（位相角信号θＢを使用すること
もできるが）位相角θＡの関数としてモジュール４８の
動作に従って分析され、位相及び利得エラー信号ｐ，ｑ
が発生される。位相及び利得エラーｐ，ｑはモジュール
５０へ送られＩ，Ｑ０ベースバンド信号成分間の関係を
調整して利得及び位相エラーに関して修正された新しい
ベースバンド信号成分Ｉ，Ｑ１を生成するのに使用され
る。
【００１９】次に図３を参照として、モジュール４０は
Ｉ，Ｑ０信号に基づいてＩ′，Ｑ′信号を発生するため
の３つの動作段５１，５３，５５を有している。第１段
５１において、サブモジュール５０，５２，５４はベー
スバンド成分信号Ｉ，Ｑ０を演算してそれぞれ２Ｉ
Ｑ０，Ｉ２−Ｑ０ ２及びＩ２＋Ｑ０ ２に対応するＮ１，
Ｎ２及びＤ信号を生成する。Ｎ１，Ｎ２信号は三角関数
式ｃｏｓ２θＡ，ｓｉｎ２θＡに対応し従ってＩ，Ｑ０
信号のように位相角に関連している。第２段５３におい
て、Ｎ１，Ｎ２信号は共通係数信号Ｄで除算することに
より正規化される。従って、サブモジュール５６，５８
はＮ１／Ｄ、Ｎ２／Ｄ式を表わし且つ実質的に定振幅の
信号に対応するＲ１，Ｒ２信号を発生する。第３段５５
において、Ｒ１Ｒ２信号とそれ自体の直流成分の２倍に
等しいＤＣ１，ＤＣＱ信号との差分がとられる。利得及
び位相エラーは主としてＲ１，Ｒ２信号の直流成分に含
まれるため、これらのエラーはこれらの成分を除去する
ことにより低減される。サブモジュール６０，６２はＲ
１，Ｒ２信号から直流成分の２倍２ＤＣ１，２ＤＣＱを
減算してＩ′，Ｑ′信号を生成する。段５３で行われる
正規化の影響により直流成分ＤＣ１，ＤＣＱの２倍を減
算する必要のあることをお判り願いたい。
【００２０】Ｉ′，Ｑ′信号は位相及び利得エラーが低
減されているＩ，Ｑ０信号の“アナログ”と考えること
ができる。しかしながら、Ｉ′，Ｑ′信号は多くの点、
特に実質的に定振幅でθＡではなく２θＡに関連してい
る点でＩ，Ｑ０とは異なる。
【００２１】次に図４を参照として、モジュール５０は
ベースバンド成分信号Ｑ０を調整し、位相及び利得エラ
ー信号ｇ，ｐに基づいてベースバンド信号Ｉから９０゜
移相し平均振幅が等しくなるように作動する。サブモジ
ュール６０はｔａｎｐ式に対応する信号を形成する。サ
ブモジュール６２はＩ／（１＋ｇ）ｃｏｓｐ式に対応す
る信号ｂを形成する。ａ，ｂ信号はサブモジュール６４
においてベースバンド信号成分Ｉ，Ｑ０と結合され、
ａ，ｂ信号にＩ，Ｑ０信号を乗じることによりａＩ，ｂ
Ｑ０信号が形成される。サブモジュール６８において、
ａＩ，ｂＱ０信号の差分をとってＱ１信号が形成され
る。実際上、少量の同相ベースバンド成分Ｉを直角位相
ベースバンド成分と結合させて、直角位相ベースバンド
成分自体の利得エラーを修正しながら位相エラーが修正
される。出力信号Ｑ１は同相ベースバンド成分に対して
９０°移相し等振幅となるように調整される。
【００２２】次に図５を参照として、利得及び位相エラ
ーを繰返し計算することにより信号チャネル１５，２５
間の利得及び位相エラーを制御し、修正ベースバンド信
号成分Ｉ，Ｑ１の生成時にベースバンド信号Ｉ，Ｑ０の
調整を漸次向上できるようにする修正装置３０のフロー
図を示す。ステップ１０１，１０２，１０３において直
角位相ベースバンド成分Ｑ０を調整し、修正された直角
位相ベースバンド成分信号Ｑ１が発生して復調器３２へ
送られ、位相及び利得エラーｐ，ｑの計算（及び再計
算）ステップの開始を表わすステップ１０４，１０５，
１０６，１２１で使用される。ステップ１０４によりＱ
１信号は二乗されステップ１０７，１０８へ送られる。
ステップ１０５に従ってＩ信号は二乗されこれもステッ
プ１０７，１０８へ送られる。ステップ１０６におい
て、Ｉ，Ｑ１信号は乗じられこの積はステップ１０９へ
送られる。ステップ１０７において、Ｑ１ ２，Ｉ２を表
わす信号が加算されＤ信号を形成してステップ１１０，
１１１へ送る。ステップ１０８において、Ｑ１ ２，Ｉ２
を表わす信号の差分をとってＮ２信号を形成しステップ
１１０へ送る。ステップ１０９において、ＩＱ１を表わ
す信号を２倍してＮ１信号を形成しステップ１１１へ送
る。
【００２３】ステップ１１０，１１１において、（位相
角２θＡに関連する）Ｎ１，Ｎ２信号はＤ信号で除算す
ることにより正規化され、振幅“安定化された”Ｒ１，
Ｒ２信号を発生する。ステップ１１５，１１２に従っ
て、Ｒ１，Ｒ２信号は低域濾波され直流成分ＤＣＱ，Ｄ
Ｃ１が分離される。次にステップ１１３，１１４におい
て直流成分に２を乗じて２ＤＣ１，２ＤＣＱを表わす信
号を発生する。ステップ１１６，１１７に従って、ステ
ップ１１３，１１４の直流成分出力はステップ１１０，
１１１で形成されたＲ２，Ｒ１信号と差分をとられ
Ｉ′，Ｑ′信号を生成する。
【００２４】ステップ１１８においてＱ′／Ｉ′比を表
わす信号が形成され、ステップ１１９においてこの比の
アークタンジェントを表わす信号が発生される。Ｉ′，
Ｑ′信号は２θＡに関連しているため、ステップ１１９
の出力にステップ１２０においてＩ／２を乗じて位相角
を表わす信号θＡが形成される。同様に、ステップ１２
１において、比Ｑ１／Ｉを表わす信号が形成されステッ
プ１２２においてこの比のアークタンジェントを表わす
信号を発生して信号θＢを形成する。ステップ１２０，
１２２で発生されるθＡ，θＢを表わす信号は同じ基本
量、すなわち、直角位相信号Ｉ，Ｑ０により定義される
位相角の測定値であることを思い出していただきたい。
それにもかかわらず、ステップ１０４〜１１７のＩ′，
Ｑ′信号の偏差に基づく信号間の重要な差異が存在す
る。
【００２５】従って、ステップ１２０，１２２で使用さ
れるθＡ，θＢを表わす信号はステップ１２３に示すよ
うに差分をとってユニークな量を有することが判ってい
る位相角エラー信号θＥを生成し、それによりＩ／Ｑ直
接変換受信機における信号チャネル間の位相及び利得エ
ラーを決定することができる。ステップ１２４に従っ
て、θＥ信号はステップ１２０で生成されるθＡ信号の
関数として分析される。θＥ信号をθＡ＝０°において
評価して利得エラーｇを決定し、θＡ＝４５°において
評価して位相エラーｐを決定することができる。また、
θＥ信号をθＡ＝１８０°及び２２５°において評価し
て利得及び位相エラーｐ，ｑを決定することもできる。
０°及び４５°においてサンプルが得られない場合に
は、これらの点に対する値を補間により決定することが
できる。θＡの関数としてθＥを使用する利得エラー
は、Ｉ，Ｑ０信号により定義される位相角サイクル中の
異なる点における利得もしくは位相エラーのみを表わす
θＥを生じるＩ，Ｑ０信号の位相及び直角位相特性の評
価能力に起因するものと思われる。
【００２６】θＥに基づいて利得及び位相エラーを決定
するためのより一般的な解が存在することをお判り願い
たい。２つのサンプルが与えられθＥ１，θＡ１は第１
のサンプルに対応する値に関連しθＥ２，θＡ２は第２
のサンプルに対応する値に関連するものとすれば、θ
Ｅ１，θＥ２は利得エラーｇ及び位相エラーｐにより次
のように表わすことができる。
【００２７】
【数９】 θＥ１＝ａ１ ｇ＋ｂ１ ｐ θＥ２＝ａ２ ｇ＋ｂ２ ｐ ここに、
【数１０】 ａ１ ＋０．５ｓｉｎ（２θＡ１） ｂ１ ＋０．５ｃｏｓ（２θＡ１） ａ２ ＋０．５ｓｉｎ（２Ａ２） ｂ２ ＋０．５ｃｏｓ（２θＡ２） 前式をｇ，ｐについて解くと次のようになる。
【００２８】
【数１１】
【００２９】これにより、任意２つのθＥから利得エラ
ー及び位相エラーを正確に決定することができる。
【００３０】ステップ１２５，１２６に従って、位相及
び利得エラーｐ，ｑを表わす信号はステップ１０１〜１
３１の前の繰返しにより計算された利得及び位相エラー
ｐ′，ｇ′の前の値に加算され、利得及び位相エラーの
漸次正確な表現ｐ″，ｇ″が発生されてベースバンド信
号成分Ｉ，Ｑ０の修正に使用される。ステップ１２７に
おいて、ｔａｎｐ″を表わす信号が発生されステップ１
０１へ入力として送られる。ステップ１２８，１２９，
１３０において、ｃｏｓｐ″及び（１＋ｇ″）を表わす
信号が発生され互いに乗じられて（１＋ｇ″）ｃｏｓ
ｐ″を表わす信号が生成される。ステップ１３１におい
て、この信号の逆数が発生されｂ信号を形成してステッ
プ１０２へ入力として送られる。
【００３１】ステップ１０１，１０２において、ａ，ｂ
信号は係数としてＩ，Ｑ０信号に乗じられ、ｂＱ０，ａ
Ｉを表わす信号の差分をとって修正ベースバンド成分信
号Ｑ１を生成しそれを位相及び利得エラー信号ｐ″，
ｇ″に従って調整する時に、Ｉ，Ｑ０はステップ１０３
の異なる部分で結合される。信号チャネル間の利得及び
位相エラーを修正したＩ，Ｑ１信号は復調器３２へ送ら
れ且つステップ１０４，１０５，１０６，１２１へ入力
として与えられて信号処理アルゴリズムの次の繰返しに
使用される。
【００３２】特定実施例について説明してきたが、本発
明の真の範囲及び精神から逸脱することなく実施例にさ
まざまな変更や修正を加えられることは明白である。特
許請求の範囲にはこのような全ての変更及び修正が含ま
れるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による修正装置を使用して利得及び位相
エラーを制御する直接変換受信機の全体ブロック図。
【図２】位相及び利得エラーを検出してＩ及びＱベース
バンド成分信号を調整しこのようなエラーを修正するよ
うに作動する図１に示す修正装置のブロック図。
【図３】Ｉ及びＱベースバンド成分信号の“アナログ″
と見なすことができるＩ′及びＱ′信号を発生するよう
に作動する図２に示すモジュールのブロック図。
【図４】元のＱベースバンド成分信号を実際に調整して
利得及び位相エラーを修正するように作動する図２のモ
ジュールのブロック図。
【図５】本発明に従って利得及び位相エラーを検出しベ
ースバンド成分信号を調整してこのようなエラーを繰返
しベースで修正するデジタル信号処理アルゴリズムのフ
ロー図。
【符号の説明】
１０ 直接変換ラジオ受信機 １１ アンテナ １２ プリアンプ １４ スプリッタ １５ ベースバンドチャネル １６ ミキサ １８ ミキサ ２０ シンセサイザ ２１ Ａ／Ｄコンバータ ２２ 移相ネットワーク ２３ Ａ／Ｄコンバータ ２４ 移相網 ２５ ベースバンドチャネル ２６ ベースバンドアンプ網 ２８ ベースバンドアンプ網 ３０ 修正装置 ３２ 復調器 ４０ 利得エラー検出モジュール ４２ 利得エラー検出モジュール ４６ 利得エラー検出モジュール ４８ 利得エラー検出モジュール ５０ 修正Ｉ，Ｑベースバンド成分生成モジュール ５１ 動作段 ５２ サブモジュール ５３ 動作段 ５４ サブモジュール ５５ 動作段 ５６ サブモジュール ５８ サブモジュール ６０ サブモジュール ６２ サブモジュール ６４ サブモジュール ６６ サブモジュール ６８ サブモジュール

Claims (28)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直角位相で位相角θＡの信号Ｉおよび信
    号Ｑを運ぶ一対の信号チャネルを有する直接変換受信機
    における信号チャネル間の利得および位相エラー制御方
    法において、 （１）前記信号Ｉおよび信号Ｑに基づいて信号Ｉ′およ
    び信号Ｑ′を次のステップにより発生し、 （ａ）ｓｉｎ（２θＡ）およびｃｏｓ（２θＡ）を表す
    信号を形成し、 （ｂ）これらの前記信号に含まれる直流成分を除去する
    ことによりｓｉｎ（２θＡ）およびｃｏｓ（２θＡ）を
    表す前記信号に含まれる位相および利得エラーを低減し
    て前記信号Ｉ′および信号Ｑ′を生成し、 （２） 前記信号Ｉ、信号Ｑ、信号Ｉ′、および信号
    Ｑ′に基づいて位相角エラー信号θＥを次のステップに
    より発生し、 （ａ）前記信号Ｉおよび信号Ｑに基づいて第１の位相信
    θＡを形成し、 （ｂ）前記信号Ｉ′および信号Ｑ′に基づいて第２の位
    相信号θＢを形成し、 （ｃ）前記第１の位相信号θＡおよび第２の位相信号θ
    Ｂに基づいて前記位相角エラー信号θＥを形成し、 （３）前記位相エラー信号θＥを前記第１の位相信号θ
    Ａの関数として分析し、利得エラーｇおよび位相エラー
    ｐを決定し、 （４）前記信号Ｉおよび信号Ｑ間の関係を調整して前記
    利得エラーｇおよび位相エラーｐを修正する利得および
    位相エラー制御方法。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のｓｉｎ（２θＡ）及びｃ
    ｏｓ（２θＡ）を表わす信号を形成するステップ（１）
    の（ａ）はｓｉｎ（２θＡ）＝２ＩＱ及びｃｏｓ（２θ
    Ａ）＝Ｉ２−Ｑ２式に従って実施され、利得及び位相エ
    ラーを低減するステップ（１）の（ｂ）はｓｉｎ（２θ
    Ａ）及びｃｏｓ（２θＡ）を表わす前記信号とその直流
    成分ＤＣＩ及びＤＣＱとの差分をとって実施され、エラ
    ー信号θＥを形成するステップ（２）の（ｃ）は前記第
    １及び第２の信号θＡ及びθＢの差分をとって実施され
    る利得及び位相エラー制御方法。
  3. 【請求項３】 請求項２記載の信号Ｉ′及びＱ′を発生
    するステップ（１）の（ｂ）はさらにＩ２＋Ｑ２式を表
    わす信号を除数として使用してｓｉｎ（２θＡ）及びｃ
    ｏｓ（２θＡ）を表わす前記信号を正規化し、ｓｉｎ
    （２θＡ）及びｃｏｓ（２θＡ）を表わす前記信号とそ
    の直流成分の２倍２ＤＣＩ及び２ＤＣＱとの差分をとる
    ことにより利得及び位相エラーを低減する利得及び位相
    エラー制御方法。
  4. 【請求項４】 請求項１記載の信号θＡを形成するステ
    ップ（２）の（ａ）は 【数１】 θＡ＝ａｒｃｔａｎＱ′／Ｉ′ 式に従って実施されθＢ信号を形成するステップ（２）
    の（ｂ）は 【数２】θＢ＝ａｒｃｔａｎＱ／Ｉ 式に従って実施される利得及び位相エラー制御方法。
  5. 【請求項５】 請求項１記載の前記エラー信号θＥを位
    相角の関数として分析するステップ（３）は利得エラー
    を確認するために第１の位相信号θＡ＝０゜における位
    相エラー信号θＥを評価し、位相エラーを確認するため
    に第１の位相信号θＡ＝４５°における位相エラー信号
    θＥを評価して実施される利得及び位相エラー制御方
    法。
  6. 【請求項６】 請求項１記載の前記信号Ｉ及び信号Ｑを
    調整するステップ（４）は 【数３】Ｑ１＝ｂＱф−ａＩ 式に従って実施され、ここに、Ｑ１＝エラー調整した信
    号Ｑ、 Ｑφ＝非調整信号Ｑ、ａ＝ｔａｎｐ、ｂ＝１／（１＋
    ｇ）ｃｏｓｐ、ｐ＝位相エラー、ｇ＝利得エラーである
    利得及び位相エラー制御方法。
  7. 【請求項７】 請求項１記載の全ステップは先のステッ
    プの繰返しで確認された利得及び位相エラーに従って修
    正された値に対応する入力信号Ｑにより繰返し実施され
    る利得及び位相エラー制御方法。
  8. 【請求項８】 直角位相であるベースバンド成分信号Ｉ
    及びＱを運ぶ一対の信号チャネルを有する直接変換受信
    機における信号チャネル間の利得及び位相エラー制御方
    法において、 （１）前記信号Ｉ及び信号Ｑに基づく第１の位相角信号
    θＡと利得及び位相エラーを低減するためにその直流成
    分を実質的に除去するように調整されたほぼ２ＩＱ及び
    Ｉ２−Ｑ２を表わす信号Ｉ′及び信号Ｑ′に基づく第２
    の位相角信号θＢとの差分をとることによりエラー信号
    θＥを発生し、 （２）受信機内の信号チャネル間の位相エラーｐ及び利
    得エラーｇを決定するために前記エラー信号θＥを位相
    角の関数として分析し、 （３）前記信号チャネル間の利得及び位相エラーを修正
    するために前記利得及び位相エラー信号ｇ及びｐに従っ
    て前記信号Ｉ及び信号Ｑを調整する利得及び位相エラー
    制御方法。
  9. 【請求項９】 請求項８記載の前記信号Ｉ′及び信号
    Ｑ′は振幅安定化を行うために共通係数に従って正規化
    される利得及び位相エラー制御方法。
  10. 【請求項１０】 請求項８記載の前記位相角信号θＡ及
    びθＢはそれぞれアークタンジェントＱ′／Ｉ′及びア
    ークタンジェントＱ／Ｉ式に従って形成される、利得及
    び位相エラー制御方法。
  11. 【請求項１１】 請求項９記載の前記信号Ｉ′は２ＩＱ
    ／（Ｉ２＋Ｑ２）−２ＤＣＩ式にほぼ対応し、前記信号
    ＱはＩ２−Ｑ２／（Ｉ２＋Ｑ２）−２ＤＣＱ式にほぼ対
    応し、ここに、ＤＣＩ＝２ＩＱ／（Ｉ２＋Ｑ２）の直流
    成分、ＤＣＱ＝Ｉ２−Ｑ２／（Ｉ２＋Ｑ２）の直流成分
    である利得及び位相エラー制御方法。
  12. 【請求項１２】 請求項８記載の前記エラー信号θＥを
    分析するステップ（２）は（ａ）．θＡ＝０°における
    θＥを評価して位相エラーｐを決定し、（ｂ）．θＡ＝
    ４５°におけるθＥを評価して利得エラーｇを決定する
    ことを含む利得及び位相エラー制御方法。
  13. 【請求項１３】 請求項８記載の前記信号Ｉ及び信号Ｑ
    を調整する前記ステップ（３）は 【数４】Ｑ１＝ｂＱф− ａＩ 式に従って実施され、ここに、Ｑ１＝エラー調整したＱ
    信号、 Ｑφ＝非調整信号Ｑ、ａ＝ｔａｎｐ、ｂ＝１／（１＋
    ｇ）ｃｏｓｐ、ｐ＝位相エラー、ｇ＝利得エラーである
    利得及び位相エラー制御方法。
  14. 【請求項１４】 直角位相であるベースバンド信号Ｉ及
    びＱを運ぶ一対の信号チャネルを有する直接変換受信機
    における信号チャネル間のエラー制御装置において、 （１）．前記Ｉ及びＱ信号のアナログに対応するが利得
    及び位相エラーが低減されている信号Ｉ′及び信号Ｑ′
    を発生する手段と、 （２）．前記信号Ｉ及び信号Ｑに基づいて第１の位相角
    信号θＡを形成する手段と、 （３）前記信号Ｉ′及びＱ′信号に基づいて第２の位相
    角信号θＢを形成する手段と、 （４）前記第１及び第２の位相角信号θＡ及びθＢに基
    づいて位相角エラー信号θＥを形成する手段と、 （５）前記位相角エラー信号θＥを分析して位相エラー
    ｐを決定する手段と、 （６）前記信号Ｉ及び信号Ｑ間の関係を調整して前記位
    相エラーｐを修正する手段を備えた利得及び位相エラー
    制御装置。
  15. 【請求項１５】 請求項１４記載の前記位相角エラー信
    号θＥを分析する前記手段は利得エラーｇを決定するよ
    うに作動し、前記信号Ｉ及び信号Ｑ間の関係を調整する
    前記手段は前記利得エラーｇを修正するようにも作動す
    る利得及び位相エラー制御装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１４記載の信号Ｉ′及び信号
    Ｑ′を発生する前記手段は、 （ａ）ほぼ２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２を表わす信号を形成す
    る手段と、 （ｂ）２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２を表わす前記信号とその直
    流成分ＤＣＩ．及びＤＣＱとの差分をとる手段を含む利
    得及び位相エラー制御装置。
  17. 【請求項１７】 請求項１６記載の信号Ｉ′及び信号
    Ｑ′を発生する前記手段はさらに、Ｉ２＋Ｑ２を表わす
    共通除数信号を使用して２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２を表わす
    前記信号を正規化する手段を含み、２ＩＱ及びＩ２−Ｑ
    ２を表わす前記信号とその直流成分との差分をとる前記
    手段はこれらの信号とその直流成分の２倍２ＤＣＩ及び
    ２ＤＣＱとの差分をとる利得及び位相エラー制御装置。
  18. 【請求項１８】 請求項１４記載の第１及び第２の位相
    角信号θＡ及びθＢを形成する前記手段はそれぞれθＡ
    ＝ａｒｃｔａｎＱ′／Ｉ′及びθＢ＝ａｒｃｔａｎＱ／
    Ｉ、式に従って作動する、利得及び位相エラー制御装
    置。
  19. 【請求項１９】 請求項１４記載の信号Ｉ′及び信号
    Ｑ′を形成する前記手段は式 【数５】Ｉ′＝２ＩＱ／（Ｉ２＋Ｑ２）−２ＤＣＩ 及び 【数６】Ｑ′＝Ｉ２−Ｑ２／（Ｉ２＋Ｑ２）−２ＤＣＱ
    に従って作動し、ここにＤＣＩ＝２ＩＱ／（Ｉ２＋
    Ｑ２）の直流成分、ＤＣＱ＝Ｉ２−Ｑ２／（Ｉ２＋
    Ｑ２）の直流成分、である利得及び位相エラー制御方
    法。
  20. 【請求項２０】 請求項１４記載の前記位相エラー信号
    θＥを分析する前記手段はθＡ＝０°におけるθＥを評
    価して位相エラーを決定するように作動する利得及び位
    相エラー制御装置。
  21. 【請求項２１】 請求項１５記載の利得エラーを決定す
    る前記手段はθＡ＝０°におけるθＥを評価して利得エ
    ラーを決定するように作動し、前記位相エラーを分析す
    る前記手段はθＡ＝４５°におけるθＥを評価して利得
    エラーを決定するように作動する利得及び位相エラー制
    御装置。
  22. 【請求項２２】 請求項１５記載の前記信号Ｉ及び信号
    Ｑ間の関係を調整する前記手段は 【数７】Ｑ１＝ｂＱф−ａＩ 式に従って作動し、ここに、Ｑ１＝エラー調整された信
    号Ｑ、 Ｑφ＝非調整信号Ｑ、ａ＝ｔａｎｐ、ｂ＝１／（１＋
    ｇ）ｃｏｓｐ、ｐ＝位相エラー、ｇ＝利得エラー、であ
    るエラー制御器。
  23. 【請求項２３】 請求項１５記載の信号Ｉ′及び信号
    Ｑ′を発生する前記手段は式 Ｉ′＝２ＩＱ／（Ｉ２＋Ｑ２）−２ＤＣＩ 及び Ｑ′＝Ｉ２−Ｑ２／（Ｉ２＋Ｑ２）−２Ｄ
    ＣＱ に従って作動し、ここに、ＤＣＩ＝２ＩＱ／（Ｉ２＋Ｑ
    ２）の直流成分、ＤＣＱ＝Ｉ２−Ｑ２／（Ｉ２＋Ｑ２）
    の直流成分、である利得及び位相エラー制御装置。
  24. 【請求項２４】 直角位相であるベースバンド信号Ｉ及
    びＱを運ぶ一対の信号チャネルを有する直接変換受信機
    における信号チャネル間のエラー修正方法において、 （１）前記信号Ｉ及び信号Ｑのアナログであるが利得及
    び位相エラーが低減されている信号Ｉ′及び信号Ｑ′を
    発生し、 （２）前記ベースバンド信号Ｉ及びＱ及び前記信号Ｉ′
    及びＱ′から位相角エラー信号θＥを形成し、 （３）前記位相角エラー信号θＥを分析して位相エラー
    ｐを決定し、 （４）前記信号Ｉ及び信号Ｑ間の関係を調整して前記位
    相エラーｐを調整するエラー修正方法。
  25. 【請求項２５】 請求項２４記載の位相角エラー信号θ
    Ｅを形成するステップ（２）は （ａ）前記信号Ｉ及び信号Ｑに基づいて第１の位相角信
    号θＡを形成し、 （ｂ）前記信号Ｉ′及び信号Ｑ′に基づいて第２の位相
    角エラー信号θＢを形成し、 （ｃ）前記第１及び第２の位相角信号θＡ及びθＢに基
    づいて位相角エラー信号θＥを形成することを含み、前
    記位相角エラー信号θＥを分析するステツプ（３）は利
    得エラーｇを決定することも含み前記信号Ｉ及び信号Ｑ
    間の関係を調整するステップ（４）は前記利得エラーｇ
    を修正することを含むエラー修正方法。
  26. 【請求項２６】 請求項２４記載の信号Ｉ′及び信号
    Ｑ′を発生するステップ（１）は （ａ）ほぼ２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２を表わす信号を形成
    し、 （ｂ）２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２を表わす前記信号とそれら
    の直流成分ＤＣＩ及びＤＣＱとの差分をとることを含む
    エラー修正方法。
  27. 【請求項２７】 請求項２６記載の信号Ｉ′及び信号
    Ｑ′を発生するステップ（１）はさらに、Ｉ２＋Ｑ２を
    表わす信号を共通除数として２ＩＱ及びＩ２−Ｑ２を表
    わす前記信号を正規化することを含み、ここに、２ＩＱ
    及びＩ２−Ｑ２を表わす前記信号とそれらの直流成分と
    の差分をとる前記ステップ（ｂ）は、これらの信号とそ
    れらの直流成分の２倍２ＤＣＩ及び２ＤＣＱとの差分を
    とって実施されるエラー修正方法。
  28. 【請求項２８】 請求項２４記載の前記信号Ｉ及び信号
    Ｑを調整するステップ（４）は 【数８】Ｑ１＝ｂＱф−ａＩ 式に従って実施され、ここに、Ｑ１＝エラー調整した信
    号Ｑ、 Ｑφ＝非調整信号Ｑ、ａ＝ｔａｎｐ、ｂ＝１／（１＋
    ｇ）ｃｏｓｐ、ｐ＝位相エラー、ｇ＝利得エラーである
    エラー修正方法。
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