JPH0983595A - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン受信機Info
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- JPH0983595A JPH0983595A JP7240345A JP24034595A JPH0983595A JP H0983595 A JPH0983595 A JP H0983595A JP 7240345 A JP7240345 A JP 7240345A JP 24034595 A JP24034595 A JP 24034595A JP H0983595 A JPH0983595 A JP H0983595A
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- signal
- digital
- adjacent channel
- frequency
- wave
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- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 直流オフセットによる受信感度劣化および希
望波に重量される隣接チャネル波による受信障害を防止
する。 【解決手段】 位相器４、ミキサ５、６等を含む直交復
調器に入力する局部渇新信号の周波数をＲＦ信号の周波
数からずらして直交復調するとともに、直交復調器によ
って出力される信号に対し、アナログローパスフィルタ
７、８で不要周波数成分を除去し、その出力信号のうち
の１つの系統の信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器１１、１２
でディジタル信号に変換し、ディジタル乗算器３１〜３
４とディジタル加算器３５、３６によって構成される隣
接チャネル波除去回路で希望信号に重量される隣接チャ
ネル波を除去する。
望波に重量される隣接チャネル波による受信障害を防止
する。 【解決手段】 位相器４、ミキサ５、６等を含む直交復
調器に入力する局部渇新信号の周波数をＲＦ信号の周波
数からずらして直交復調するとともに、直交復調器によ
って出力される信号に対し、アナログローパスフィルタ
７、８で不要周波数成分を除去し、その出力信号のうち
の１つの系統の信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器１１、１２
でディジタル信号に変換し、ディジタル乗算器３１〜３
４とディジタル加算器３５、３６によって構成される隣
接チャネル波除去回路で希望信号に重量される隣接チャ
ネル波を除去する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル移動体通信
等に使用する無線機に使用するダイレクトコンバージョ
ン受信機に関する。
等に使用する無線機に使用するダイレクトコンバージョ
ン受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のダイレクトコンバージョン
受信機の構成を示している。図３において、１は信号を
受信する空中線、２は受信した信号を所定のレベルに増
幅する増幅器、３は増幅器２によって出力された信号に
対し不要周波数成分を除去するバンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）、４は入力された局部発振信号からｃｏｓ波およ
びｓｉｎ波を得る移相器、５と６は受信信号と局部発振
信号とをミキシングしてＩ、Ｑ信号を得るミキサ、７と
８はＩ、Ｑ信号に対し不要周波数成分を除去するアナロ
グローパスフィルタ（ＬＰＦ）、９と１０はＩ、Ｑ信号
を所定のレベルに増幅する増幅器、１１と１２はアナロ
グ信号ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１３と
１４はＩ、Ｑベースバンド信号に対し波形成形を行なう
ルートナイキストフィルタ（ＲＮＦ）である。
受信機の構成を示している。図３において、１は信号を
受信する空中線、２は受信した信号を所定のレベルに増
幅する増幅器、３は増幅器２によって出力された信号に
対し不要周波数成分を除去するバンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）、４は入力された局部発振信号からｃｏｓ波およ
びｓｉｎ波を得る移相器、５と６は受信信号と局部発振
信号とをミキシングしてＩ、Ｑ信号を得るミキサ、７と
８はＩ、Ｑ信号に対し不要周波数成分を除去するアナロ
グローパスフィルタ（ＬＰＦ）、９と１０はＩ、Ｑ信号
を所定のレベルに増幅する増幅器、１１と１２はアナロ
グ信号ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１３と
１４はＩ、Ｑベースバンド信号に対し波形成形を行なう
ルートナイキストフィルタ（ＲＮＦ）である。
【０００３】以上のように構成されたダイレクトコンバ
ージョン受信機では、空中線１により受信された受信信
号１５は、増幅器２によって所定のレベルに増幅され、
信号１６が出力される。信号１６は、バンドパスフィル
タ３によって不要周波数成分を除去され、信号１７が得
られる。次に局部発振信号１８が移相器４に入力され、
ｃｏｓ波１９とｓｉｎ２０が出力される。信号１７とｃ
ｏｓ波１９はミキサ５によってミキシングされてダウン
コンバートされ、信号２１が得られる。同様に、信号１
７とｓｉｎ波２０はミキサ６によってミキシングされて
ダウンコンバートされ、信号２２が得られる。
ージョン受信機では、空中線１により受信された受信信
号１５は、増幅器２によって所定のレベルに増幅され、
信号１６が出力される。信号１６は、バンドパスフィル
タ３によって不要周波数成分を除去され、信号１７が得
られる。次に局部発振信号１８が移相器４に入力され、
ｃｏｓ波１９とｓｉｎ２０が出力される。信号１７とｃ
ｏｓ波１９はミキサ５によってミキシングされてダウン
コンバートされ、信号２１が得られる。同様に、信号１
７とｓｉｎ波２０はミキサ６によってミキシングされて
ダウンコンバートされ、信号２２が得られる。
【０００４】次に、信号２１はアナログローパスフィル
タ７に入力され、不要周波数成分を除去され、信号２３
が得られる。同様に、信号２４はアナログローパスフィ
ルタ８に入力され、不要周波数成分を除去され、信号２
４が得られる。信号２３は増幅器９によって所定のレベ
ルに増幅され、信号２５が得られる。同様に、信号２４
は増幅器１０によって所定のレベルに増幅され、信号２
６が得られる。信号２５と信号２６は、それぞれＡ／Ｄ
変換器１１、１２によってディジタル信号に変換され、
それぞれ信号２７、２８が得られる。最後に、信号２７
と信号２８は、それぞれルートナイキストフィルタ１
３、１４によって波形整形され、それぞれ波形整形され
たベースバンドＩ信号２９および波形整形されたベース
バンドＱ信号３０が得られる。
タ７に入力され、不要周波数成分を除去され、信号２３
が得られる。同様に、信号２４はアナログローパスフィ
ルタ８に入力され、不要周波数成分を除去され、信号２
４が得られる。信号２３は増幅器９によって所定のレベ
ルに増幅され、信号２５が得られる。同様に、信号２４
は増幅器１０によって所定のレベルに増幅され、信号２
６が得られる。信号２５と信号２６は、それぞれＡ／Ｄ
変換器１１、１２によってディジタル信号に変換され、
それぞれ信号２７、２８が得られる。最後に、信号２７
と信号２８は、それぞれルートナイキストフィルタ１
３、１４によって波形整形され、それぞれ波形整形され
たベースバンドＩ信号２９および波形整形されたベース
バンドＱ信号３０が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成のダイレクトコンバージョン受信機では、直交復調器
を構成する空中線１、増幅器２、バンドパスフィルタ
３、移相器４、ミキサ５、６のうち、ミキサ５、６や増
幅器２の直流オフセット等によって、Ｉ、Ｑベースバン
ド信号に直流オフセットが生じ、この直流オフセットに
よって、受信感度劣化が生じる問題があった。
成のダイレクトコンバージョン受信機では、直交復調器
を構成する空中線１、増幅器２、バンドパスフィルタ
３、移相器４、ミキサ５、６のうち、ミキサ５、６や増
幅器２の直流オフセット等によって、Ｉ、Ｑベースバン
ド信号に直流オフセットが生じ、この直流オフセットに
よって、受信感度劣化が生じる問題があった。
【０００６】このような問題を解決するためには、直交
復調器に入力する局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周
波数からずらす方法があるが、この方式を用いると、隣
接チャネル波が希望信号に重畳され受信障害が生じる問
題があった。
復調器に入力する局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周
波数からずらす方法があるが、この方式を用いると、隣
接チャネル波が希望信号に重畳され受信障害が生じる問
題があった。
【０００７】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、直流オフセットを除去するとともに、希
望信号に重畳される隣接チャネル波を除去することので
きるダイレクトコンバージョン受信機を提供することを
目的とする。
るものであり、直流オフセットを除去するとともに、希
望信号に重畳される隣接チャネル波を除去することので
きるダイレクトコンバージョン受信機を提供することを
目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、直交復調器に入力する局部発振信号の周
波数をＲＦ信号の周波数からずらして直交復調するとと
もに、直交復調器から出力される２つの系統の信号に対
し、ディジタル乗算器とディジタル加算器、またはディ
ジタル９０度移相器とディジタル加算器により構成され
る隣接チャネル波除去回路により、希望信号に重畳され
る隣接チャネル波を除去するようにしたものである。
成するために、直交復調器に入力する局部発振信号の周
波数をＲＦ信号の周波数からずらして直交復調するとと
もに、直交復調器から出力される２つの系統の信号に対
し、ディジタル乗算器とディジタル加算器、またはディ
ジタル９０度移相器とディジタル加算器により構成され
る隣接チャネル波除去回路により、希望信号に重畳され
る隣接チャネル波を除去するようにしたものである。
【０００９】
【作用】したがって本発明によれば、直交復調器に入力
する局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数からずら
して直交復調することにより、ベースバンド信号の直流
オフセットを除去することができ、またその出力に隣接
チャネル除去回路により希望信号に重畳される隣接チャ
ネル波を除去することができる。
する局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数からずら
して直交復調することにより、ベースバンド信号の直流
オフセットを除去することができ、またその出力に隣接
チャネル除去回路により希望信号に重畳される隣接チャ
ネル波を除去することができる。
【００１０】
（実施例１）図１は本発明の第１実施例の構成を示して
おり、図３の従来例の説明に用いた符号が同様な要素に
対して用いてある。図１において、１は信号を受信する
空中線、２は受信した信号を所定のレベルに増幅する増
幅器、３は増幅器２によって増幅された信号に対し不要
周波数成分を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、
４は入力された局部発振信号からｃｏｓ波およびｓｉｎ
波を得る移相器、５と６は受信信号と局部発振信号とを
ミキシングしてＩ、Ｑ信号を得るミキサ、７と８はＩ、
Ｑ信号に対し不要周波数成分を除去するアナログローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）、９と１０はＩ、Ｑ信号を所定の
レベルに増幅する増幅器、１１、１２はアナログ信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１３と１４は
Ｉ、Ｑベースバンド信号に対し波形整形を行なうルート
ナイキストフィルタ（ＲＮＦ）である。
おり、図３の従来例の説明に用いた符号が同様な要素に
対して用いてある。図１において、１は信号を受信する
空中線、２は受信した信号を所定のレベルに増幅する増
幅器、３は増幅器２によって増幅された信号に対し不要
周波数成分を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、
４は入力された局部発振信号からｃｏｓ波およびｓｉｎ
波を得る移相器、５と６は受信信号と局部発振信号とを
ミキシングしてＩ、Ｑ信号を得るミキサ、７と８はＩ、
Ｑ信号に対し不要周波数成分を除去するアナログローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）、９と１０はＩ、Ｑ信号を所定の
レベルに増幅する増幅器、１１、１２はアナログ信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１３と１４は
Ｉ、Ｑベースバンド信号に対し波形整形を行なうルート
ナイキストフィルタ（ＲＮＦ）である。
【００１１】以上のように構成されたダイレクトコンバ
ージョン受信器では、空中線１により受信された受信信
号１５は、増幅器２によって所定のレベルに増幅され、
信号１６が出力される。信号１６は、バンドパスフィル
タ３によって不要周波数成分を除去され、信号１７が得
られる。
ージョン受信器では、空中線１により受信された受信信
号１５は、増幅器２によって所定のレベルに増幅され、
信号１６が出力される。信号１６は、バンドパスフィル
タ３によって不要周波数成分を除去され、信号１７が得
られる。
【００１２】ここで、希望波の周波数をｆとし、局部発
振信号３７の周波数をｆ＋Δｆとすると、直交復調後に
希望波に重畳されるのは周波数がｆ＋２Δｆの隣接チャ
ネル波のみである。したがって、希望波の他に周波数が
ｆ＋２Δｆ隣接チャネル波が１波存在する場合を考え
る。この場合、信号１７はそれぞれ次式で示される。 S(t)＝｛I(t)cos2πft＋Q(t)sin2πft｝ ＋｛II(t)cos2 π(f＋2 Δf)＋QQ(t)sin2 π(f＋2 Δf)t ｝ ・・・・（１） ただし、I(t)；ベースバンドＩ信号（希望波成分） Q(t)；ベースバンドＱ信号（希望波成分） II(t)；ベースバンドＩ信号（隣接チャネル波成分） QQ(t)；ベースバンドＱ信号（隣接チャネル波成分）
振信号３７の周波数をｆ＋Δｆとすると、直交復調後に
希望波に重畳されるのは周波数がｆ＋２Δｆの隣接チャ
ネル波のみである。したがって、希望波の他に周波数が
ｆ＋２Δｆ隣接チャネル波が１波存在する場合を考え
る。この場合、信号１７はそれぞれ次式で示される。 S(t)＝｛I(t)cos2πft＋Q(t)sin2πft｝ ＋｛II(t)cos2 π(f＋2 Δf)＋QQ(t)sin2 π(f＋2 Δf)t ｝ ・・・・（１） ただし、I(t)；ベースバンドＩ信号（希望波成分） Q(t)；ベースバンドＱ信号（希望波成分） II(t)；ベースバンドＩ信号（隣接チャネル波成分） QQ(t)；ベースバンドＱ信号（隣接チャネル波成分）
【００１３】局部発振信号３７は移相器４に入力され
て、ｃｏｓ波３８とｓｉｎ波３９が出力され、それぞれ
ミキサ５と６に入力される。信号１７は、ミキサ５によ
ってｃｏｓ波３８とミキシングされてダウンコンバート
され、信号４０のＳＩ（ｔ）が得られる。信号４０のＳ
Ｉ（ｔ）は次式で示される。 SI(t) ＝｛I(t)cos2πft＋Q(t)sin2πft｝cos2π(f＋Δf)t ＋｛II(t)cos2 π(f＋2 Δf)t ＋QQ(t)sin2 π(f＋2 Δf)t ｝cos2π(f＋Δf)t ＝｛I(t)cos2π(2f ＋Δf)t ＋Q(t)sin2π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛I(t)cos2πΔft−Q(t)sin2πΔft｝/2 ＋｛II(t)cos2 π(2f ＋Δf)t ＋QQ(t)sin2 π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛II(t)cos2 πΔft＋QQ(t)sin2 πΔft｝/2 ・・・（２）
て、ｃｏｓ波３８とｓｉｎ波３９が出力され、それぞれ
ミキサ５と６に入力される。信号１７は、ミキサ５によ
ってｃｏｓ波３８とミキシングされてダウンコンバート
され、信号４０のＳＩ（ｔ）が得られる。信号４０のＳ
Ｉ（ｔ）は次式で示される。 SI(t) ＝｛I(t)cos2πft＋Q(t)sin2πft｝cos2π(f＋Δf)t ＋｛II(t)cos2 π(f＋2 Δf)t ＋QQ(t)sin2 π(f＋2 Δf)t ｝cos2π(f＋Δf)t ＝｛I(t)cos2π(2f ＋Δf)t ＋Q(t)sin2π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛I(t)cos2πΔft−Q(t)sin2πΔft｝/2 ＋｛II(t)cos2 π(2f ＋Δf)t ＋QQ(t)sin2 π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛II(t)cos2 πΔft＋QQ(t)sin2 πΔft｝/2 ・・・（２）
【００１４】同様に信号１７は、ミキサ６によってｓｉ
ｎ波３９とミキシングされてダウンコンバートされ、信
号４１のＳＱ（ｔ）が得られる。信号４１のＳＱ（ｔ）
は次式で示させる。 SQ(t) ＝｛I(t)cos2πft＋Q(t)sin2πft｝sin2π(f＋Δf)t ＋｛II(t)cos2 π(f＋2 Δf)t ＋QQ(t)sin2 π(f＋2 Δf)t ｝sin2π(f＋Δf)t ＝｛I(t)sin2π(2f ＋Δf)t ＋Q(t)cos2π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛I(t)sin2πΔft＋Q(t)cos2πΔft｝/2 ＋｛II(t)sin2 π(2f ＋Δf)t ＋QQ(t)cos2 π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛− II(t)sin2πΔft＋QQ(t)cos2 πΔft｝/2 ・・・（３）
ｎ波３９とミキシングされてダウンコンバートされ、信
号４１のＳＱ（ｔ）が得られる。信号４１のＳＱ（ｔ）
は次式で示させる。 SQ(t) ＝｛I(t)cos2πft＋Q(t)sin2πft｝sin2π(f＋Δf)t ＋｛II(t)cos2 π(f＋2 Δf)t ＋QQ(t)sin2 π(f＋2 Δf)t ｝sin2π(f＋Δf)t ＝｛I(t)sin2π(2f ＋Δf)t ＋Q(t)cos2π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛I(t)sin2πΔft＋Q(t)cos2πΔft｝/2 ＋｛II(t)sin2 π(2f ＋Δf)t ＋QQ(t)cos2 π(f＋Δf)t ｝/2 ＋｛− II(t)sin2πΔft＋QQ(t)cos2 πΔft｝/2 ・・・（３）
【００１５】次に信号４０は、アナログローパスフィル
タ７に入力され、不要周波数成分を除去され、信号４２
のＳＳＩ（ｔ）が得られる。信号４２のＳＳＩ（ｔ）は
次式で示される。 SSI(t)＝｛I(t)cos2πΔft−Q(t)sin2πΔft｝/2 ＋｛II(t)cos2 πΔft＋QQ(t)sin2 πΔft｝/2 ・・・（４）
タ７に入力され、不要周波数成分を除去され、信号４２
のＳＳＩ（ｔ）が得られる。信号４２のＳＳＩ（ｔ）は
次式で示される。 SSI(t)＝｛I(t)cos2πΔft−Q(t)sin2πΔft｝/2 ＋｛II(t)cos2 πΔft＋QQ(t)sin2 πΔft｝/2 ・・・（４）
【００１６】同様に信号４１は、アナログローパスフィ
ルタ８に入力され、不要周波数成分を除去され、信号４
３のＳＳＱ（ｔ）が得られる。信号４３のＳＳＱ（ｔ）
は次式で示される。 SSQ(t)＝｛I(t)sin2πΔft＋Q(t)cos2πΔft｝/2 ＋｛−II(t)sin2 πΔft＋QQ(t)sos2 πΔft｝/2 ・・・（５）
ルタ８に入力され、不要周波数成分を除去され、信号４
３のＳＳＱ（ｔ）が得られる。信号４３のＳＳＱ（ｔ）
は次式で示される。 SSQ(t)＝｛I(t)sin2πΔft＋Q(t)cos2πΔft｝/2 ＋｛−II(t)sin2 πΔft＋QQ(t)sos2 πΔft｝/2 ・・・（５）
【００１７】次に信号４２と信号４３は、それぞれ増幅
器９と１０によって増幅され、それぞれ信号４４と信号
４５が得られる。信号４４はＡ／Ｄ変換器１１によって
ディジタル信号に変換され、信号４６のＤＩ（ｎＴ）が
得られる。信号４６のＤＩ（ｎＴ）は次式で示される。 DI(nT)＝｛I(nT)cos2 πΔfnT −Q(nT)sin2 πΔfnT ｝/2 ＋｛II(nT)cos2πΔfnT ＋QQ(nT)sin2πΔfnT ｝/2 ・・・（６） だだし、ｎ＝０、１、２、・・・・Ｔ；サンプリング周
期
器９と１０によって増幅され、それぞれ信号４４と信号
４５が得られる。信号４４はＡ／Ｄ変換器１１によって
ディジタル信号に変換され、信号４６のＤＩ（ｎＴ）が
得られる。信号４６のＤＩ（ｎＴ）は次式で示される。 DI(nT)＝｛I(nT)cos2 πΔfnT −Q(nT)sin2 πΔfnT ｝/2 ＋｛II(nT)cos2πΔfnT ＋QQ(nT)sin2πΔfnT ｝/2 ・・・（６） だだし、ｎ＝０、１、２、・・・・Ｔ；サンプリング周
期
【００１８】同様に信号４５は、Ａ／Ｄ変換器１２によ
ってディジタル信号に変換され、信号４７のＤＱ（ｎ
Ｔ）が得られる。信号４７のＤＱ（ｎＴ）は次式で示さ
れる。 DQ(nT)＝｛I(nT)sin2 πΔfnT −Q(nT)cos2 πΔfnT ｝/2 ＋｛II(nT)sin2πΔfnT ＋QQ(nT)cos2πΔfnT ｝/2 ・・・（７）
ってディジタル信号に変換され、信号４７のＤＱ（ｎ
Ｔ）が得られる。信号４７のＤＱ（ｎＴ）は次式で示さ
れる。 DQ(nT)＝｛I(nT)sin2 πΔfnT −Q(nT)cos2 πΔfnT ｝/2 ＋｛II(nT)sin2πΔfnT ＋QQ(nT)cos2πΔfnT ｝/2 ・・・（７）
【００１９】次に信号４６は、ディジタル乗算器３１に
入力され、ディジタルｃｏｓ信号４８と乗算され、信号
５１のＩ１（ｎＴ）が得られる。信号５１のＩ１（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 I1(nT)＝｛I(nT) ＋II(nT)｝/4 ・・・（８）
入力され、ディジタルｃｏｓ信号４８と乗算され、信号
５１のＩ１（ｎＴ）が得られる。信号５１のＩ１（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 I1(nT)＝｛I(nT) ＋II(nT)｝/4 ・・・（８）
【００２０】また信号４６は、ディジタル乗算器３２に
も入力され、ディジタルｓｉｎ信号５０と乗算され、信
号５３のＱ１（ｎＴ）が得られる。信号５３のＱ１（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 Q1(nT)＝｛Q(nT) −QQ(nT)｝/4 ・・・（９）
も入力され、ディジタルｓｉｎ信号５０と乗算され、信
号５３のＱ１（ｎＴ）が得られる。信号５３のＱ１（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 Q1(nT)＝｛Q(nT) −QQ(nT)｝/4 ・・・（９）
【００２１】同様に信号４７は、ディジタル乗算器３４
に入力され、ディジタルｓｉｎ信号４９と乗算され、信
号５２のＩ２（ｎＴ）が得られる。信号５２のＩ２（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 I2(nT)＝｛I(nT) −II(nT)｝/4 ・・・（１０）
に入力され、ディジタルｓｉｎ信号４９と乗算され、信
号５２のＩ２（ｎＴ）が得られる。信号５２のＩ２（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 I2(nT)＝｛I(nT) −II(nT)｝/4 ・・・（１０）
【００２２】また信号４７は、ディジタル乗算器３３に
も入力され、ディジタルｃｏｓ信号４８と乗算され、信
号５４のＱ２（ｎＴ）が得られる。信号５４のＱ２（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 Q2(nT)＝｛Q(nT) ＋QQ(nT)｝/4 ・・・（１１）
も入力され、ディジタルｃｏｓ信号４８と乗算され、信
号５４のＱ２（ｎＴ）が得られる。信号５４のＱ２（ｎ
Ｔ）は次式で示される。 Q2(nT)＝｛Q(nT) ＋QQ(nT)｝/4 ・・・（１１）
【００２３】次に信号５１のＩ１（ｎＴ）と信号５２の
Ｉ２（ｎＴ）は、ディジタル加算器３６に入力され、隣
接チャネル波成分を除去されて、信号２７のＩ（ｎＴ）
が得られる。
Ｉ２（ｎＴ）は、ディジタル加算器３６に入力され、隣
接チャネル波成分を除去されて、信号２７のＩ（ｎＴ）
が得られる。
【００２４】同様に信号５３のＱ１（ｎＴ）と信号５４
のＱ２（ｎＴ）は、ディジタル加算器３５に入力され、
隣接チャネル波成分を除去されて、信号２８のＱ（ｎ
Ｔ）が得られる。
のＱ２（ｎＴ）は、ディジタル加算器３５に入力され、
隣接チャネル波成分を除去されて、信号２８のＱ（ｎ
Ｔ）が得られる。
【００２５】最後に、信号２７のＩ（ｎＴ）と信号２８
のＱ（ｎＴ）は、それぞれルートナイキストフィルタ１
３と１４によって波形整形され、それぞれベースバンド
Ｉ信号２９とベースバンドＱ信号３０が得られる。
のＱ（ｎＴ）は、それぞれルートナイキストフィルタ１
３と１４によって波形整形され、それぞれベースバンド
Ｉ信号２９とベースバンドＱ信号３０が得られる。
【００２６】ディジタル乗算器３１〜３４とディジタル
加算器３５、３６とルートナイキストフィルタ１３、１
４は、ＤＳＰ（digital Sigal Processor)により容易に
実現できる。
加算器３５、３６とルートナイキストフィルタ１３、１
４は、ＤＳＰ（digital Sigal Processor)により容易に
実現できる。
【００２７】以上のように、上記第１実施例によれば、
直交復調器に入力する局部発振信号３７の周波数をＲＦ
信号の周波数からずらして直交復調し、この直交復調器
により出力される２つの系統の信号に対し、ディジタル
乗算器３１〜３４とディジタル加算器３５、３６により
構成される隣接チャネル波除去回路により、希望信号に
重畳される隣接チャネル波を除去することによって、受
信障害が生じることを防ぐことができる。
直交復調器に入力する局部発振信号３７の周波数をＲＦ
信号の周波数からずらして直交復調し、この直交復調器
により出力される２つの系統の信号に対し、ディジタル
乗算器３１〜３４とディジタル加算器３５、３６により
構成される隣接チャネル波除去回路により、希望信号に
重畳される隣接チャネル波を除去することによって、受
信障害が生じることを防ぐことができる。
【００２８】（実施例２）図２は本発明の第２実施例の
構成を示すものである。この第２実施例が第１実施例と
異なるところは、９０度移相器５５とディジタル加算器
３５によって隣接チャネル波除去回路を実現した構成に
あり、他の構成は第１実施例と同じなので、対応する部
材、信号等については同一符号をして付して、詳しい説
明は省略する。
構成を示すものである。この第２実施例が第１実施例と
異なるところは、９０度移相器５５とディジタル加算器
３５によって隣接チャネル波除去回路を実現した構成に
あり、他の構成は第１実施例と同じなので、対応する部
材、信号等については同一符号をして付して、詳しい説
明は省略する。
【００２９】以下、第２実施例の動作を図２を用いて説
明する。信号４６のＤＩ（ｎＴ）と信号４７のＤＱ（ｎ
Ｔ）を得るまでは、上記第１実施例と同じである。信号
４６のＤＩ（ｎＴ）は、ディジタル９０度移相器５５に
入力され、９０度移相されることによって、信号５６の
ＤＤＩ（ｎＴ）が得られる。信号５６のＤＤＩ（ｎＴ）
は次式で示される。 DDI(nT) ＝｛I(nT)sin2 πΔfnT ＋Q(nT)cos2 πΔfnT ｝/2 ＋｛II(nT)sin2πΔfnT −QQ(nT)cos2πΔfnT ｝/2・・・（１２）
明する。信号４６のＤＩ（ｎＴ）と信号４７のＤＱ（ｎ
Ｔ）を得るまでは、上記第１実施例と同じである。信号
４６のＤＩ（ｎＴ）は、ディジタル９０度移相器５５に
入力され、９０度移相されることによって、信号５６の
ＤＤＩ（ｎＴ）が得られる。信号５６のＤＤＩ（ｎＴ）
は次式で示される。 DDI(nT) ＝｛I(nT)sin2 πΔfnT ＋Q(nT)cos2 πΔfnT ｝/2 ＋｛II(nT)sin2πΔfnT −QQ(nT)cos2πΔfnT ｝/2・・・（１２）
【００３０】次に信号５６のＤＤＩ（ｎＴ）と信号４７
のＤＱＩ（ｎＴ）は、ディジタル加算器３５に入力さ
れ、隣接チャネル波成分を除去されて、信号５７のＳＳ
（ｎＴ）が得られる。信号５７のＳＳ（ｎＴ）は次式で
示される。 SS(nT)＝I(nT)sin2 πΔfnT ＋Q(nT)cos2 πΔfnT ・・・（１３）
のＤＱＩ（ｎＴ）は、ディジタル加算器３５に入力さ
れ、隣接チャネル波成分を除去されて、信号５７のＳＳ
（ｎＴ）が得られる。信号５７のＳＳ（ｎＴ）は次式で
示される。 SS(nT)＝I(nT)sin2 πΔfnT ＋Q(nT)cos2 πΔfnT ・・・（１３）
【００３１】次に、信号５７のＳＳ（ｎＴ）は、ディジ
タル加算器３１に入力され、ディジタルｓｉｎ信号４９
と乗算され、信号２７のＩ（ｎＴ）が得られる。同様に
信号５７ＳＳ（ｎＴ）は、ディジタル加算器３２にも入
力され、ディジタルｓｉｎ信号４８と乗算され、信号２
８のＱ（ｎＴ）が得られる。
タル加算器３１に入力され、ディジタルｓｉｎ信号４９
と乗算され、信号２７のＩ（ｎＴ）が得られる。同様に
信号５７ＳＳ（ｎＴ）は、ディジタル加算器３２にも入
力され、ディジタルｓｉｎ信号４８と乗算され、信号２
８のＱ（ｎＴ）が得られる。
【００３２】最後に、信号２７のＩ（ｎＴ）と信号２８
のＱ（ｎＴ）は、それぞれルートナイキストフィルタ１
３と１４によって波形整形され、それぞれベースバンド
Ｉ信号２９とベースバンドＱ信号３０が得られる。
のＱ（ｎＴ）は、それぞれルートナイキストフィルタ１
３と１４によって波形整形され、それぞれベースバンド
Ｉ信号２９とベースバンドＱ信号３０が得られる。
【００３３】ディジタル９０度移相器５５とディジタル
加算器３５とルートナイキストフィルタ１３、１４は、
ＤＳＰ（Digital Signal Processor) により容易に実現
できる。
加算器３５とルートナイキストフィルタ１３、１４は、
ＤＳＰ（Digital Signal Processor) により容易に実現
できる。
【００３４】以上のように、上記第２実施例によれば、
直交復調器に入力する局部発振信号の周波数をＲＦ信号
の周波数からずらして直交復調し、この直交復調器から
出力される２つの系統の信号に対し、ディジタル９０度
移相器５５とディジタル加算器３５により構成される隣
接チャネル波除去回路により、希望信号に重畳される隣
接チャネル波を除去することによって、受信障害が生じ
ることを防ぐことができる。
直交復調器に入力する局部発振信号の周波数をＲＦ信号
の周波数からずらして直交復調し、この直交復調器から
出力される２つの系統の信号に対し、ディジタル９０度
移相器５５とディジタル加算器３５により構成される隣
接チャネル波除去回路により、希望信号に重畳される隣
接チャネル波を除去することによって、受信障害が生じ
ることを防ぐことができる。
【００３５】また、第２実施例においては、９０度移相
器５５の演算量が多いため、現状のＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor) では全体の演算量が多くなるが、これ
は今後のＤＳＰ（Digital Signal Processor) の進歩に
より解決できることである。
器５５の演算量が多いため、現状のＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor) では全体の演算量が多くなるが、これ
は今後のＤＳＰ（Digital Signal Processor) の進歩に
より解決できることである。
【００３６】
【発明の効果】本発明は、上記実施例から明らかなよう
に、直交復調器に入力する局部発振信号の周波数をＲＦ
信号の周波数からずらして直交復調するとともに、直交
復調器から出力される２つの系統の信号に対し、ディジ
タル乗算器とディジタル加算器により構成される隣接チ
ャネル波除去回路、あるいはディジタル９０度移相器と
ディジタル加算器により構成される隣接チャネル波除去
回路により、希望信号に重畳される隣接チャネル波を除
去することによって、受信障害が生じることを防ぐこと
ができるという効果を有する。
に、直交復調器に入力する局部発振信号の周波数をＲＦ
信号の周波数からずらして直交復調するとともに、直交
復調器から出力される２つの系統の信号に対し、ディジ
タル乗算器とディジタル加算器により構成される隣接チ
ャネル波除去回路、あるいはディジタル９０度移相器と
ディジタル加算器により構成される隣接チャネル波除去
回路により、希望信号に重畳される隣接チャネル波を除
去することによって、受信障害が生じることを防ぐこと
ができるという効果を有する。
【図１】本発明の第１実施例におけるダイレクトコンバ
ージョン受信機の構成を示すブロック図
ージョン受信機の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２実施例におけるダイレクトコンバ
ージョン受信機の構成を示すブロック図
ージョン受信機の構成を示すブロック図
【図３】従来におけるダイレクトコンバージョン受信機
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
１ 空中線 ２ 増幅器 ３ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ４ 移相器 ５、６ ミキサ ７、８ アナログローパスフィルタ（ＬＰＦ） ９，１０ 増幅器 １１、１２ Ａ／Ｄ変換器 １３、１４ ルートナイキストフィルタ（ＲＮＦ） １５ 受信信号 １６ 受信信号を増幅した信号 １７ 信号１６に対し不要周波数成分を除去した信号 １８ 局部発振信号（受信信号と同じ周波数） １９ ｃｏｓ波（受信信号と同じ周波数） ２０ ｓｉｎ波（受信信号と同じ周波数） ２１ アナログＩ信号 ２２ アナログＱ信号 ２３ 信号２１に対し不要周波数成分を除去した信号 ２４ 信号２２に対し不要周波数成分を除去した信号 ２５ 信号２３を増幅した信号 ２６ 信号２４を増幅した信号 ２７ ディジタルベースバンドＩ信号 ２８ ディジタルベースバンドＱ信号 ２９ 波形整形されたディジタルベースバンドＩ信号 ３０ 波形整形されたディジタルベースバンドＱ信号 ３１、３２、３３、３４ ディジタル乗算器 ３５、３６ ディジタル加算器 ３７ 局部発振信号（受信信号から周波数をずらしてい
る。） ３８ ｃｏｓ波（受信信号から周波数をずらしてい
る。） ３９ ｓｉｎ波（受信信号から周波数をずらしてい
る。） ４０ アナログＩ信号 ４１ アナログＱ信号 ４２ 信号４０に対し不要周波数成分を除去した信号 ４３ 信号４１に対し不要周波数成分を除去した信号 ４４ 信号４２を増幅した信号 ４５ 信号４３を増幅した信号 ４６ ディジタルＩ信号 ４７ ディジタルＱ信号 ４８ ディジタルｃｏｓ信号 ４９ ディジタルｓｉｎ信号 ５０ ディジタル−ｓｉｎ信号 ５１ 信号４６とディジタルｃｏｓ信号を乗算した信号 ５２ 信号４７とディジタルｓｉｎ信号を乗算した信号 ５３ 信号４６とディジタル−ｓｉｎ信号を乗算した信
号 ５４ 信号４７とディジタルｃｏｓ信号を乗算した信号 ５５ ９０度移相器 ５６ 信号４６に対し９０度移相した信号 ５７ 信号４７と信号５６を加算した信号
る。） ３８ ｃｏｓ波（受信信号から周波数をずらしてい
る。） ３９ ｓｉｎ波（受信信号から周波数をずらしてい
る。） ４０ アナログＩ信号 ４１ アナログＱ信号 ４２ 信号４０に対し不要周波数成分を除去した信号 ４３ 信号４１に対し不要周波数成分を除去した信号 ４４ 信号４２を増幅した信号 ４５ 信号４３を増幅した信号 ４６ ディジタルＩ信号 ４７ ディジタルＱ信号 ４８ ディジタルｃｏｓ信号 ４９ ディジタルｓｉｎ信号 ５０ ディジタル−ｓｉｎ信号 ５１ 信号４６とディジタルｃｏｓ信号を乗算した信号 ５２ 信号４７とディジタルｓｉｎ信号を乗算した信号 ５３ 信号４６とディジタル−ｓｉｎ信号を乗算した信
号 ５４ 信号４７とディジタルｃｏｓ信号を乗算した信号 ５５ ９０度移相器 ５６ 信号４６に対し９０度移相した信号 ５７ 信号４７と信号５６を加算した信号
Claims (2)
- 【請求項１】 信号を受信する空中線と、前記空中線に
より受信された信号を周波数変換するミキサおよび移相
器とによって構成される直交復調器と、前記直交復調器
から出力される信号に対し不要周波数成分を除去するア
ナログローパスフィルタと、前記アナログローパスフィ
ルタから出力される信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器と、ディジタル乗算器とディジタル加算器に
よって構成される隣接チャネル波除去回路と、前記隣接
チャネル波除去回路から出力されるベースバンド信号に
対し波形整形を行なうルートナイキストフィルタとを備
え、前記ルートナイキストフィルタの出力からベースバ
ンド信号を得るダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項２】 隣接チャネル波除去回路をディジタル９
０度移相器とディジタル加算器によって構成したことを
特徴とする請求項１記載のダイレクトコンバージョン受
信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7240345A JPH0983595A (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7240345A JPH0983595A (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983595A true JPH0983595A (ja) | 1997-03-28 |
Family
ID=17058112
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7240345A Pending JPH0983595A (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0983595A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6449471B1 (en) | 1999-03-11 | 2002-09-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
| KR100424474B1 (ko) * | 2001-10-23 | 2004-03-24 | 삼성전자주식회사 | 다이렉트 컨버젼 회로에서의 ｄｃ-오프셋 제거 회로 |
| KR20040049563A (ko) * | 2002-12-06 | 2004-06-12 | 한국전자통신연구원 | 무선 이동통신 시스템의 직접변환 수신 장치 및 그 방법 |
| KR100464331B1 (ko) * | 2001-12-12 | 2005-01-03 | 삼성전자주식회사 | 직류 오프셋을 제거하는 다이렉트 컨버젼 수신기 및 이다이렉트 컨버젼 수신기를 이용한 직류 오프셋 제거 방법 |
| US6987815B2 (en) | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
| KR100606123B1 (ko) * | 2002-08-05 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 직접 변환 수신기의 직류 오프셋 제거 장치 |
| KR100790858B1 (ko) * | 2002-09-04 | 2008-01-02 | 삼성전자주식회사 | 시공유 ｉ 채널 및 ｑ 채널을 가진 직접변환 수신기 및수신방법 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06343087A (ja) * | 1993-06-01 | 1994-12-13 | Fujitsu Ltd | 誤り訂正復号を用いたａｆｃ方式 |
| JPH0795110A (ja) * | 1993-09-21 | 1995-04-07 | Toshiba Corp | 無線機 |
-
1995
- 1995-09-19 JP JP7240345A patent/JPH0983595A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06343087A (ja) * | 1993-06-01 | 1994-12-13 | Fujitsu Ltd | 誤り訂正復号を用いたａｆｃ方式 |
| JPH0795110A (ja) * | 1993-09-21 | 1995-04-07 | Toshiba Corp | 無線機 |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6449471B1 (en) | 1999-03-11 | 2002-09-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
| US6987815B2 (en) | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
| KR100424474B1 (ko) * | 2001-10-23 | 2004-03-24 | 삼성전자주식회사 | 다이렉트 컨버젼 회로에서의 ｄｃ-오프셋 제거 회로 |
| KR100464331B1 (ko) * | 2001-12-12 | 2005-01-03 | 삼성전자주식회사 | 직류 오프셋을 제거하는 다이렉트 컨버젼 수신기 및 이다이렉트 컨버젼 수신기를 이용한 직류 오프셋 제거 방법 |
| KR100606123B1 (ko) * | 2002-08-05 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 직접 변환 수신기의 직류 오프셋 제거 장치 |
| KR100790858B1 (ko) * | 2002-09-04 | 2008-01-02 | 삼성전자주식회사 | 시공유 ｉ 채널 및 ｑ 채널을 가진 직접변환 수신기 및수신방법 |
| KR20040049563A (ko) * | 2002-12-06 | 2004-06-12 | 한국전자통신연구원 | 무선 이동통신 시스템의 직접변환 수신 장치 및 그 방법 |
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