JP2006525715A - 直交変調器及び較正方法 - Google Patents

Abstract

直交変調器及び該変調器を較正する方法であり、該方法では第１テストトーン信号を変調器の同相変調ブランチの入力に、該第１テストトーン信号の９０°移相信号を変調器の直角変調ブランチの入力に供給する。変調器の出力信号中の搬送波漏れレベルを測定し、これに応答してベースバンドＤＣオフセット電圧をＬＯフィードスルーが最小になるように調整する。第２テストトーン信号を同相変調バッファの入力に、該第２テストトーン信号の９０°移相信号を直角変調ブランチの入力に供給する。出力信号中の不所望な上側波帯周波数成分のレベルを測定し、これに応答して同相及び直角変調ブランチのベースバンド利得及びＬＯ位相誤差を不所望側波帯が最小になるように調整する。

Description

本発明は、直交変調器、直交変調器を具えた無線通信装置、及び該直交変調器又は該無線通信装置を較正する方法に関するものである。

直交変調器では、一般に、２つの慣例の方法の１つを用いて搬送波漏れ(キャリアリーク）低減及び側波帯除去が実施されている。これらの方法の１つは回路整合、ダイナミックスワッピング及び多相フィルタの使用に基づいており、これらのすべては設計段階で実施される。第２のタイプの方法は不完全なチップを処理し、チップの使用中較正方法を使用するものである。

第２の方法の一例はモヒンドラ他のＵＳＰ６１６４６３等に開示され、これにはセット＆フォゲット搬送波漏れ補償（set and forget carrier leakage compensation）が開示されている。直交変調器のパワーアップ時に、キャリア漏れを同相及び直角ブランチ内で同期検波器を用いて測定する。ステートマシンが信号発生器を始動し、該信号発生器が補償信号を同相ブランチと直角ブランチに注入してこれらのブランチにおけるＤＣオフセットを低減させることによって、搬送波漏れを低減させている。しかし、モヒンドラは不所望な側波帯の除去については何も開示していない。モヒンドラは簡単な検出方法を提案しているが、この方法は搬送波漏れと側波帯又は他のエラーとを区別できないために実現が困難である。また、抑圧しなければならない信号の大きなダイナミックレンジはソフトウエアで実現しなければならない扱いにくく低速の「ゲインセット」及び「エラー検出」シーケンスを必要とする。

最小で低コストの回路を用いて搬送波漏れを抑圧するのみならず、不所望な側波帯も低減することが望ましい。また、これらの不所望な回路パラメータを低減するための適切な回路パラメータのサーチを最小限にするのが望ましい。

本発明の一つの態様は直交変調器を較正する方法に関する。この方法は、第１テストトーン信号を変調器の同相変調ブランチの入力に、該第１テストトーン信号の９０°移相信号を変調器の直角変調ブランチの入力に供給し；変調器の出力信号中の局部発振器（ＬＯ）フィードスルーのレベルを測定し、これに応答してベースバンドＤＣオフセット電圧をＬＯフィードスルーが最小になるように調整し；第２テストトーン信号を同相変調バッファの入力に、該第２テストトーン信号の９０°移相信号を直角変調ブランチの入力に供給し；出力信号中の不所望な上側波帯周波数成分のレベルを測定し、これに応答して同相及び直角変調ブランチのベースバンド利得及びＬＯ位相誤差を不所望側波帯が最小になるように調整することを特徴とする。

好適実施例では、出力信号中の局部発振器（ＬＯ）フィードスルー又は不所望側波帯のレベルの測定を、下側波帯（ＬＳＢ）がゼロＩＦにダウンコンバートされるように出力信号の周波数スペクトルをシフトさせ、スペクトルシフトされた信号をＬＯフィードスルー又は上側波帯のような不所望側波帯の何れか一方を通すようにフィルタ処理し、フィルタ処理されたスペクトルシフト信号の振幅を測定することによって行う。

本発明の他の態様は同相変調ブランチと直角変調ブランチを含む直交変調器に関する。同相変調ブランチは入力としてアナログ同相ベースバンド信号を受信し、且つ第１ＤＣオフセット調整回路と、第１ベースバンド利得調整回路と、第１混合器とを含む。直角変調ブランチは入力としてアナログ直角ベースバンド信号を受信し、且つ第２ＤＣオフセット調整回路と、第２ベースバンド利得調整回路と、第２混合器とを含む。局部発振器手段が局部発振器信号を第１混合器に供給するとともに、局部発振器信号の９０°移相信号を第２混合器に供給する。加算器が第１及び第２混合器の出力を加算する。エンベロープ検波器が変調器の出力信号を検波し、出力信号の振幅を表す信号を出力する。バンドパスフィルタがこの振幅信号をフィルタ処理する。信号強度インジケータ回路がフィルタ処理された振幅信号の強度を測定し、局部発振器の位相シフト及び同相及び直角ベースバンド信号のＤＣオフセット及びベースバンド利得を調整する補償信号を出力する。

好適実施例では、エンベロープ検波器は同期検波器であり、信号強度インジケータは対数インジケータである。第１テストトーン信号を同相変調ブランチの入力に供給するとともに第１テストトーン信号の９０°移相信号を直角変調ブランチの入力に供給する手段を設ける。補償信号を用いて同相及び直角変調ブランチのベースバンドＤＣオフセットを調整することにより出力信号中の搬送波漏れを最小にする。次に第２テストトーン信号を同相変調ブランチの入力に供給するとともに第２テスト信号の９０°移相信号を直角変調ブランチの入力に供給する。第２テストトーンは第１テストトーンの周波数のほぼ半分の周波数を有する。補償信号を用いて同相及び直角変調ブランチのベースバンド利得及び局部発振器信号の位相シフトを調整することにより出力信号中の不所望な上側波帯周波数成分を最小にする。

好適同期エンベロープ検波器は、上部ブランチ内に少なくとも１つの差動トランジスタ対を有するとともに下部ブランチ内に少なくとも１つのトランジスタを有し、上部ブランチと下部ブランチが相互接続され且つ上部及び下部ブランチの各々が入力端子を有しているギルバートセルを具える。上部ブランチの入力端子と下部ブランチの入力端子との間に抵抗分圧器回路網を設ける。この分圧器回路網の抵抗値は、上部ブランチのトランジスタを飽和するに十分な信号レベルを有する選択された入力信号を減衰して下部ブランチのトランジスタを飽和しないように選択する。上部ブランチのトランジスタにローパスフィルタを接続し、このローパスフィルタに検波器の出力信号を供給する。

図１は直交送信機８を示し、該送信機は同相変調ブランチ１０と直角変調ブランチ１２を含む。同相ブランチ１０は、ベースバンドＤＣオフセット調整ブロック１６と、ローパスフィルタ１８と、ベースバンド利得調整増幅器２０と、混合器２２とを直列に具える。混合器２２は同相信号Ｉ(t)（ディジタル情報を搬送するアナログ信号）を局部発振器（ＬＯ）２４により発生される正弦搬送波信号Ａ_c cos(ω_t) と混合する。直角ブランチ１２は、ベースバンドＤＣオフセット調整ブロック１７と、ローパスフィルタ１９と、ベースバンド利得調整増幅器２１と、混合器２３とを直列に具える。混合器２３は直角信号Ｑ(t)を局部発振器２４により発生され且つフェーズロックループ（ＰＬＬ）２６のような位相シフト回路で９０°（理想的な場合）位相シフトされた搬送波信号Ａ_s sin(ω_t ＋φ_e ) と混合する。φ_eは位相シフト誤差を表す。

混合器２２及び２３の出力は加算器２８により加算され、その出力はディジタルプログラマブル減衰器３０に供給される。好適実施例では、送信機８は差動信号で動作し、従って減衰器３０の出力は変成器３２に供給され、変成器３２が差動信号をシングルエンド信号に変換してアンテナ３４から放射する。

ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３６はＤＣオフセット調整ブロック１６，１７、利得増幅器２０，２１、ＰＬＬ２６及び減衰器３０などの種々の回路を制御する。ＤＳＰ３６は後に詳細に記載する較正アルゴリズムも実行する。

図示の直交送信機８及びこれに類似の他の直交送信機にはいくつかの不完全性又は非理想性が存在する。これらの非理想性は、特に、図２に示すとおり、以下の原因により生ずる。
A_I，Ａ_Q 等しくすることができない同相ブランチ及び直角ブランチのベースバンド利得
Ｖ_OI，Ｖ_OQ ゼロにできない同相ブランチ及び直角ブランチのビルトイン等価ＤＣオフセット
A_C，Ａ_S 等しくすることができない同相ブランチ及び直角ブランチの局部発振器振幅
Ｖ_OC，Ｖ_OS ゼロにできない同相ブランチ及び直角ブランチの局部発振器等価オフセット電圧
φ_e 局部発振器直角位相誤差

従って、送信信号ｓ(t)は次の一般式で書き表せます。
ｓ(t)＝(A_IＩ(t)＋Ｖ_OI)(Ａ_C cos(ω_LOt)＋Ｖ_OC)＋(A_QＱ(t)＋Ｖ_OQ)(Ａ_S sin(ω_LOt＋
φ_e)＋Ｖ_OS [1]
ここで、ω_LOは局部発振器周波数であり、
Ｉ(t)，Ｑ(t)は上述した同相及び直角相信号である。
式［１］から明らかなように、非理想性が除去されれば、ｓ(t)は理想直角信号：
Ｉ(t) cos(ω_LOt)＋Ｑ(t) sin(ω_LOt) [2]
になる。

入力ベースバンド信号はＩ(t)＝V_I cos(ω_Bt)及びＱ(t)＝ＶQ sin(ω_Bt)と定義し、式［１］を展開すると次の３の主要項が生ずる。
Ｖ_OI:*Ａ_C cos(ω_LOt)＋Ｖ_OC)＋Ｖ_OQ*Ａ_S sin(ω_LOt＋φ_e) [3]
Ａ_IＶ_IＡ_C cos(ω_LOt+ω_Bt)-Ａ_QＶ_QＡ_S cos(φ_e)cos(ω_LOt+ω_Bt)+Ａ_QＶ_QＡ_S sin(φ_e)sin(ω_LOt +ω_Bt) [4]
Ａ_IＶ_IＡ_C cos(ω_LOt -ω_Bt)+Ａ_QＶ_QＡ_S cos(φ_e)cos(ω_LOt-ω_Bt)-Ａ_QＶ_QＡ_S sin(φ_e)sin(ω_LOt -ω_Bt) [5]

式［３］は局部発振器（ＬＯ）フィードスルー又は搬送波リーク項という。これは、出力スペクトルのこの成分はω_LOに中心があるためである。ＤＣオフセット調整をブロック１６及び１７で適正に調整することができれば、ＬＯフィードスルーは除去又は低減することができる。

式［４］は「上側波帯」（ＵＳＢ）項という。これは、出力スペクトルのこの成分は局部発振器周波数より高い周波数ω_LO＋ω_Bに中心があるためである。同様に、式［５］は「下側波帯」（ＬＳＢ）項という。これは、出力スペクトルのこの成分は局部発振器周波数より低い周波数ω_LO−ω_Bに中心があるためである。

正パラメータであると仮定すると、ＬＳＢは強い周波数成分であり、従って所望信号であり、ＵＳＢは弱い周波数成分であり、従って不所望信号である。式［４］から、ベースバンド利得不整合Ａ_I≠Ａ_Q、局部発振器レベル不整合Ａc≠As及び局部発振器位相誤差φ_eが残留ＵＳＢ項に関与すること明らかである。これらのシステムパラメータの正しい制御によって不所望な側波帯を最小にすることができる。しかし、アナログ領域で不所望な側波帯を５０ｄＢｃ以下に最小化するには０．０５ｄＢ程度のベースバンド及び高周波数利得整合と０．４°程度の位相整合を必要とする。慣例のアナログ回路はこのような整合レベルを達成できない。

本発明は、改良したレイアウト又は動的技術によって整合及び位相制御を向上させることを試みないで、出力信号Ｓ(t)を測定し、次のシステムパラメータＡ_I，Ａ_Q；Ｖ_OI，Ｖ_OQ；及びφ_eをＬＯフィードスルー及びＵＳＢ成分が最小になるまで調整する。これは、ＬＳＢ成分は一般にＵＳＢ成分又はＬＯフィードスルーより大きいという事実を利用することによって達成される。図３は、２つの正弦波成分の和Ａ_st cos(ω_stt)＋Ａ_we cos(ω_wet)である２トーン信号４０を例示し、本例では第１成分が第２成分よりはるかに高い振幅を有している。図３から明らかなように、２トーン信号４０のエンベロープ４２（破線で示されている）は弱い信号の振幅とトーン間の差に等しい周波数を有する正弦波である。特に、この２トーン信号４０のエンベロープはＡ_st＋Ａ_we cos(ω_stt-ω_wet)と書き表せる。従って、例えば弱い信号がＵＳＢ成分で、強い信号がＬＳＢ成分である場合、このような２トーン信号のエンベロープを測定することによって弱い信号すなわち不所望信号のレベルを低減するようにシステムパラメータを調整することが可能になる。

しかし、実際には、送信機の出力ｓ(t)は２成分信号ではなく、多くの周波数成分を有する。図４はｓ(t)の典型的な周波数スペクトルを示す。この周波数スペクトル図において、中心軸は局部発振器周波数、例えば１ＧＨｚに位置する。周波数成分４４はＬＯフィードスルーを、成分４６はＬＳＢを、成分４８はＵＳＢを表す。更に、それぞれ成分５０及び５２で表すように、強い及び弱い第３高調波が存在する。従って、出力信号ｓ(t)は所望の成分に加えて多数の周波数の成分を有するため、好適実施例では少なくともいくつかの周波数成分をフィルタリングして実質的に２トーン信号が存在するようにする。相対的に振幅が小さい高次高調波はエンベロープの波形に実質的に影響を与えない点に注意されたい。また、高次高調波は主信号より相当速く減少するため、ユーザは主信号レベルの適切な選択によってこれらの高調波を減少させることができる（例えば図４に示すように、ＬＳＢの１ｄＢのレベル減少ごとに第３高調波は３ｄＢ減少する）。

図５は本発明の好適実施例に基づく直交変調器１００のシステムブロック図であり、本例変調器は高ダイナミックレンジエンベロープ検波器１０２と、バンドパスフィルタ１０４と、信号強度インジケータ回路１０６とを用いる。検波器１０２は減衰器３０の出力の点Ａでｓ(t)を検波するように配置される。検波器１０２はｓ(t)のエンベロープを表す信号を点Ｂに出力する。このエンベロープ信号は次にバンドパスフィルタ１０４によりフィルタ処理されて最小にすべき周波数成分の通過(点Ｃ)が許される。対数信号強度インジケータ回路１０６が通過した周波数成分の強度を測定し信号１０８を発生し、この信号は次いでＤＳＰ３６によって変調器のシステムパラメータを調整するために使用される。

この変調器は２つのフェーズプロセスで構成するのが好ましい。第１フェーズではＬＯフィードスルーを最小にし、第２フェーズではＵＳＢ成分を最小にするが、他の実施例ではこれらのフェーズは逆の順序で実行しても良い。

好適実施例の第１フェーズでは、第１テストトーン、例えば４４ＭＨｚ、を送信機のＩ及びＱベースバンド入力端子に供給する（Ｑ入力端子に供給されるトーンはＩ入力端子に供給されるトーンと９０°移相シフトされている）。これらのトーンはＤＳＰ３６により、あるいは、他の任意の既知のトーン発生器により発生される。点Ａにおける出力スペクトルは、図４に示すように、所望のＬＳＢ成分４６と、小さいＬＯフィードスルー及びＵＳＢ成分４４，４８に加えて第２及び第３高調波とを有する。エンベロープ検波器１０２は本質的に検波された出力信号ｓ(t)の周波数スペクトルをシフトさせるため、図６に示すように、点ＡにおけるＬＳＢ成分４６がゼロ周波数にシフトされ、ＬＯフィードスルー成分４４がテストトーンの周波数４ＭＨｚにシフトされ、ＵＳＢ成分４８がテストトーンの２倍の周波数にシフトされる。バンドパスフィルタ１０４は４ＭＨｚを中心とするシャープなパスバンドを有し、ＬＯフィードスルーのみを通し、従って種々の他の不所望成分の存在を抑制するよう構成するのが好ましい。対数信号強度インジケータ１０６はＬＯフィードスルーのレベルを測定し、信号１０８を発生し、ＤＳＰ３６がこの信号を使ってＬＯフィードスルー４４を最小にする。ＬＯフィードスルー４４は、たとえチップの基板リークの結果として発生しうるとしても、ＬＯフィードスルー４４を点Ａで相殺せしめるようにＤＣオフセット電圧Ｖ_OI及びＶ_OQを調整することによりゼロにすることができる。Ｖ_OI及びＶ_OQは互いに独立であり、別々にゼロにする必要があるため、ＤＣオフセットの最適値を見つけ出すために２次元サーチが必要とされる。

較正プロセスの第２フェーズでは、ＬＯフィードスルー４４が最小化されたら、第１テストトーンの半分の周波数、例えば２ＭＨｚ、の第２テストトーンを変調器のＩ及びＱベースバンド入力端子に供給する。エンベロープ検波器１０２の通過後の点Ｃにおける周波数スペクトルは図７に示すようになり、ＵＳＢ成分４８がＬＳＢ成分４６から第２トーン信号の値の２倍だけ離間される。これにより(図７に模式的に示されているように)同一のバンドパスフィルタ１０６を用いてほぼＵＳＢ成分４８のみを対数信号強度インジケータ１０６に伝搬させることができる。信号強度インジケータ１０６は信号１０８を発生し、ＵＳＢ成分を最小にするためにＤＳＰ３６がこの信号を用いて利得調整ブロック２０，２１におけるベースバンドＡ_I又はＡ_Qを調整するとともにＰＬＬ２６における局部発振器位相誤差φ_eを調整する。これも２次元サーチを必要とする。

この較正プロセスは“セット＆フォゲット形”である。この較正プロセスは変調器のパワーアップ時又は不活性タイムスロットのような所定の離散瞬時に適用することができる。システムパラメータは連続的に調整する必要はない。

バンドパスフィルタ１０４は強い第３高調波歪み成分５０の影響を低減する点に留意されたい。しかし、弱い第３高調波成分５２はエンベロープ検波後の側波帯信号４８に位置する。この歪み積のレベルは典型的には６０ｄＢｃ以上であり、問題を生じない。そのレベルは較正フェーズ中に主テストトーン信号Ｉ(t)及びＱ(t)の１ｄＢの減少につき３ｄＢ減少させることができる。

バンドパスフィルタはエンベロープ検波器の前に配置することができるが、高価な高いＱのフィルタを必要とし、実用的でない。当業者であればバンドパスフィルタを検波器の後に配置されたプログラマブルバンドパスフィルタとして不所望な側波帯及び高調波積をフィルタ除去することができる。

好適実施例では、変調器１００はいくつかの理由で大きなダイナミックレンジキャパシティを有する。第１に、ＲＦ出力レベルはプログラマブルにする必要があり、直交変調器１００が減衰器３０を含むのはそのためである。検波器回路は送出点における信号の非理想性を最小にするために減衰後に信号を検波するのが好ましい。従って、ＬＳＢ成分４６のレベルは急激に変化し得る。

第２に、検波される周波数成分、例えばＬＯフィードスルー又はＵＳＢ成分４８のレベルは、例えば出発点としての１５ｄＢｃから５０ｄＢｃへと、大きく減少させるのが望ましい。出力減衰器におけるＲＦレベルの調整による主信号の変化、例えば２５ｄＢの変化を付加すると、検波される信号のダイナミックレンジは極めて高くなり、例えば７５ｄＢになる。例えば、慣例の−２０ｄＢｍであるものとする。Ｉ．５ＧＨｚで２５ｄＢオンチッププログラマブル減衰器を用いる場合で、サイドバンドを５０ｄＢだけ抑圧する必要がある場合、信号強度インジケータ１０６は−２０ｄＢｍから−９５ｄＢｍまでの信号にセンシティブである必要がある。このような変化信号を適正精度で測定するためには信号強度インジケータ１０６は以下に詳細に説明する対数増幅器／検出器として実現するのが好ましい。

第３に、種々の不所望周波数成分が存在するために問題が存在し得る。これらの不所望周波数成分は同時に検波されるが異なるメカニズムで抑制される。この問題は前述したシャープバンドパスフィルタを用い、これに対数検出器のためのリミッタを後続させるのが好ましい。バンドパスフィルタ１０４が最小化すべき周波数成分を予め選択し、リミッタが測定精度を減少させる他の不所望信号を有効に除去する。リミッタは２以上の信号が存在する場合には僅かに強い信号のみを捕捉ずる。

図８はエンベロープ検波器１０２の好適実施例の回路図である。ギルバートセルに部分的に基づくこの回路は、ダイオードベース検波器のような慣例のエンベロープ検波器よりも著しく大きなダイナミックレンジ及び優れた信号対雑音比を提供する。この回路は、トランジスタＱ_2A，Ｑ_3A，Ｑ_2B及びＱ_3Bからなる２つの差動トランジスタ対１１６及び１１８を含む上部ブランチ１１４を含む。回路１０２は第２セットのトランジスタＱ_1A及びＱ_1Bを含む下部ブランチ１２０も含む。上部ブランチ１１４は図に示すように下部ブランチ１２０に接続される。

差動入力信号は入力端子Ｖin^＋及びＶin⁻において上部ブランチ１１４のトランジスタのベースに直接供給される。差動入力信号は抵抗分圧回路網Ｒ_2A，Ｒ_3A及びＲ_2B，Ｒ_3Bにより大きく減衰され、下部ブランチ１２０のトランジスタに供給される。下部ブランチ１２０は上部ブランチ１４０に比較して大きく縮退される。上部ブランチトランジスタはハードにスイッチするが、縮退された下部ブランチトランジスタは入力信号のみならずそのエンベロープも見る。図３に戻り説明すれば、上部ブランチは信号４０のゼロ交差のみを見てエンベロープ４２には気づかない。下部ブランチは信号全体を見る。

そのために、上部及び下部ブランチ１１４，１２０は乗算器として使用される。このモードでは、上部ブランチ１１４に供給される入力信号はトランジスタのしきい値電圧Ｖ_Tを超える信号レベル（代表的には約４Ｖ_Tで、Ｖ_T≒２５ｍＶ_pp）を有するが、縮退下部ブランチ１２０に供給される入力信号はＲ_2A，Ｒ_3A及びＲ_2B，Ｒ_3B減衰器のためにしきい値電圧よりかなり低い（Ｒ₄はゼロオームであるものとする）。上部ブランチトランジスタは飽和し、ハードにスイッチして入力信号の極性に依存して上部ブランチの一端から他端へ電流が流れる。これが方形波列１２２で概略的に示されている。これに対して、縮退下部ブランチ１２０のトランジスタはハードにスイッチせず、下部ブランチは増幅器として機能し、この機能はＲ4の存在により更に線形化され、Ｑ_1A及びＱ_1Bのコレクタ電流はそのベースに供給された電圧の再生になる。これが正弦波信号１２４により概略的に示されている。しかし、上部ブランチトランジスタのハードスイッチングの結果として、Ｑ_1A及びＱ_1Bのコレクタ電流は切り取られる。出力端では、Ｑ_2A，Ｑ_3A及びＱ_2B，Ｑ_3Bのコレクタはすべて正極性を有し、従って信号１２６で概略的に示すように、入力信号に同期方形波を有効に乗算することができる。

Ｒ_6A,Ｃ_2A；Ｒ_5A,Ｃ_1A＋Ｃ_1B；Ｒ5B,Ｃ_1A＋Ｃ_1B；Ｒ_6B,Ｃ_2Bからなる一組のローパスフィルタは乗算の結果を平均化するため、Ｖout^＋及びＶout⁻における出力は図３に示す差動低周波数信号４２になる。従って、回路１０２の出力は入力信号のエンベロープを表す。最終結果は、この回路は入力信号のスペクトル内容を所望成分(本例ではＬＳＢ項)の周波数がゼロＩＦにダウンコンバートされるようにシフトさせることにある。Ｒ_1A，Ｒ_2A，Ｒ_3AとＲ_1B，Ｒ_2B，Ｒ_3BとＲ₄の組合せは、慣例のギルバートセルの一部ではなく、最適同期検波器動作のために上部ブランチのバイアスと下部ブランチのバイアス＋減衰を同時に与えるものである。

図9は信号強度インジケータ１０６の好適実施例の回路図である。本例回路は従来知られているようにカスケード接続増幅器列１３０，１３２を用いて入力信号の対数にほぼ等しい出力信号を出力する。これにより例えば１〜５ボルトの値のリニアレンジで入力信号の約１０⁵のレベル変化を表すことができる。ローパスフィルタ１３４が追加増幅器１３６とともに帰還路内組み込まれる。この回路は事実上図５のバンドパスフィルタ１０４を提供し、低コーナ周波数はＲ及びＣの値により設定され、高コーナ周波数はカスケード接続増幅器列の帯域幅により設定される。これは一次バンドパスフィルタをもたらす。高次可調整アクティブフィルタを図9の同期検波器と二次検波器との間に置いてもよい。

本発明の好適実施例を差動信号で動作するものとして説明した。当業者であればこの好適実施例をシングルエンデッド信号で動作するように容易に変更することができる。同様に、ここに記載されている実施例には本発明の範囲を逸脱することなく多くの他の変更を加えることができる。

従来の直交変調器のシステムブロック図である。 図1の直交変調器内に種々の非理想性が存在することを示す図である。 ２トーン信号の波形を時間領域で示す図である。 ベースバンド入力がテストトーンである場合における従来の直交変調器の出力スペクトルを周波数領域で示す図である。 変調器を較正する回路を含む本発明による直交変調器の好適実施例のシステムブロック図である。 搬送波リークを除去する較正フェーズの目的のために第１テストトーンを変調器に供給した際の本発明による好適直交変調器の出力スペクトルを周波数領域で示す図である。 不所望側波帯を除去する第２較正フェーズの目的のために第１テストトーンの半分の周波数の第２テストトーンを変調器に供給した際の本発明による好適直交変調器の出力スペクトルを周波数領域で示す図である。 好適実施例に使用するエンベロープ検波器の回路図である。 好適実施例に使用する信号強度インジケータ兼バンドパスフィルタの回路図である。

Claims (18)

1. 直交変調器であって、該変調器は、
   （ａ）入力としてアナログ同相ベースバンド信号を受信する同相変調ブランチであって、第１ＤＣオフセット調整回路と、第１ベースバンド利得調整回路と、第１混合器とを含む同相変調ブランチと、
   （ｂ）入力としてアナログ直角ベースバンド信号を受信する直角変調ブランチであって、第２ＤＣオフセット調整回路と、第２ベースバンド利得調整回路と、第２混合器とを含む直角変調ブランチと、
   （ｃ）局部発振器信号を前記第１混合器に、該局部発振器信号の９０°移相信号を前記第２混合器に供給する局部発振器手段と、
   （ｄ）前記第１及び第２混合器の出力を加算する加算器と、
   （ｅ）前記変調器の出力信号を検波し、出力信号の振幅を表す信号を出力するエンベロープ検波器と、
   （ｆ）前記振幅信号をフィルタ処理するバンドパスフィルタと、
   （ｇ）前記フィルタ処理された振幅信号の強度を測定し、前記局部発振器の位相シフト及び前記同相及び直角ベースバンド信号のＤＣオフセット及びベースバンド利得を調整するための補償信号を出力する信号強度インジケータ回路と、
   を具えることを特徴とする直交変調器。
2. 前記エンベロープ検波器は同期検波器であり、前記信号強度インジケータは対数インジケータであることを特徴とする請求項１記載の変調器。
3. 前記出力信号のレベルを調整するプログラマブル減衰器を含み、前記エンベロープ検波器が出力信号を減衰後に測定することを特徴とする請求項２記載の変調器。
4. テストトーン信号を前記同相変調ブランチの入力に、該テストトーン信号の９０°移相信号を前記直角変調ブランチの入力に供給するテストトーン発生器を含むことを特徴とする請求項１記載の変調器。
5. （ａ）第１テストトーン信号を前記同相変調ブランチの入力に、該第１テストトーン信号の９０°移相信号を前記直角変調ブランチの入力に供給し、
   （ｂ）前記補償信号を用いて前記同相及び直角変調ブランチのベースバンドＤＣオフセットを調整することにより前記出力信号中の搬送波漏れを最小にし、
   （ｃ）前記第１テストトーンの周波数のほぼ半分の周波数を有する第２テストトーン信号を前記同相変調ブランチの入力に、該第２テスト信号の９０°移相信号を前記直角変調ブランチの入力に供給し、
   （ｄ）前記補償信号を用いて前記同相及び直角変調ブランチのベースバンド利得及び前記局部発振器信号の位相シフトを調整することにより前記出力信号中の不所望な上側波帯周波数成分を最小にする、
   手段を含むことを特徴とする請求項４記載の変調器。
6. 直交変調器を較正する方法であって、
   （ａ）第１テストトーン信号を前記直交変調器の同相変調ブランチの入力に、該第１テストトーン信号の９０°移相信号を直交変調器の直角変調ブランチの入力に供給するステップと、
   （ｂ）前記直交変調器の出力信号中の局部発振器（ＬＯ）フィードスルーのレベルを測定し、これに応答してベースバンドＤＣオフセット電圧をＬＯフィードスルーが最小になるように調整するステップと、
   （ｃ）第２テストトーン信号を前記同相変調バッファの入力に、該第２テストトーン信号の９０°移相信号を前記直角変調ブランチの入力に供給するステップと、
   （ｄ）前記出力信号中の不所望な上側波帯周波数成分（ＵＳＢ）のレベルを測定し、これに応答して前記同相及び直角変調ブランチのベースバンド利得及びＬＯ位相誤差を前記不所望側波帯が最小になるように調整するステップと、
   を具えることを特徴とする直交変調器の較正方法。
7. 前記第２テストトーンは前記第１テストトーンの周波数のほぼ半分であることを特徴とする請求項６記載の方法。
8. 前記出力信号中の局部発振器（ＬＯ）フィードスルー又はＵＳＢのレベルを測定するステップは、
   （ａ）下側波帯周波数成分（ＬＳＢ）がゼロＩＦにダウンコンバートされるように前記出力信号の周波数スペクトルをシフトさせ、
   （ｂ）スペクトルシフトされた信号をＬＯフィードスルー又はＵＳＢの何れか一方を通すようにフィルタ処理し、
   （ｃ）フィルタ処理されたスペクトルシフト信号の振幅を測定する、
   ことによって実行することを特徴とする請求項６記載の方法。
9. 前記出力信号の周波数スペクトルスペクトルは同期エンベロープ検波器でシフトすることを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 前記同期エンベロープ検波器は、
    （ａ）上部ブランチ内に少なくとも１つの差動トランジスタ対を有するとともに下部ブランチ内に少なくとも１つのトランジスタを有し、上部ブランチと下部ブランチが相互接続され且つ上部及び下部ブランチの各々が入力端子を有しているギルバートセルと、
    （ｂ）前記上部ブランチの入力端子と前記下部ブランチの入力端子との間に接続された抵抗分圧器回路網であって、該分圧器回路網の抵抗値は、前記上部ブランチのトランジスタを飽和するのに十分な信号レベルを有する選択された入力信号を減衰して前記下部ブランチのトランジスタを飽和しないように選択されている抵抗分圧器回路網と、
    （ｃ）前記上部ブランチのトランジスタに接続され、前記検波器の出力信号を出力するローパスフィルタ手段と、
    を具えることを特徴とする請求項９記載の方法。
11. 前記フィルタ処理されたスペクトルシフト信号の振幅は対数検出器で測定して、前記ＬＯフィードスルー又は不所望側波帯を最小にするために使用する補償信号を供給することを特徴とする請求項８記載の方法。
12. 前記出力信号を前記出力信号の測定ステップ前に選択的に減衰するステップを含むことを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 前記第２テストトーンは前記第１テストトーンの周波数のほぼ半分の周波数であることを特徴とする請求項１１記載の方法。
14. 直交変調器であって、該変調器は、
    （ａ）入力としてアナログ同相ベースバンド信号を受信する同相変調ブランチであって、第１ＤＣオフセット調整回路と、第１ベースバンド利得調整回路と、第１混合器とを含む同相変調ブランチと、
    （ｂ）入力としてアナログ直角ベースバンド信号を受信する直角変調ブランチであって、第２ＤＣオフセット調整回路と、第２ベースバンド利得調整回路と、第２混合器とを含む直角変調ブランチと、
    （ｃ）局部発振器信号を前記第１混合器に、該局部発振器信号の９０°移相信号を前記第２混合器に供給する局部発振器手段と、
    （ｄ）前記第１及び第２混合器の出力を加算する加算器と、
    （ｅ）前記変調器の出力信号を検波し、出力信号の振幅を表す信号を出力するエンベロープ検波器と、
    （ｆ）前記振幅信号をフィルタ処理するバンドパスフィルタと、
    （ｇ）前記フィルタ処理された振幅信号の強度を測定し、前記局部発振器の位相シフト及び前記同相及び直角ベースバンド信号のＤＣオフセット及びベースバンド利得を調整するための補償信号を出力する対数検出器と、
    を具えることを特徴とする直交変調器。
15. （ａ）第１テストトーン信号を前記同相変調ブランチの入力に、該第１テストトーン信号の９０°移相信号を前記直角変調ブランチの入力に供給し、
    （ｂ）前記補償信号を用いて前記同相及び直角変調ブランチのベースバンドＤＣオフセットを調整することにより前記出力信号中の搬送波漏れを最小にし、
    （ｃ）前記第１テストトーンの周波数のほぼ半分の周波数を有する第２テストトーン信号を前記同相変調ブランチの入力に、該第２テスト信号の９０°移相信号を前記直角変調ブランチの入力に供給し、
    （ｄ）前記補償信号を用いて前記同相及び直角変調ブランチのベースバンド利得及び前記局部発振器信号の位相シフトを調整することにより前記出力信号中の不所望な上側波帯周波数成分を最小にする、
    手段を含むことを特徴とする請求項１４記載の変調器。
16. （ａ）上部ブランチ内に少なくとも１つの差動トランジスタ対を有するとともに下部ブランチ内に少なくとも１つのトランジスタを有し、上部ブランチと下部ブランチが相互接続され且つ上部及び下部ブランチの各々が入力端子を有しているギルバートセルと、
    （ｂ）前記上部ブランチの入力端子と前記下部ブランチの入力端子との間に接続された抵抗分圧器回路網であって、該分圧器回路網の抵抗値は、前記上部ブランチのトランジスタを飽和するのに十分な信号レベルを有する選択された入力信号を減衰して前記下部ブランチのトランジスタを飽和しないように選択されている抵抗分圧器回路網と、
    （ｃ）前記上部ブランチのトランジスタに接続され、前記検波器の出力信号を出力するローパスフィルタ手段と、
    を具えることを特徴とする同期エンベロープ検波器。
17. 前記下部ブランチは２つのＢＪＴトランジスタを有し、両トランジスタのエミッタ間に抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１６記載の検波器。
18. 前記上部ブランチのトランジスタをバイアスする手段を含むことを特徴とする請求項１６記載の検波器。

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