JP3414633B2 - 周波数変換装置 - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信信号の周波数
をダウンコンバートする、アナログ信号からディジタル
信号への変換処理も伴う周波数変換装置に関し、例え
ば、ディジタル変調方式における受信機に適用し得るも
のである。
をダウンコンバートする、アナログ信号からディジタル
信号への変換処理も伴う周波数変換装置に関し、例え
ば、ディジタル変調方式における受信機に適用し得るも
のである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＳＫ（位相シフトキーイング）変調方
式やＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調方式やＡＳ
Ｋ（振幅シフトキーイング）変調方式などのディジタル
変調方式における無線受信機として、受信したアナログ
信号をディジタル信号へ変換（Ａ／Ｄ変換）した後に復
調処理を行なうものが多い。一般には、無線周波数はか
なり高いので、ベースバンド（基底帯域）の信号に低減
（ダウンコンバート）した段階でＡ／Ｄ変換する無線受
信機が多い。Ａ／Ｄ変換する際には、直流成分の雑音、
すなわちＤＣオフセットが加わり、復調特性を著しく劣
化させる場合がある。この劣化を防ぐために、ＤＣオフ
セットを補償する必要がある。
式やＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調方式やＡＳ
Ｋ（振幅シフトキーイング）変調方式などのディジタル
変調方式における無線受信機として、受信したアナログ
信号をディジタル信号へ変換（Ａ／Ｄ変換）した後に復
調処理を行なうものが多い。一般には、無線周波数はか
なり高いので、ベースバンド（基底帯域）の信号に低減
（ダウンコンバート）した段階でＡ／Ｄ変換する無線受
信機が多い。Ａ／Ｄ変換する際には、直流成分の雑音、
すなわちＤＣオフセットが加わり、復調特性を著しく劣
化させる場合がある。この劣化を防ぐために、ＤＣオフ
セットを補償する必要がある。
【０００３】従来は、Ａ／Ｄ変換後にＤＣオフセットを
測定し、その測定結果に基づき、Ａ／Ｄ変換前のアナロ
グ信号又はＡ／Ｄ変換後のディジタル信号のレベルを調
整していた。すなわち、フィードバックループを用い
て、信号のレベルを制御し、ＤＣオフセットを補償して
いた。
測定し、その測定結果に基づき、Ａ／Ｄ変換前のアナロ
グ信号又はＡ／Ｄ変換後のディジタル信号のレベルを調
整していた。すなわち、フィードバックループを用い
て、信号のレベルを制御し、ＤＣオフセットを補償して
いた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＤＣオフセット補償方法で用いていたフィードバックル
ープは、安定性や応答の速さを考慮する必要があり、設
計に多大な時間を要していた。
ＤＣオフセット補償方法で用いていたフィードバックル
ープは、安定性や応答の速さを考慮する必要があり、設
計に多大な時間を要していた。
【０００５】また、従来のＤＣオフセット補償方法で
は、処理が複雑であるため、回路規模や消費電力が大き
くなっていた。
は、処理が複雑であるため、回路規模や消費電力が大き
くなっていた。
【０００６】さらに、フィードバックループを用いた場
合、残留するＤＣオフセットが存在し、その残留分が復
調特性を劣化させることもあり、これを避けようとする
と、多重ループ構成とすることを要して構成が一段と複
雑になる。
合、残留するＤＣオフセットが存在し、その残留分が復
調特性を劣化させることもあり、これを避けようとする
と、多重ループ構成とすることを要して構成が一段と複
雑になる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明の周波数変換装置は、（１）受信信号を中間
周波数帯域の信号に変換して同相及び直交成分の信号を
出力する第１の周波数変換手段と、（２）この第１の周
波数変換手段から出力された同相及び直交成分の信号を
それぞれディジタル信号に変換するアナログ／ディジタ
ル変換手段と、（３）このアナログ／ディジタル変換手
段から出力されたディジタル信号でなる同相及び直交成
分の信号を、それより周波数が低い帯域の同相及び直交
成分の信号に変換する第２の周波数変換手段と、（４）
この第２の周波数変換手段から出力された同相及び直交
成分の信号からそれぞれ、前記アナログ／ディジタル変
換手段において加わった直流雑音の成分を除去するフィ
ルタ手段とを備えることを特徴とする。
め、本発明の周波数変換装置は、（１）受信信号を中間
周波数帯域の信号に変換して同相及び直交成分の信号を
出力する第１の周波数変換手段と、（２）この第１の周
波数変換手段から出力された同相及び直交成分の信号を
それぞれディジタル信号に変換するアナログ／ディジタ
ル変換手段と、（３）このアナログ／ディジタル変換手
段から出力されたディジタル信号でなる同相及び直交成
分の信号を、それより周波数が低い帯域の同相及び直交
成分の信号に変換する第２の周波数変換手段と、（４）
この第２の周波数変換手段から出力された同相及び直交
成分の信号からそれぞれ、前記アナログ／ディジタル変
換手段において加わった直流雑音の成分を除去するフィ
ルタ手段とを備えることを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明による周波数変換装置の第１の実施形態を
図面を参照しながら詳述する。この第１の実施形態の周
波数変換装置は、無線帯域の受信信号をベースバンド
（基底帯域）の信号に変換するものである。
図面を参照しながら詳述する。この第１の実施形態の周
波数変換装置は、無線帯域の受信信号をベースバンド
（基底帯域）の信号に変換するものである。
【０００９】（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、この第１の実施形態の周波数変換装置の構成を
示すブロック図であり、図２は、その周波数変換部５の
詳細構成例を示すブロック図である。
示すブロック図であり、図２は、その周波数変換部５の
詳細構成例を示すブロック図である。
【００１０】図１において、この第１の実施形態の周波
数変換装置は、アンテナ１、ミキサ２Ｉ、２Ｑ、ＢＰＦ
（バンドパスフィルタ）３Ｉ、３Ｑ、Ａ／Ｄ（アナログ
／ディジタル）変換部４Ｉ、４Ｑ、周波数変換部５、Ｌ
ＰＦ（ロウパスフィルタ）６Ｉ、６Ｑ及び出力端子７
Ｉ、７Ｑから構成されている。
数変換装置は、アンテナ１、ミキサ２Ｉ、２Ｑ、ＢＰＦ
（バンドパスフィルタ）３Ｉ、３Ｑ、Ａ／Ｄ（アナログ
／ディジタル）変換部４Ｉ、４Ｑ、周波数変換部５、Ｌ
ＰＦ（ロウパスフィルタ）６Ｉ、６Ｑ及び出力端子７
Ｉ、７Ｑから構成されている。
【００１１】アンテナ１が捕捉した無線帯域の受信信号
は、ミキサ２Ｉ及び２Ｑに与えられる。なお、アンテナ
１からミキサ２Ｉ及び２Ｑへの経路には、実際上、前置
増幅器や、無線帯域を通過帯域とするＢＰＦなどが設け
られている。
は、ミキサ２Ｉ及び２Ｑに与えられる。なお、アンテナ
１からミキサ２Ｉ及び２Ｑへの経路には、実際上、前置
増幅器や、無線帯域を通過帯域とするＢＰＦなどが設け
られている。
【００１２】ミキサ２Ｉは、無線帯域の受信信号と、図
示しない局部発振器からの同相成分用の局部発振信号と
を混合して、中間周波数帯域の信号に変換するものであ
る。一方、ミキサ２Ｑは、無線帯域の受信信号と、図示
しない局部発振器からの直交成分用の局部発振信号とを
混合して、中間周波数帯域の信号に変換するものであ
る。
示しない局部発振器からの同相成分用の局部発振信号と
を混合して、中間周波数帯域の信号に変換するものであ
る。一方、ミキサ２Ｑは、無線帯域の受信信号と、図示
しない局部発振器からの直交成分用の局部発振信号とを
混合して、中間周波数帯域の信号に変換するものであ
る。
【００１３】なお、以下の説明においては、搬送波周波
数（の情報）を角周波数ωｃにより表現し、中間周波数
（の情報）を角周波数ωｒにより表現する。ミキサ２Ｉ
への局部発振信号は、ｃｏｓ（ωｃ−ωｒ）ｔで表すこ
とができ、ミキサ２Ｑへの局部発振信号は、−ｓｉｎ
（ωｃ−ωｒ）ｔで表すことができる。
数（の情報）を角周波数ωｃにより表現し、中間周波数
（の情報）を角周波数ωｒにより表現する。ミキサ２Ｉ
への局部発振信号は、ｃｏｓ（ωｃ−ωｒ）ｔで表すこ
とができ、ミキサ２Ｑへの局部発振信号は、−ｓｉｎ
（ωｃ−ωｒ）ｔで表すことができる。
【００１４】ＢＰＦ３Ｉ及び３Ｑはそれぞれ、対応する
ミキサ２Ｉ、２Ｑからの中間周波数帯域へ変換された信
号から、高調波や帯域外の雑音を取り除くものである。
勿論、通過中心周波数はωｒである。
ミキサ２Ｉ、２Ｑからの中間周波数帯域へ変換された信
号から、高調波や帯域外の雑音を取り除くものである。
勿論、通過中心周波数はωｒである。
【００１５】Ａ／Ｄ変換部４Ｉ及び４Ｑはそれぞれ、対
応するＢＰＦ３Ｉ、３Ｑからの信号（アナログ信号）を
ディジタル信号に変換するものである。ここで、サンプ
ルレートは、当然に、ナイキストのサンプリング定理を
満たすことが好ましい。また、このようなＡ／Ｄ変換の
際に、ＤＣオフセットが入る。
応するＢＰＦ３Ｉ、３Ｑからの信号（アナログ信号）を
ディジタル信号に変換するものである。ここで、サンプ
ルレートは、当然に、ナイキストのサンプリング定理を
満たすことが好ましい。また、このようなＡ／Ｄ変換の
際に、ＤＣオフセットが入る。
【００１６】周波数変換部５は、ディジタル信号に変換
された中間周波数帯域の同相成分及び直交成分の信号を
それぞれ、基底帯域の信号に変換するものである。その
変換の際に、入力信号に混入されているＤＣオフセット
は、中間周波数帯域へ変換される。
された中間周波数帯域の同相成分及び直交成分の信号を
それぞれ、基底帯域の信号に変換するものである。その
変換の際に、入力信号に混入されているＤＣオフセット
は、中間周波数帯域へ変換される。
【００１７】ＬＰＦ６Ｉは、周波数変換部５からの同相
成分の出力信号における、高調波や帯域外の雑音、及び
中間周波数帯域に変換されたＤＣオフセットを取り除い
て出力端子７Ｉへ出力するものである。一方、ＬＰＦ６
Ｑは、周波数変換部５からの直交成分の出力信号におけ
る、高調波や帯域外の雑音、及び中間周波数帯域に変換
されたＤＣオフセットを取り除いて出力端子７Ｑへ出力
するものである。ＬＰＦ６Ｉ及び６Ｑのカットオフ周波
数は、上述の機能を果たすべく、周波数ωｒより小さく
なされている。
成分の出力信号における、高調波や帯域外の雑音、及び
中間周波数帯域に変換されたＤＣオフセットを取り除い
て出力端子７Ｉへ出力するものである。一方、ＬＰＦ６
Ｑは、周波数変換部５からの直交成分の出力信号におけ
る、高調波や帯域外の雑音、及び中間周波数帯域に変換
されたＤＣオフセットを取り除いて出力端子７Ｑへ出力
するものである。ＬＰＦ６Ｉ及び６Ｑのカットオフ周波
数は、上述の機能を果たすべく、周波数ωｒより小さく
なされている。
【００１８】受信信号が、ＰＳＫ変調信号やＦＳＫ変調
信号やＡＳＫ変調信号などのディジタル変調信号であれ
ば、出力端子７Ｉ及び７Ｑの後段側において、原データ
への復号（符号確定）が行われる。
信号やＡＳＫ変調信号などのディジタル変調信号であれ
ば、出力端子７Ｉ及び７Ｑの後段側において、原データ
への復号（符号確定）が行われる。
【００１９】この第１の実施形態における周波数変換部
５は、図２に示すような詳細構成を有する。すなわち、
周波数変換部５は、入力端子１１Ｉ、１１Ｑ、余弦波発
生部（図では、ｃｏｓωｒｔ）１２、正弦波発生部（図
では、ｓｉｎωｒｔ）１３、４個の乗算部１４〜１７、
減算部１８、加算部１９及び出力端子２０Ｉ、２０Ｑか
ら構成されている。
５は、図２に示すような詳細構成を有する。すなわち、
周波数変換部５は、入力端子１１Ｉ、１１Ｑ、余弦波発
生部（図では、ｃｏｓωｒｔ）１２、正弦波発生部（図
では、ｓｉｎωｒｔ）１３、４個の乗算部１４〜１７、
減算部１８、加算部１９及び出力端子２０Ｉ、２０Ｑか
ら構成されている。
【００２０】余弦波発生部１２は、中間周波数を周波数
とする余弦波信号ｃｏｓωｒｔを発生して乗算部１４及
び１７に与えるものである。正弦波発生部１３は、中間
周波数を周波数とする正弦波信号ｓｉｎωｒｔを発生し
て乗算部１５及び１６に与えるものである。
とする余弦波信号ｃｏｓωｒｔを発生して乗算部１４及
び１７に与えるものである。正弦波発生部１３は、中間
周波数を周波数とする正弦波信号ｓｉｎωｒｔを発生し
て乗算部１５及び１６に与えるものである。
【００２１】なお、この第１の実施形態の場合、余弦波
発生部１２及び正弦波発生部１３として、各処理時点
（Ａ／Ｄ変換タイミングと同期した時点）毎にｃｏｓω
ｒｔやｓｉｎωｒｔを演算する演算構成を意図してい
る。
発生部１２及び正弦波発生部１３として、各処理時点
（Ａ／Ｄ変換タイミングと同期した時点）毎にｃｏｓω
ｒｔやｓｉｎωｒｔを演算する演算構成を意図してい
る。
【００２２】乗算部１４は、Ａ／Ｄ変換部４Ｉからの出
力信号に、余弦波発生部１２からの余弦波信号を乗算し
て減算部１８に被減算入力として与えるものである。乗
算部１５は、Ａ／Ｄ変換部４Ｉからの出力信号に、正弦
波発生部１３からの正弦波信号を乗算して加算部１９に
第１の加算入力として与えるものである。乗算部１６
は、Ａ／Ｄ変換部４Ｑからの出力信号に、正弦波発生部
１３からの正弦波信号を乗算して減算部１８に減算入力
として与えるものである。乗算部１７は、Ａ／Ｄ変換部
４Ｑからの出力信号に、余弦波発生部１２からの余弦波
信号を乗算して加算部１９に第２の加算入力として与え
るものである。
力信号に、余弦波発生部１２からの余弦波信号を乗算し
て減算部１８に被減算入力として与えるものである。乗
算部１５は、Ａ／Ｄ変換部４Ｉからの出力信号に、正弦
波発生部１３からの正弦波信号を乗算して加算部１９に
第１の加算入力として与えるものである。乗算部１６
は、Ａ／Ｄ変換部４Ｑからの出力信号に、正弦波発生部
１３からの正弦波信号を乗算して減算部１８に減算入力
として与えるものである。乗算部１７は、Ａ／Ｄ変換部
４Ｑからの出力信号に、余弦波発生部１２からの余弦波
信号を乗算して加算部１９に第２の加算入力として与え
るものである。
【００２３】減算部１８は、乗算部１４の出力信号から
乗算部１６の出力信号を減算して、出力端子２０Ｉを介
してＬＰＦ６Ｉ（図１参照）に与えるものである。加算
部１９は、乗算部１５の出力信号と乗算部１７の出力信
号とを加算して、出力端子２０Ｑを介してＬＰＦ６Ｑ
（図１参照）に与えるものである。
乗算部１６の出力信号を減算して、出力端子２０Ｉを介
してＬＰＦ６Ｉ（図１参照）に与えるものである。加算
部１９は、乗算部１５の出力信号と乗算部１７の出力信
号とを加算して、出力端子２０Ｑを介してＬＰＦ６Ｑ
（図１参照）に与えるものである。
【００２４】すなわち、この周波数変換部５は、入力端
子１１Ｉ及び１１Ｑへの入力信号をそれぞれＩ’、Ｑ’
とし、出力端子２０Ｉ及び２０Ｑからの出力信号をそれ
ぞれＩ、Ｑとすると、下記の（１）式に示す演算を実行
しているものである。
子１１Ｉ及び１１Ｑへの入力信号をそれぞれＩ’、Ｑ’
とし、出力端子２０Ｉ及び２０Ｑからの出力信号をそれ
ぞれＩ、Ｑとすると、下記の（１）式に示す演算を実行
しているものである。
【００２５】
Ｉ＝Ｉ’ｃｏｓωｒｔ−Ｑ’ｓｉｎωｒｔ
Ｑ＝Ｉ’ｓｉｎωｒｔ＋Ｑ’ｃｏｓωｒｔ …（１）
この（１）式は、周知のように、同相成分及び直交成分
の組で表されたある中心周波数を有する信号を、同相成
分及び直交成分の組で表される規定帯域の信号に変換す
るための一般的な式である。
の組で表されたある中心周波数を有する信号を、同相成
分及び直交成分の組で表される規定帯域の信号に変換す
るための一般的な式である。
【００２６】（Ａ−２）第１の実施形態の動作
図１において、アンテナ１が捕捉した無線帯域の受信信
号は、ミキサ２Ｉ及び２Ｑによって、同相成分及び直交
成分の中間周波数帯域の信号に変換される。中間周波数
帯域へ変換された同相成分及び直交成分の信号はそれぞ
れ、対応するＢＰＦ３Ｉ、３Ｑによって、高調波や帯域
外の雑音が取り除かれた後、対応するＡ／Ｄ変換部４
Ｉ、４Ｑによってディジタル信号に変換されて周波数変
換部５へ入力される。このＡ／Ｄ変換の際に、ＤＣオフ
セットが混入される。
号は、ミキサ２Ｉ及び２Ｑによって、同相成分及び直交
成分の中間周波数帯域の信号に変換される。中間周波数
帯域へ変換された同相成分及び直交成分の信号はそれぞ
れ、対応するＢＰＦ３Ｉ、３Ｑによって、高調波や帯域
外の雑音が取り除かれた後、対応するＡ／Ｄ変換部４
Ｉ、４Ｑによってディジタル信号に変換されて周波数変
換部５へ入力される。このＡ／Ｄ変換の際に、ＤＣオフ
セットが混入される。
【００２７】周波数変換部５においては、上述した
（１）式に示すような変換処理により、中間周波数帯域
の入力信号を基底帯域の信号に変換すると共に、ＤＣオ
フセットを中間周波数帯域へ変換し、得られた同相成分
及び直交成分の変換信号を対応するＬＰＦ６Ｉ、６Ｑに
出力する。
（１）式に示すような変換処理により、中間周波数帯域
の入力信号を基底帯域の信号に変換すると共に、ＤＣオ
フセットを中間周波数帯域へ変換し、得られた同相成分
及び直交成分の変換信号を対応するＬＰＦ６Ｉ、６Ｑに
出力する。
【００２８】ここで、周波数変換部５の内部動作につい
て説明する。図２において、入力端子１１ＩにはＡ／Ｄ
変換された同相成分が、入力端子１１ＱにはＡ／Ｄ変換
された直交成分が入力される。乗算部１４において、Ａ
／Ｄ変換部４Ｉからの出力信号に、余弦波発生部１２か
らの余弦波信号が乗算され、また、乗算部１６におい
て、Ａ／Ｄ変換部４Ｑからの出力信号に、正弦波発生部
１３からの正弦波信号が乗算され、減算部１８におい
て、乗算部１４の出力信号から乗算部１６の出力信号が
減算され、この減算出力信号が出力端子２０Ｉを介して
ＬＰＦ６Ｉに与えられる。乗算部１５において、Ａ／Ｄ
変換部４Ｉからの出力信号に、正弦波発生部１３からの
正弦波信号が乗算され、また、乗算部１７において、Ａ
／Ｄ変換部４Ｑからの出力信号に、余弦波発生部１２か
らの余弦波信号が乗算され、加算部１９において、乗算
部１５の出力信号と乗算部１７の出力信号とが加算され
て、出力端子２０Ｑを介してＬＰＦ６Ｑに与えられる。
て説明する。図２において、入力端子１１ＩにはＡ／Ｄ
変換された同相成分が、入力端子１１ＱにはＡ／Ｄ変換
された直交成分が入力される。乗算部１４において、Ａ
／Ｄ変換部４Ｉからの出力信号に、余弦波発生部１２か
らの余弦波信号が乗算され、また、乗算部１６におい
て、Ａ／Ｄ変換部４Ｑからの出力信号に、正弦波発生部
１３からの正弦波信号が乗算され、減算部１８におい
て、乗算部１４の出力信号から乗算部１６の出力信号が
減算され、この減算出力信号が出力端子２０Ｉを介して
ＬＰＦ６Ｉに与えられる。乗算部１５において、Ａ／Ｄ
変換部４Ｉからの出力信号に、正弦波発生部１３からの
正弦波信号が乗算され、また、乗算部１７において、Ａ
／Ｄ変換部４Ｑからの出力信号に、余弦波発生部１２か
らの余弦波信号が乗算され、加算部１９において、乗算
部１５の出力信号と乗算部１７の出力信号とが加算され
て、出力端子２０Ｑを介してＬＰＦ６Ｑに与えられる。
【００２９】基底帯域の信号に変換された周波数変換部
５からの同相成分及び直交成分の出力信号はそれぞれ、
対応するＬＰＦ６Ｉ、６Ｑにおいて高調波や帯域外の雑
音及び中間周波数帯域に変換されたＤＣオフセットを取
り除かれ、同相成分は出力端子７Ｉへ、直交成分は出力
端子７Ｑへ出力される。
５からの同相成分及び直交成分の出力信号はそれぞれ、
対応するＬＰＦ６Ｉ、６Ｑにおいて高調波や帯域外の雑
音及び中間周波数帯域に変換されたＤＣオフセットを取
り除かれ、同相成分は出力端子７Ｉへ、直交成分は出力
端子７Ｑへ出力される。
【００３０】以上の動作による周波数の変換の様子を図
３を用いて説明する。図３は、各信号の振幅スペクトル
を示す特性図である。なお、横軸は周波数軸であるが、
符号としては角周波数を用いている。また、図３では、
周波数を正負の両範囲で記述しているが、正の範囲だけ
に着目しても良い。さらに、図３（ｂ）〜図３（ｅ）
は、同相成分又は直交成分の一方の信号についての振幅
スペクトルを示しているが、同相成分及び直交成分の信
号は共に、図３（ｂ）〜図３（ｅ）に示すような振幅ス
ペクトルを呈する。
３を用いて説明する。図３は、各信号の振幅スペクトル
を示す特性図である。なお、横軸は周波数軸であるが、
符号としては角周波数を用いている。また、図３では、
周波数を正負の両範囲で記述しているが、正の範囲だけ
に着目しても良い。さらに、図３（ｂ）〜図３（ｅ）
は、同相成分又は直交成分の一方の信号についての振幅
スペクトルを示しているが、同相成分及び直交成分の信
号は共に、図３（ｂ）〜図３（ｅ）に示すような振幅ス
ペクトルを呈する。
【００３１】アンテナ１が捕捉した無線帯域の受信信号
は、図３（ａ）に示すように、中心周波数±ωｃを中心
とし、変調による帯域の広がりを有するものである。こ
れがミキサ２Ｉ又は２Ｑによって、中間周波数帯にダウ
ンコンバートされた後、ＢＰＦ３Ｉ又は３Ｑを通過する
ので、ＢＰＦ３Ｉ又は３Ｑからの信号は、図３（ｂ）に
示すように、中心周波数±ωｒを中心とし、変調による
帯域の広がりを有するものとなる。
は、図３（ａ）に示すように、中心周波数±ωｃを中心
とし、変調による帯域の広がりを有するものである。こ
れがミキサ２Ｉ又は２Ｑによって、中間周波数帯にダウ
ンコンバートされた後、ＢＰＦ３Ｉ又は３Ｑを通過する
ので、ＢＰＦ３Ｉ又は３Ｑからの信号は、図３（ｂ）に
示すように、中心周波数±ωｒを中心とし、変調による
帯域の広がりを有するものとなる。
【００３２】このような信号が、Ａ／Ｄ変換部４Ｉ又は
４Ｑによって、ディジタル信号に変換されるが、この際
に、図３（ｃ）に示すように、直流成分の雑音としてＤ
ＣオフセットＤＣＯＦが加わる。
４Ｑによって、ディジタル信号に変換されるが、この際
に、図３（ｃ）に示すように、直流成分の雑音としてＤ
ＣオフセットＤＣＯＦが加わる。
【００３３】図３（ｃ）に示すような振幅スペクトルを
有するＡ／Ｄ変換後の同相成分及び直交成分の信号を入
力として、周波数変換部５が基底帯域の同相成分及び直
交成分の信号への変換を行うと、その変換後の信号は、
図３（ｄ）に示すような振幅スペクトルを呈する。すな
わち、基底帯域の信号成分（中心周波数０）だけでな
く、高調波成分（中心周波数±２ωｒ）や中間周波数帯
域に変換されたＤＣオフセット成分（中心周波数±ω
ｒ）を有する。
有するＡ／Ｄ変換後の同相成分及び直交成分の信号を入
力として、周波数変換部５が基底帯域の同相成分及び直
交成分の信号への変換を行うと、その変換後の信号は、
図３（ｄ）に示すような振幅スペクトルを呈する。すな
わち、基底帯域の信号成分（中心周波数０）だけでな
く、高調波成分（中心周波数±２ωｒ）や中間周波数帯
域に変換されたＤＣオフセット成分（中心周波数±ω
ｒ）を有する。
【００３４】このような基底帯域の信号成分、高調波成
分及びＤＣオフセット成分からなる信号から、ＬＰＦ６
Ｉ及び６Ｑによって、高調波成分とＤＣオフセット成分
を除去することにより、図３（ｅ）に示すような基底帯
域の信号成分のみが抽出される。
分及びＤＣオフセット成分からなる信号から、ＬＰＦ６
Ｉ及び６Ｑによって、高調波成分とＤＣオフセット成分
を除去することにより、図３（ｅ）に示すような基底帯
域の信号成分のみが抽出される。
【００３５】（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上のように、第１の実施形態によれば、同相成分及び
直交成分に対して中間周波数帯域でＡ／Ｄ変換し、その
後、基底帯域への周波数変換処理を行った後、低域通過
処理によって高調波成分とＤＣオフセット成分を除去す
るようにしたので、フィードバックループを使用するこ
となく、ＤＣオフセットの除去を行うことができる。
直交成分に対して中間周波数帯域でＡ／Ｄ変換し、その
後、基底帯域への周波数変換処理を行った後、低域通過
処理によって高調波成分とＤＣオフセット成分を除去す
るようにしたので、フィードバックループを使用するこ
となく、ＤＣオフセットの除去を行うことができる。
【００３６】すなわち、従来に比べ、簡単な構成によ
り、ＤＣオフセット補償することを確実にでき、また、
設計も容易にすることができる。
り、ＤＣオフセット補償することを確実にでき、また、
設計も容易にすることができる。
【００３７】（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明による周波数変換装置の第２の実施形態を
図面を参照しながら詳述する。
図面を参照しながら詳述する。
【００３８】この第２の実施形態の周波数変換装置も、
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１の実施形態のものと異な
っている。
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１の実施形態のものと異な
っている。
【００３９】図４は、この第２の実施形態における周波
数変換部５の詳細構成を示すブロック図であり、上述し
た第１の実施形態の周波数変換部５に係る図２との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
数変換部５の詳細構成を示すブロック図であり、上述し
た第１の実施形態の周波数変換部５に係る図２との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
【００４０】これら図４及び図２の比較から明らかなよ
うに、第２の実施形態は、第１の実施形態の余弦波発生
部１２に代えて余弦波発生ＲＯＭテーブル２１を適用し
ており、また、第１の実施形態の正弦波発生部１３に代
えて正弦波発生ＲＯＭテーブル２２を適用している。
うに、第２の実施形態は、第１の実施形態の余弦波発生
部１２に代えて余弦波発生ＲＯＭテーブル２１を適用し
ており、また、第１の実施形態の正弦波発生部１３に代
えて正弦波発生ＲＯＭテーブル２２を適用している。
【００４１】ここで、Ａ／Ｄ変換部４Ｉ、４Ｑにおける
サンプルレートをωｓ／２π、Ｎを２以上の整数とした
とき、ωｒ＝ωｓ／Ｎの関係にある場合、第１の実施形
態における周波数変換部５における余弦波発生部１２及
び正弦波発生部１３は、ある特定の値しか出力しない。
そのため、これら余弦波発生部１２及び正弦波発生部１
３を、ＲＯＭテーブルに置き換えることができる。すな
わち、この第２の実施形態は、ωｒ＝ωｓ／Ｎの関係に
あることを前提としているものである。
サンプルレートをωｓ／２π、Ｎを２以上の整数とした
とき、ωｒ＝ωｓ／Ｎの関係にある場合、第１の実施形
態における周波数変換部５における余弦波発生部１２及
び正弦波発生部１３は、ある特定の値しか出力しない。
そのため、これら余弦波発生部１２及び正弦波発生部１
３を、ＲＯＭテーブルに置き換えることができる。すな
わち、この第２の実施形態は、ωｒ＝ωｓ／Ｎの関係に
あることを前提としているものである。
【００４２】例えば、Ｎ＝１０とした場合、余弦波発生
ＲＯＭテーブル２１及び正弦波発生ＲＯＭテーブル２２
にあらかじめ記憶させておく値は、図５のようにするこ
とができる。
ＲＯＭテーブル２１及び正弦波発生ＲＯＭテーブル２２
にあらかじめ記憶させておく値は、図５のようにするこ
とができる。
【００４３】この第２の実施形態における周波数変換部
５は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１及び正弦波発生Ｒ
ＯＭテーブル２２が、アドレス０から９までを順番に繰
り返し出力することにより、各サンプル時点毎のｃｏｓ
ωｒｔ及びｓｉｎωｒｔの演算や出力選択を行なうこと
なく、第１の実施形態における周波数変換部５と同様の
機能を実現することができる。
５は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１及び正弦波発生Ｒ
ＯＭテーブル２２が、アドレス０から９までを順番に繰
り返し出力することにより、各サンプル時点毎のｃｏｓ
ωｒｔ及びｓｉｎωｒｔの演算や出力選択を行なうこと
なく、第１の実施形態における周波数変換部５と同様の
機能を実現することができる。
【００４４】この第２の実施形態によっても、第１の実
施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成により、ＤＣ
オフセット補償を確実にでき、また、設計も容易にする
ことができるという効果を奏する。
施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成により、ＤＣ
オフセット補償を確実にでき、また、設計も容易にする
ことができるという効果を奏する。
【００４５】さらに、図４に示すように周波数変換部５
を構成することにより、周波数変換に要する処理や構成
を削減することができ、回路規模の縮小及び消費電力を
削減することができるという効果をも奏する。
を構成することにより、周波数変換に要する処理や構成
を削減することができ、回路規模の縮小及び消費電力を
削減することができるという効果をも奏する。
【００４６】（Ｃ）第３の実施形態
次に、本発明による周波数変換装置の第３の実施形態を
図面を参照しながら詳述する。
図面を参照しながら詳述する。
【００４７】この第３の実施形態の周波数変換装置も、
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１及び第２の実施形態のも
のと異なっている。
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１及び第２の実施形態のも
のと異なっている。
【００４８】図６は、この第３の実施形態における周波
数変換部５の詳細構成を示すブロック図であり、上述し
た第２の実施形態の周波数変換部５に係る図４との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
数変換部５の詳細構成を示すブロック図であり、上述し
た第２の実施形態の周波数変換部５に係る図４との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
【００４９】これら図６及び図４の比較から明らかなよ
うに、第３の実施形態は、第２の実施形態の正弦波発生
ＲＯＭテーブル２２に代えて、遅延部２３を適用してい
る。遅延部２３は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１から
の出力を、π／２に相当するサンプル数の期間だけ遅延
させて乗算部１５及び１６に与えるものである。
うに、第３の実施形態は、第２の実施形態の正弦波発生
ＲＯＭテーブル２２に代えて、遅延部２３を適用してい
る。遅延部２３は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１から
の出力を、π／２に相当するサンプル数の期間だけ遅延
させて乗算部１５及び１６に与えるものである。
【００５０】ここで、Ａ／Ｄ変換部４Ｉ、４Ｑにおける
サンプルレートをωｓ／２πとし、Ｍを１以上の整数と
し、上述したＮが４Ｍの場合、すなわちωｒ＝ωｓ／Ｎ
＝ωｓ／４Ｍの関係にある場合、第２の実施形態におけ
る周波数変換部５における正弦波発生ＲＯＭテーブル２
２は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１に対しある一定の
遅延（π／２に相当するサンプル数の期間）を持った値
しか出力しないため、これを遅延部２３に置き換え、そ
の入力信号は余弦波発生ＲＯＭテーブル２１から供給す
ることができる。遅延部２３の出力は余弦波発生ＲＯＭ
テーブル２１の出力に対し、位相がπ／２遅れてさえい
れば良い。すなわち、この第３の実施形態は、ωｒ＝ω
ｓ／Ｎ＝ωｓ／４Ｍの関係にあることを前提としている
ものである。
サンプルレートをωｓ／２πとし、Ｍを１以上の整数と
し、上述したＮが４Ｍの場合、すなわちωｒ＝ωｓ／Ｎ
＝ωｓ／４Ｍの関係にある場合、第２の実施形態におけ
る周波数変換部５における正弦波発生ＲＯＭテーブル２
２は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１に対しある一定の
遅延（π／２に相当するサンプル数の期間）を持った値
しか出力しないため、これを遅延部２３に置き換え、そ
の入力信号は余弦波発生ＲＯＭテーブル２１から供給す
ることができる。遅延部２３の出力は余弦波発生ＲＯＭ
テーブル２１の出力に対し、位相がπ／２遅れてさえい
れば良い。すなわち、この第３の実施形態は、ωｒ＝ω
ｓ／Ｎ＝ωｓ／４Ｍの関係にあることを前提としている
ものである。
【００５１】例えば、Ｎ＝４Ｍ＝８とした場合、余弦波
発生ＲＯＭテーブル２１にあらかじめ記憶させておく値
は、図１０のようにすることができる。この場合、遅延
部２３は、入力信号を２（＝Ｍ）サンプル期間だけ遅延
させれば良い。
発生ＲＯＭテーブル２１にあらかじめ記憶させておく値
は、図１０のようにすることができる。この場合、遅延
部２３は、入力信号を２（＝Ｍ）サンプル期間だけ遅延
させれば良い。
【００５２】第３の実施形態における周波数変換部５
は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１がアドレス０から７
までを順番に繰り返し出力し、遅延部２３が２サンプル
期間だけ遅延させることにより、正弦波発生ＲＯＭテー
ブル２２を用いることなく、第２の実施形態における周
波数変換部５と同様の機能を実現する。
は、余弦波発生ＲＯＭテーブル２１がアドレス０から７
までを順番に繰り返し出力し、遅延部２３が２サンプル
期間だけ遅延させることにより、正弦波発生ＲＯＭテー
ブル２２を用いることなく、第２の実施形態における周
波数変換部５と同様の機能を実現する。
【００５３】この第３の実施形態によっても、第１の実
施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成により、ＤＣ
オフセット補償を確実にでき、また、設計も容易にする
ことができるという効果を奏する。
施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成により、ＤＣ
オフセット補償を確実にでき、また、設計も容易にする
ことができるという効果を奏する。
【００５４】さらに、図６に示すように周波数変換部５
を構成することにより、複数のＲＯＭテーブルを持つこ
となく、第２の実施形態と同様の効果を奏することがで
きる。実際上、遅延部２３は、数個のＤフリップフロッ
プで構成され、ＲＯＭテーブルを別個構成するよりは、
構成の簡単化が期待できる。また、１個のＲＯＭをＲＯ
Ｍテーブル２１及び２２で用いていた場合であっても、
ＲＯＭテーブル２２に相当する記憶容量を他の目的に適
用できる。
を構成することにより、複数のＲＯＭテーブルを持つこ
となく、第２の実施形態と同様の効果を奏することがで
きる。実際上、遅延部２３は、数個のＤフリップフロッ
プで構成され、ＲＯＭテーブルを別個構成するよりは、
構成の簡単化が期待できる。また、１個のＲＯＭをＲＯ
Ｍテーブル２１及び２２で用いていた場合であっても、
ＲＯＭテーブル２２に相当する記憶容量を他の目的に適
用できる。
【００５５】（Ｄ）第４の実施形態
次に、本発明による周波数変換装置の第４の実施形態を
図面を参照しながら詳述する。
図面を参照しながら詳述する。
【００５６】この第４の実施形態の周波数変換装置も、
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１〜第３の実施形態のもの
と異なっている。
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１〜第３の実施形態のもの
と異なっている。
【００５７】図８は、この第４の実施形態における周波
数変換部５の詳細構成を示すブロック図である。
数変換部５の詳細構成を示すブロック図である。
【００５８】図８において、この第４の実施形態の周波
数変換部５は、２個の符号反転部３１及び３２、２個の
セレクタ（ＳＥＬ）３３及び３４、並びに、制御部３５
から構成されている。
数変換部５は、２個の符号反転部３１及び３２、２個の
セレクタ（ＳＥＬ）３３及び３４、並びに、制御部３５
から構成されている。
【００５９】各符号反転部３１、３２はそれぞれ、制御
部３５から符号反転を指示されているときに、入力信号
（入力データ）の正負符号を反転し（正から負、又は、
負から正）、制御部３５から符号反転を指示されていな
いときには、入力信号をそのまま通過させるものであ
る。
部３５から符号反転を指示されているときに、入力信号
（入力データ）の正負符号を反転し（正から負、又は、
負から正）、制御部３５から符号反転を指示されていな
いときには、入力信号をそのまま通過させるものであ
る。
【００６０】各セレクタ３３、３４は、制御部３５が指
示する符号反転部３１又は３２からの出力信号を選択し
て出力するものである。
示する符号反転部３１又は３２からの出力信号を選択し
て出力するものである。
【００６１】制御部３５は、その時点の位相情報ωｒｔ
に応じて、上述のように、符号反転部３１及び３２に対
しては符号の反転、非反転を指示し、セレクタ３３及び
３４に対しては、選択制御信号を与えるものである。
に応じて、上述のように、符号反転部３１及び３２に対
しては符号の反転、非反転を指示し、セレクタ３３及び
３４に対しては、選択制御信号を与えるものである。
【００６２】この第４の実施形態は、Ａ／Ｄ変換部４
Ｉ、４Ｑにおけるサンプルレートをωｓ／２πとしたと
き、ωｒ＝ωｓ／４の関係にある場合にのみ、適用でき
る実施形態である。上述した関係の場合、ωｒｔがとり
得る位相は４種類しかない。
Ｉ、４Ｑにおけるサンプルレートをωｓ／２πとしたと
き、ωｒ＝ωｓ／４の関係にある場合にのみ、適用でき
る実施形態である。上述した関係の場合、ωｒｔがとり
得る位相は４種類しかない。
【００６３】例えば、図９に示すように、０π／２、１
π／２、２π／２、３π／２の４種類を取り得る。この
場合には、上記（１）式に従う変換を行う周波数変換部
５における入出力関係は、図９に示すようになる。制御
部３５は、図９の関係となるように符号反転部３１、３
２及びセレクタ３３、３４を制御する。
π／２、２π／２、３π／２の４種類を取り得る。この
場合には、上記（１）式に従う変換を行う周波数変換部
５における入出力関係は、図９に示すようになる。制御
部３５は、図９の関係となるように符号反転部３１、３
２及びセレクタ３３、３４を制御する。
【００６４】制御部３５は、ωｒｔが０π／２のタイミ
ングでは、符号反転部３１及び３２に対して非反転を指
示し、セレクタ３３に対しては符号反転部３１からの信
号選択を指示し、セレクタ３４に対しては符号反転部３
２からの信号選択を指示する。また、制御部３５は、ω
ｒｔが１π／２のタイミングでは、符号反転部３１に対
して非反転を指示し、符号反転部３２に対して反転を指
示し、セレクタ３３に対しては符号反転部３２からの信
号選択を指示し、セレクタ３４に対しては符号反転部３
１からの信号選択を指示する。さらに、制御部３５は、
ωｒｔが２π／２のタイミングでは、符号反転部３１及
び３２に対して反転を指示し、セレクタ３３に対しては
符号反転部３１からの信号選択を指示し、セレクタ３４
に対しては符号反転部３２からの信号選択を指示する。
さらにまた、制御部３５は、ωｒｔが３π／２のタイミ
ングでは、符号反転部３１に対して反転を指示し、符号
反転部３２に対して非反転を指示し、セレクタ３３に対
しては符号反転部３２からの信号選択を指示し、セレク
タ３４に対しては符号反転部３１からの信号選択を指示
する。
ングでは、符号反転部３１及び３２に対して非反転を指
示し、セレクタ３３に対しては符号反転部３１からの信
号選択を指示し、セレクタ３４に対しては符号反転部３
２からの信号選択を指示する。また、制御部３５は、ω
ｒｔが１π／２のタイミングでは、符号反転部３１に対
して非反転を指示し、符号反転部３２に対して反転を指
示し、セレクタ３３に対しては符号反転部３２からの信
号選択を指示し、セレクタ３４に対しては符号反転部３
１からの信号選択を指示する。さらに、制御部３５は、
ωｒｔが２π／２のタイミングでは、符号反転部３１及
び３２に対して反転を指示し、セレクタ３３に対しては
符号反転部３１からの信号選択を指示し、セレクタ３４
に対しては符号反転部３２からの信号選択を指示する。
さらにまた、制御部３５は、ωｒｔが３π／２のタイミ
ングでは、符号反転部３１に対して反転を指示し、符号
反転部３２に対して非反転を指示し、セレクタ３３に対
しては符号反転部３２からの信号選択を指示し、セレク
タ３４に対しては符号反転部３１からの信号選択を指示
する。
【００６５】この第４の実施形態によっても、第１〜第
３の実施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成によ
り、ＤＣオフセット補償を確実にでき、また、設計も容
易にすることができるという効果を奏する。
３の実施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成によ
り、ＤＣオフセット補償を確実にでき、また、設計も容
易にすることができるという効果を奏する。
【００６６】さらに、図８に示すように周波数変換部５
を構成することにより、乗算の処理を行なうことなく、
上述した基本的な効果を得ることができる。一般に、乗
算処理は、符号反転処理と選択処理に比べ、処理が多く
回路規模が大きい。すなわち、より小さな回路で、上述
した基本的な効果を得ることができる。
を構成することにより、乗算の処理を行なうことなく、
上述した基本的な効果を得ることができる。一般に、乗
算処理は、符号反転処理と選択処理に比べ、処理が多く
回路規模が大きい。すなわち、より小さな回路で、上述
した基本的な効果を得ることができる。
【００６７】（Ｅ）第５の実施形態
次に、本発明による周波数変換装置の第５の実施形態を
図面を参照しながら詳述する。
図面を参照しながら詳述する。
【００６８】この第５の実施形態の周波数変換装置も、
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１〜第４の実施形態のもの
と異なっている。また、ＬＰＦ６Ｉ及び６Ｑとして、図
１１に示すような構成のものを適用している。
全体構成をブロック図で示すと、第１の実施形態に係る
上述した図１で表すことができる。しかしながら、周波
数変換部５の内部構成が、第１〜第４の実施形態のもの
と異なっている。また、ＬＰＦ６Ｉ及び６Ｑとして、図
１１に示すような構成のものを適用している。
【００６９】図１０は、この第５の実施形態における周
波数変換部５の詳細構成を示すブロック図である。
波数変換部５の詳細構成を示すブロック図である。
【００７０】図１０において、この第５の実施形態の周
波数変換部５は、２個の符号反転部３６及び３７、並び
に、制御部３８から構成されている。
波数変換部５は、２個の符号反転部３６及び３７、並び
に、制御部３８から構成されている。
【００７１】各符号反転部３６、３７はそれぞれ、制御
部３８から符号反転を指示されているときに、入力信号
（入力データ）の正負符号を反転し（正から負、又は、
負から正）、制御部３８から符号反転を指示されていな
いときには、入力信号をそのまま通過させるものであ
り、これら符号反転部３６及び３７の出力がそのまま当
該周波数変換部５からの出力となる。
部３８から符号反転を指示されているときに、入力信号
（入力データ）の正負符号を反転し（正から負、又は、
負から正）、制御部３８から符号反転を指示されていな
いときには、入力信号をそのまま通過させるものであ
り、これら符号反転部３６及び３７の出力がそのまま当
該周波数変換部５からの出力となる。
【００７２】制御部３８は、その時点の位相ωｒｔに応
じて、上述のように、符号反転部３６及び３７に対して
は符号の反転、非反転を指示するものである。
じて、上述のように、符号反転部３６及び３７に対して
は符号の反転、非反転を指示するものである。
【００７３】この第５の実施形態は、Ａ／Ｄ変換部４
Ｉ、４Ｑにおけるサンプルレートをωｓ／２πとしたと
き、ωｒ＝ωｓ／２の関係にある場合にのみ、適用でき
る実施形態である。上述した関係の場合、ωｒｔがとり
得る位相は２種類しかない。
Ｉ、４Ｑにおけるサンプルレートをωｓ／２πとしたと
き、ωｒ＝ωｓ／２の関係にある場合にのみ、適用でき
る実施形態である。上述した関係の場合、ωｒｔがとり
得る位相は２種類しかない。
【００７４】例えば、０、πの２種類を取り得る。この
場合には、上記（１）式に従う変換を行う周波数変換部
５における入出力関係は、上述した図９における０π／
２と２π／２の項目に示すようになる。制御部３８は、
図９のこれら２項目の関係となるように符号反転部３
６、３７を制御する。
場合には、上記（１）式に従う変換を行う周波数変換部
５における入出力関係は、上述した図９における０π／
２と２π／２の項目に示すようになる。制御部３８は、
図９のこれら２項目の関係となるように符号反転部３
６、３７を制御する。
【００７５】制御部３８は、位相ωｒｔが０のタイミン
グでは、符号反転部３６及び３７に対して非反転を指示
する。また、制御部３８は、位相ωｒｔがπのタイミン
グでは、符号反転部３６及び３７に対して反転を指示す
る。すなわち、制御部３８は、符号反転部３６及び３７
が１サンプル毎に符号が交番するように制御する。
グでは、符号反転部３６及び３７に対して非反転を指示
する。また、制御部３８は、位相ωｒｔがπのタイミン
グでは、符号反転部３６及び３７に対して反転を指示す
る。すなわち、制御部３８は、符号反転部３６及び３７
が１サンプル毎に符号が交番するように制御する。
【００７６】図１１において、この第５の実施形態にお
けるＬＰＦ６Ｉ又は６Ｑは、遅延部４２及び加算部４３
から構成されている。すなわち、２タップのトランスバ
ーサル型フィルタで構成されている。
けるＬＰＦ６Ｉ又は６Ｑは、遅延部４２及び加算部４３
から構成されている。すなわち、２タップのトランスバ
ーサル型フィルタで構成されている。
【００７７】上述したように、Ａ／Ｄ変換部４Ｉ、４Ｑ
におけるサンプルレートをωｓ／２πとしたとき、ωｒ
＝ωｓ／２の関係にあることから、ＬＰＦ６Ｉ及び６Ｑ
を、図１１に示すように構成することができる。
におけるサンプルレートをωｓ／２πとしたとき、ωｒ
＝ωｓ／２の関係にあることから、ＬＰＦ６Ｉ及び６Ｑ
を、図１１に示すように構成することができる。
【００７８】図１１において、入力端子４１には、周波
数変換部５の同相成分又は直交成分の信号が入力され
る。入力端子４１に入力された信号は、遅延部４２にお
いて１サンプル期間だけ遅延された後、加算部４３にお
いて、入力端子４１に入力された信号と加算され、出力
端子４４から出力される。
数変換部５の同相成分又は直交成分の信号が入力され
る。入力端子４１に入力された信号は、遅延部４２にお
いて１サンプル期間だけ遅延された後、加算部４３にお
いて、入力端子４１に入力された信号と加算され、出力
端子４４から出力される。
【００７９】この構成では、位相差πの相前後するサン
プル値を加算しているため、ＬＰＦ６Ｉ又は６Ｑの周波
数特性が、ωｒで０となり、周波数変換部５において中
間周波数帯域に変換されたＤＣオフセットを完全に消去
することができる。
プル値を加算しているため、ＬＰＦ６Ｉ又は６Ｑの周波
数特性が、ωｒで０となり、周波数変換部５において中
間周波数帯域に変換されたＤＣオフセットを完全に消去
することができる。
【００８０】この第５の実施形態によっても、第１〜第
４の実施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成によ
り、ＤＣオフセット補償を確実にでき、また、設計も容
易にすることができるという効果を奏する。
４の実施形態と同様に、従来に比べ、簡単な構成によ
り、ＤＣオフセット補償を確実にでき、また、設計も容
易にすることができるという効果を奏する。
【００８１】さらに、図１０に示すように周波数変換部
５を構成することにより、同相成分及び直交成分の選択
処理を行なうことなく、第４の実施形態の周波数変換部
５と同様の機能を得ることができ、構成が簡単なものと
なる。
５を構成することにより、同相成分及び直交成分の選択
処理を行なうことなく、第４の実施形態の周波数変換部
５と同様の機能を得ることができ、構成が簡単なものと
なる。
【００８２】また、図１１に示すようにＬＰＦ６Ｉ及び
６Ｑを構成することにより、ＤＣオフセットを完全に消
去することができるため、当該装置の性能を向上させる
ことができる。また、１サンプルを出力するに当たり、
１回の加算しか行なわないため、処理を増大させること
もない。
６Ｑを構成することにより、ＤＣオフセットを完全に消
去することができるため、当該装置の性能を向上させる
ことができる。また、１サンプルを出力するに当たり、
１回の加算しか行なわないため、処理を増大させること
もない。
【００８３】（Ｆ）他の実施形態
なお、上記各実施形態においては、中間周波数を１段と
しているが、複数段であっても良い。この場合におい
て、基底帯域に最も近い中間周波数帯域の同相成分及び
直交成分の段階でＡ／Ｄ変換するようにすれば、それ以
降は上記各実施形態と同様に動作する。また、第１の中
間周波数帯域の同相成分及び直交成分の段階でＡ／Ｄ変
換し、それを、それより周波数が低い第２の中間周波数
帯域の同相成分及び直交成分に変換した後、ＢＰＦを通
過させることでＤＣオフセットを消去するようにしても
良い。
しているが、複数段であっても良い。この場合におい
て、基底帯域に最も近い中間周波数帯域の同相成分及び
直交成分の段階でＡ／Ｄ変換するようにすれば、それ以
降は上記各実施形態と同様に動作する。また、第１の中
間周波数帯域の同相成分及び直交成分の段階でＡ／Ｄ変
換し、それを、それより周波数が低い第２の中間周波数
帯域の同相成分及び直交成分に変換した後、ＢＰＦを通
過させることでＤＣオフセットを消去するようにしても
良い。
【００８４】また、上記各実施形態は、無線受信機に搭
載される周波数変換装置であったが、有線受信機に搭載
される周波数変換装置に対しても、本発明を適用するこ
とができる。要するに、周波数変換を伴う通信方式であ
れば何でもよい。
載される周波数変換装置であったが、有線受信機に搭載
される周波数変換装置に対しても、本発明を適用するこ
とができる。要するに、周波数変換を伴う通信方式であ
れば何でもよい。
【００８５】さらに、上記各実施形態の説明において
は、変調方式がＰＳＫ変調方式やＦＳＫ変調方式やＡＳ
Ｋ変調方式などのディジタル変調方式である場合につい
て言及したが、他の変調方式の信号を処理するものであ
っても良い。
は、変調方式がＰＳＫ変調方式やＦＳＫ変調方式やＡＳ
Ｋ変調方式などのディジタル変調方式である場合につい
て言及したが、他の変調方式の信号を処理するものであ
っても良い。
【００８６】さらにまた、上記各実施形態においては、
各部がハードウェア構成として実現されているように説
明したが、その一部などをＤＳＰやＣＰＵなどを用いて
ソフトウェアとして実現することもできる。要するに、
同等の機能を実現するものであればハードウェアであっ
てもソフトウェアであっても良い。
各部がハードウェア構成として実現されているように説
明したが、その一部などをＤＳＰやＣＰＵなどを用いて
ソフトウェアとして実現することもできる。要するに、
同等の機能を実現するものであればハードウェアであっ
てもソフトウェアであっても良い。
【００８７】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、受信信
号を中間周波数帯域の信号に変換して同相及び直交成分
の信号を出力し、これら同相及び直交成分の信号をそれ
ぞれディジタル信号した後、その変換後の同相及び直交
成分の信号を、それより周波数が低い帯域の同相及び直
交成分の信号に変換し、変換された同相及び直交成分の
信号からそれぞれ、フィルタリング処理によってアナロ
グ／ディジタル変換の際に加わった直流雑音の成分を除
去するようにしたので、簡単な構成によってアナログ／
ディジタル変換の際に加わった直流雑音の成分を確実に
消去することができるようになる。
号を中間周波数帯域の信号に変換して同相及び直交成分
の信号を出力し、これら同相及び直交成分の信号をそれ
ぞれディジタル信号した後、その変換後の同相及び直交
成分の信号を、それより周波数が低い帯域の同相及び直
交成分の信号に変換し、変換された同相及び直交成分の
信号からそれぞれ、フィルタリング処理によってアナロ
グ／ディジタル変換の際に加わった直流雑音の成分を除
去するようにしたので、簡単な構成によってアナログ／
ディジタル変換の際に加わった直流雑音の成分を確実に
消去することができるようになる。
【図１】第１の実施形態の全体構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】第１の実施形態の周波数変換部の詳細構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】第１の実施形態の各部振幅スペクトル図であ
る。
る。
【図４】第２の実施形態の周波数変換部の詳細構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図５】第２の実施形態のＲＯＭテーブルの格納例を示
す説明図である。
す説明図である。
【図６】第３の実施形態の周波数変換部の詳細構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図７】第３の実施形態のＲＯＭテーブルの格納例及び
遅延部の出力例を示す説明図である。
遅延部の出力例を示す説明図である。
【図８】第４の実施形態の周波数変換部の詳細構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図９】第４の実施形態の周波数変換部の入出力関係を
示す説明図である。
示す説明図である。
【図１０】第５の実施形態の周波数変換部の詳細構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１１】第５の実施形態のＬＰＦの詳細構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
２Ｉ、２Ｑ…ミキサ、３Ｉ、３Ｑ…ＢＰＦ（バンドパス
フィルタ）、４Ｉ、４Ｑ…Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタ
ル）変換部、５…周波数変換部、６Ｉ、６Ｑ…ＬＰＦ
（ロウパスフィルタ）、１２…余弦波発生部、１３…正
弦波発生部、１４〜１７…乗算部、１８…減算部、１
９、４３…加算部、２１…余弦波発生ＲＯＭテーブル、
２２…正弦波発生ＲＯＭテーブル、２３、４２…遅延
部、３１、３２、３６、３７…符号反転部、３３、３４
…セレクタ、３５、３８制御部。
フィルタ）、４Ｉ、４Ｑ…Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタ
ル）変換部、５…周波数変換部、６Ｉ、６Ｑ…ＬＰＦ
（ロウパスフィルタ）、１２…余弦波発生部、１３…正
弦波発生部、１４〜１７…乗算部、１８…減算部、１
９、４３…加算部、２１…余弦波発生ＲＯＭテーブル、
２２…正弦波発生ＲＯＭテーブル、２３、４２…遅延
部、３１、３２、３６、３７…符号反転部、３３、３４
…セレクタ、３５、３８制御部。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
H04B 1/26
Claims (7)
- 【請求項１】 受信信号を中間周波数帯域の信号に変換
して同相及び直交成分の信号を出力する第１の周波数変
換手段と、 この第１の周波数変換手段から出力された同相及び直交
成分の信号をそれぞれディジタル信号に変換するアナロ
グ／ディジタル変換手段と、 このアナログ／ディジタル変換手段から出力されたディ
ジタル信号でなる同相及び直交成分の信号を、それより
周波数が低い帯域の同相及び直交成分の信号に変換する
第２の周波数変換手段と、 この第２の周波数変換手段から出力された同相及び直交
成分の信号からそれぞれ、前記アナログ／ディジタル変
換手段において加わった直流雑音の成分を除去するフィ
ルタ手段とを備えることを特徴とする周波数変換装置。 - 【請求項２】 前記第２の周波数変換手段が基底帯域の
信号へ変換するものであり、前記フィルタ手段が、低域
通過フィルタ手段であることを特徴とする請求項１に記
載の周波数変換装置。 - 【請求項３】 前記第２の周波数変換手段は、周波数変
換のために必要となる直交関係の２種類の正弦波状信号
の発生構成として、サンプル値を記憶している記憶部を
備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数
変換装置。 - 【請求項４】 前記第２の周波数変換手段は、周波数変
換のために必要となる直交関係の２種類の正弦波状信号
の発生構成として、１種類の正弦波状信号のサンプル値
を記憶している記憶部と、この記憶部から出力されたサ
ンプル値を所定期間だけ遅延させて他種類の正弦波状信
号のサンプル値を出力する遅延部を備えることを特徴と
する請求項１又は２に記載の周波数変換装置。 - 【請求項５】 前記第２の周波数変換手段は、入力され
た信号の同相及び直交成分の符号を非反転又は反転させ
る２個の符号反転部と、これら符号反転部に対して非反
転又は反転指令を与える制御部とを備えることを特徴と
する請求項１又は２に記載の周波数変換装置。 - 【請求項６】 前記第２の周波数変換手段は、入力され
た信号の同相及び直交成分の符号を非反転又は反転させ
る２個の符号反転部と、これら符号反転部からの一方の
出力信号を選択する２個の選択部と、上記各符号反転部
に対して非反転又は反転指令を与えると共に、上記各選
択部に選択制御信号を与える制御部とを備えることを特
徴とする請求項１又は２に記載の周波数変換装置。 - 【請求項７】 前記フィルタ手段は、２タップのトラン
スバーサル型フィルタであることを特徴とする請求項２
に記載の周波数変換装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00644798A JP3414633B2 (ja) | 1998-01-16 | 1998-01-16 | 周波数変換装置 |
| US09/232,013 US6308057B1 (en) | 1998-01-16 | 1999-01-14 | Radio receiver having compensation for direct current offset |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00644798A JP3414633B2 (ja) | 1998-01-16 | 1998-01-16 | 周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11205403A JPH11205403A (ja) | 1999-07-30 |
| JP3414633B2 true JP3414633B2 (ja) | 2003-06-09 |
Family
ID=11638684
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00644798A Expired - Fee Related JP3414633B2 (ja) | 1998-01-16 | 1998-01-16 | 周波数変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6308057B1 (ja) |
| JP (1) | JP3414633B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IL123739A (en) * | 1998-03-19 | 2001-11-25 | Infineon Technologies Ag | Method and equipment for restoring clock timing in XDSL modems and especially VDSL modems |
| JP4099618B2 (ja) * | 1999-09-20 | 2008-06-11 | ソニー株式会社 | 受信機およびそのｉｃ |
| US6731917B1 (en) * | 1999-11-03 | 2004-05-04 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for minimizing image power in the output of a receiver circuit |
| DE19960559A1 (de) * | 1999-12-15 | 2001-07-05 | Infineon Technologies Ag | Empfangsvorrichtung für winkelmodulierte Signale |
| KR100669403B1 (ko) | 2000-05-04 | 2007-01-15 | 삼성전자주식회사 | 브이에스비/큐에이엠 공용 수신기 및 수신방법 |
| DE10044449A1 (de) | 2000-09-08 | 2002-04-04 | Infineon Technologies Ag | Empfängerschaltung, insbesondere für den Mobilfunk |
| JP4429533B2 (ja) * | 2001-01-29 | 2010-03-10 | 三星電子株式会社 | 周波数変換器 |
| DE10228757A1 (de) | 2002-06-27 | 2004-01-22 | Infineon Technologies Ag | Empfängeranordnung, insbesondere für den Mobilfunk |
| US7751496B2 (en) * | 2003-06-25 | 2010-07-06 | Pine Valley Investments, Inc. | Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture |
| US7221915B2 (en) * | 2003-06-25 | 2007-05-22 | M/A-Com, Inc. | Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture |
| US7151913B2 (en) * | 2003-06-30 | 2006-12-19 | M/A-Com, Inc. | Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture |
| CN100431273C (zh) * | 2003-06-06 | 2008-11-05 | 美商内数位科技公司 | 连续补偿介入通信信号的相位变异的通信装置 |
| US20060183451A1 (en) * | 2003-06-06 | 2006-08-17 | Interdigital Technology Corporation | Method and system for continuously compensating for phase variations introduced into a communication signal by automatic gain control adjustments |
| EP1839396A2 (en) * | 2005-01-13 | 2007-10-03 | Nxp B.V. | Low intermediate frequency receiver and the sampling method thereof |
| DE102005041455A1 (de) * | 2005-08-31 | 2007-03-15 | Abb Patent Gmbh | Automatisierungstechnische Einrichtung |
| DE102005043485A1 (de) * | 2005-09-13 | 2007-03-15 | Abb Patent Gmbh | Automatisierungstechnische Einrichtung |
| DE102005043481A1 (de) * | 2005-09-13 | 2007-03-15 | Abb Patent Gmbh | Automatisierungstechnische Einrichtung |
| DE102005043482A1 (de) * | 2005-09-13 | 2007-03-15 | Abb Patent Gmbh | Automatisierungstechnische Einrichtung |
| US7733980B2 (en) * | 2006-07-14 | 2010-06-08 | International Business Machines Corporation | Quadrature modulation circuits and systems supporting multiple modulation modes at gigabit data rates |
| JP6453641B2 (ja) * | 2014-12-22 | 2019-01-16 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 周波数変換装置、送信装置、周波数変換方法及び周波数変換用プログラム |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5249203A (en) * | 1991-02-25 | 1993-09-28 | Rockwell International Corporation | Phase and gain error control system for use in an i/q direct conversion receiver |
| EP0701745B1 (en) * | 1993-06-04 | 1999-09-15 | Rca Thomson Licensing Corporation | Direct conversion tuner |
| US5826180A (en) * | 1994-08-08 | 1998-10-20 | Nice Systems Ltd. | Near homodyne radio frequency receiver |
| US5828955A (en) * | 1995-08-30 | 1998-10-27 | Rockwell Semiconductor Systems, Inc. | Near direct conversion receiver and method for equalizing amplitude and phase therein |
| FI961935A (fi) * | 1996-05-07 | 1997-11-08 | Nokia Mobile Phones Ltd | Erojännitteen eliminointi ja AM-vaimennus suoramuunnosvastaanottimessa |
| US6134429A (en) * | 1998-04-10 | 2000-10-17 | Vlsi Technology, Inc. | Direct digital down conversion of a 10.8 MHz intermediate frequency signal in the personal handy phone system |
-
1998
- 1998-01-16 JP JP00644798A patent/JP3414633B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-01-14 US US09/232,013 patent/US6308057B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6308057B1 (en) | 2001-10-23 |
| JPH11205403A (ja) | 1999-07-30 |
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