DE19536527C2 - Empfängerarchitektur zum Empfangen von winkelmodulierten/-getasteten Trägersignalen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Empfängerarchitektur zum Empfan­ gen von winkelmodulierten/-getasteten Trägersignalen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Empfängerarchitekturen der vorstehend bezeichneten Art werden in der Nachrichtentechnik überall dort eingesetzt, wo ein als Träger dienendes, durch Modulation mit einem die zu übertra­ gende Information enthaltenden analogen oder digitalen NF-Si­ gnal verbundenes HF-Signal durch Demodulation wieder aufbe­ reitet wird. In Abhängigkeit von der Verwendung eines analo­ gen oder eines digitalen NF-Signals unterscheidet man zwi­ schen einer analogen oder digitalen Modulations- bzw. Demo­ dulationsart. Zur Unterscheidung der beiden Arten wird für die digitalen Modulation bzw. Demodulation der Begriff "Tastung" verwendet.

Für jede Modulations- bzw. Demodulationsart (analog oder di­ gital) gibt es jeweils verschiedene Modulations- bzw. Demodu­ lationsformen. Man unterscheidet dabei zwischen einer Ampli­ tuden-, Frequenz- und Phasenmodulation bzw. Amplituden-, Fre­ quenz- und Phasendemodulation. Darüber hinaus gibt es insbe­ sondere bei der digitalen Modulations- bzw. Demodulationsart zahlreiche Derivate zu den vorstehend genannten Modulations- bzw. Demodulationsformen (z. B. GFSK, GMSK, etc.). Die Fre­ quenz- und Phasenmodulation bzw. Frequenz- und Phasendemodu­ lation wird auch als Winkelmodulation bzw. -demodulation be­ zeichnet.

Die vorstehenden Ausführungen beziehen sich auf ein einzelnes zu modulierendes bzw. demodulierendes HF-Signal, das für die Nachrichtenübertragung in einem Nachrichtensystem, z. B. einem Mobilfunksystem oder Schnurlos-Telekommunikationssystem, ei­ nem begrenzten Teilnehmerkreis zur Verfügung steht.

Um den Teilnehmerkreis zu erhöhen, wird die Anzahl der Dimen­ sionen für die analoge oder digitale Modulation bzw. Demodu­ lation erhöht. Dazu werden vorzugsweise der Zeit- und/oder Frequenzbereich ausgenutzt. Alternativ dazu ist es auch mög­ lich, den durch den Zeit- und Frequenzbereich definierten Übertragungskanal zusätzlich durch unterschiedliche Codierun­ gen auszunutzen. Bei der Ausnutzung des Zeit- und/oder Fre­ quenzbereiches spricht man von einem TDMA- und/oder FDMA-Ver­ fahren (Time Division Multiple Access; Frequency Division Multiple Access). Bei der Ausnutzung des Zeit- und Frequenz­ bereiches in Verbindung mit der Verwendung unterschiedlicher Codierungen spricht man von einem CDMA-Verfahren (Code Divi­ sion Multiple Access).

In der Mobilfunktechnik nach dem GSM-Standard (Groupe Spécia­ le Mobile oder Global System for Mobile Communication; vgl. Informatik Spektrum 14 (Jun. 1991), No. 3, Berlin; A. Mann: "Der GSM-Standard - Grundlage für digitale europäische Mobil­ funknetze"; Seiten 137 bis 152) einschließlich des Derivats DCS1800 und der amerik. Version ADC und jap. Version JDC so­ wie in der Schnurlos-Telekommunikationstechnik nach dem DECT- Standard (Digital European Cordless Telecommunication; vgl. Nachrichtentechnik Elektronik 42 (Jan./Feb. 1992), No. 1, Berlin; U. Pilger: "Struktur des DECT-Standards"; Seiten 23 bis 29) einschließlich der amerik. Version WCPS, dem CT2- und CT3-Standard (Cordless Telecommunication) werden daher Emp­ fängerarchitekturen zum Empfangen von winkelgetasteten Trä­ gersignalen eingesetzt, deren Frequenzen bei dem GSM-System in einem Frequenzband zwischen 890 MHz und 960 MHz und bei dem DECT-System in einem Frequenzband zwischen 1880 MHz und 1900 MHz liegen.

Beim Aufbau eines Empfängers - z. B. für die vorstehend ge­ nannten Systeme - unterscheidet man generell zwischen einem Homodynempfänger (Direktempfänger) oder Heterodynempfängern (Überlagerungsempfänger) mit einfacher oder doppelter Fre­ quenzumsetzung. Der Homodynempfänger hat gegenüber den He­ terodynempfängern den Vorteil, daß die homodyne Empfängerar­ chitektur höher integrierbar ist. Der Heterodynempfänger hat gegenüber den Homodynempfängern die Vorteile, daß die Selek­ tivität durch ein Bandpaßfilter bei der Zwischenfrequenz und der Frequenz des variablen Oszillators leicht definiert wer­ den kann und daß die Demodulation bei einer relativ niedrigen Frequenz stattfindet. Der Homodynempfänger ist zudem nicht besonders gut für TDMA-Systeme geeignet, weil der größte Teil der Systemverstärkung im Basisbandverstärker vorgenommen wird. Diese Verstärker reagieren aber auf sehr niederfrequen­ te Signale und sind daher sehr empfindlich gegenüber Ein­ schwingvorgänge, die durch das Umschalten zwischen einem Sen­ demodus und einem Empfangsmodus in den TDMA-Systemen entste­ hen (vgl. ntz Bd. 46 (1993), Heft 10, Seiten 754 bis 757).

Fig. 1 zeigt einen aus der GB-2,286,950 A1 bekannten Homo­ dynempfänger (Direct Conversion Receiver), der einen für Ho­ modynempfänger typischen einstufigen Synthesizer SYN mit ei­ nem vorgeschalteten rauscharmen Verstärker VS und Bandpaßfil­ ter BPF und mit einer nachgeschalteten Limitiereinrichtung LE und Dekodiereinrichtung DE enthält. Mit der Limitiereinrich­ tung LE können zu einer "In Phase"-Komponente (I-Komponente) und einer Quadratur-Komponente (Q-Komponente) des zu demodu­ lierenden Signals durch Addition bzw. Subtraktion der I-Kom­ ponente und Q-Komponente zwei weitere Komponenten (z. B. eine A-Komponente und B-Komponente) erzeugt werden. Dadurch wird die Winkelauflösung in der komplexen I/Q-Ebene erhöht. Für die Demodulation in der Dekodiereinrichtung DE werden die Komponenten (Signale) außerdem hart begrenzt (limitiert), wodurch die Zustände "1" oder "-1" für die I-, Q-, A- und B-Komponenten entstehen.

Ein winkelgetastetes Signal (z. B. das GFSK-Signal) kann in der komplexen Ebene einen beliebigen Winkel ϕ haben. Zur Übertragung von digitalen Informationen wird bei der GFSK-Mo­ dulation die aktuelle Frequenz des Trägers um +Δf bzw. um -Δ f geändert. Die Änderung um +Δf entspricht dabei z. B. einer logischen "1", während die Änderung um -Δf folgerichtig einer logischen "0" entspricht. In der komplexen Ebene entspricht die Frequenzverschiebung/-änderung ±Δf eine Drehung des Zei­ gers um Δϕ im Uhrzeigersinn (z. B. bei einer logischen "1") bzw. entgegen dem Uhrzeigersinn (z. B. bei einer logi­ schen "0"). Zur Demodulation der GFSK-Signale muß also die Drehrichtung des Zeigers in der komplexen I/Q-Ebene bestimmt werden. Der Betrag der Winkeländerung (Frequenzänderung) ist dabei von dem verwendeten Modulationsindex abhängig. Um auch geringe Winkeländerungen des Zeigers in der I/Q-Ebene fest­ stellen zu können, wird mindestens ein weiteres Koordinaten­ system erzeugt. Dieses zusätzliche Koordinatensystem wird beispielsweise durch die A-Komponente und B-Komponente gebil­ det.

Fig. 2 zeigt die komplexe Ebene mit dem Einheitskreis und zwei Koordinatensystemen, das I/Q-Koordinatensystem und das A/B-Koordinatensystem, die gegeneinander um 45° verschoben sind. Der Einheitskreis wird dadurch in acht gleichgroße Sektoren eingeteilt. Mit jedem der beiden Koordinatensysteme können vier Quadranten I, II, III, IV erkannt werden, in denen sich der Zeiger befinden kann. In jedem Koordinatensystem ergeben sich somit zwei Sektoren für die mögliche Position des Zei­ gers. Die tatsächliche Position des Zeigers ergibt sich aus der Schnittmenge von zwei Sektoren. Dies wird anhand des nachfolgenden Beispiels gezeigt:

Ein zu demodulierendes bzw. dekodierendes Signal weist die folgenden Zustandswerte für die I-, Q-, A- und B-Komponenten auf: I=1; Q=1; A=1; B=-1.

Für das I/Q-Koordinatensystem sind in diesem Fall gemäß der Fig. 1 die Sektoren 1 und 2 möglich.

Für das A/B-Koordinatensystem sind in diesem Fall gemäß der Fig. 1 die Sektoren 1 und 8 möglich.

Die gemeinsame Schnittmenge ist der Sektor 1.

Analog dazu können die Zuordnungen "Sektor ↔ I, Q, A, B-Zu­ standswerte" für die anderen Sektoren ermittelt werden, die in der nachfolgenden Tabelle dargestellt sind.

Alle anderen Wertekombinationen sind nicht zulässig.

Wie bereits erwähnt, ist die zu dekodierende Information (Nutzinformation) in der Drehrichtung des Zeigers enthalten. Diese Drehrichtung ergibt sich aus der aktuellen Position (aktueller Sektor) und der vorherigen Position (vorheriger Sektor). Für die Demodulation muß daher der aktuelle Sektor mit dem vorherigen Sektor verglichen werden. Daraus ergibt sich die Drehrichtung und somit die Entscheidung, ob eine lo­ gische "0" oder eine logische "1" gesendet wurde. Die Demodu­ lation reduziert sich somit auf den Vergleich mit einer Ta­ belle zur Bestimmung des aktuellen Sektors und ein Vergleich dieses Sektors mit dem vorhergehenden Sektor.

Die Rekonstruktion der Daten ist möglich, wenn der Modula­ tionsindex groß genug ist, um dafür zu sorgen, daß immer ein Sektor überschritten wird, oder andersherum gesagt, die An­ zahl der Sektoren (und damit die Winkelauflösung) ist so zu wählen, daß die minimale Winkeländerung (abhängig vom Modula­ tionsindex) immer einen Sektorwechsel herbeiführt.

Die Demodulation eines winkelmodulierten/-getasteten Träger­ signales mit dem aus der GB-2,286,950 A1 bekannten Empfänger und nach dem ebenfalls aus der Druckschrift entnehmbaren vor­ stehend beschriebenen Demodulationsprinzip ist nur für ein begrenztes Amplitudenspektrum des Trägersignales möglich. Dies liegt daran, daß die Mischer 28, 30 in der Fig. 3 der GB-2,286,950 A1 bei bestimmten Signalamplituden das Signal begrenzen und daher keine Auswertung der in der I-Komponente und Q-Komponente enthaltenen Amplitudeninformation für die Erzeugung der A-Komponente und B-Komponente mehr möglich ist.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, ei­ ne Empfängerarchitektur zum Empfangen von winkelmodulierten/- getasteten Trägersignalen anzugeben, die für ein durch die Verwendung der Empfängerarchitektur mögliches Amplitudenspek­ trum des Trägersignales selbst bei kleinen Modulationsindizes demoduliert/dekodiert werden können.

Diese Aufgabe wird ausgehend von der in dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 definierten Empfängerarchitektur durch die in dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die der Erfindung zugrundeliegende Idee besteht darin, daß der dem Synthesiser des Empfängers vorgeschaltete rauscharme Verstärker entweder in Abhängigkeit von der mit dem Träger­ signal empfangenen Feldstärke abgeschaltet und dadurch der Mischer/die Mischer in dem Synthesizer nicht mehr in die Be­ grenzung getrieben wird/werden (Patentanspruch 3) oder der Verstärker so ausgebildet wird, daß die maximale Ausgangslei­ stung des Verstärkers bei dem möglichen Amplitudenspektrum des Trägersignals nie über den Kompressionspunkt des Mi­ schers/der Mischer in dem Synthesizer liegt (Patentanspruch 2). Die Tatsache, daß der Verstärker in diesem Fall begrenzt, ist unproblematisch, weil das Trägersignal zu diesem Zeit­ punkt eine konstante Einhüllende hat. Der Synthesizer kann dabei einstufig oder mehrstufig ausgebildet sein. Nach An­ spruch 4 ist der Synthesizer vorteilhafterweise - wie in der Fig. 3 dargestellt - zweistufig ausgebildet.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Anwendungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Fig. 3 erläutert.

Fig. 3 zeigt ausgehend von dem bekannten Homodynempfänger ge­ mäß Fig. 1 eine in bezug auf den Synthesizer SYN modifizierte Empfängerarchitektur, die die Vorteile eines Homodynempfän­ gers mit denen eines Heterodynempfängers verbindet. Der in der Fig. 3 dargestellte Empfänger wird deshalb auch als Quasi- Homodynempfänger bezeichnet. Um den für Homodynempfänger cha­ rakteristischen hohen Integrationsgrad mit dem in der Fig. 3 dargestellten Empfänger zu erreichen, müssen die für einen Homodyn- und Heterodynempfänger typischen Lokaloszillatoren für die Frequenzumsetzung integriert werden (vollständige In­ tegration).

Dabei entsteht das Problem, daß die Realisierung des benötig­ ten Phasenrauschens des Oszillators nicht ausreicht. Um die­ ses Problem zu umgehen, wird daher ein erster Lokaloszillator LO1 einer ersten Synthesizerstufe SYNS1 in dem Synthesizer SYN auf einer festen Frequenz betrieben. Dadurch kann die Bandbreite des Synthesizers SYN sehr groß gewählt werden, so daß das Phasenrauschen im interessierenden Bereich im wesent­ lichen durch die Stabilität eines verwendeten in der Fig. 3 nicht dargestellten Referenzoszillators bestimmt wird.

Da der erste Lokaloszillator LO1 in der Frequenz nicht verän­ derbar ist, ist die für den Homodynempfänger typische direkte Konversionsarchitektur aufgrund der fehlenden Kanalauswahl nicht möglich. Das über die Antenne empfangene, in dem Band­ paßfilter BPF gefilterte und in dem rauscharmen Verstärker VS (Low Noise Amplifier) verstärkte Signal, z. B. bei einer DECT-Empfängerarchitektur das DECT-Signal, wird daher in der ersten Synthesizerstufe SYNS1 auf eine Zwischenfrequenz umge­ setzt. Dabei wird jedoch - im Gegensatz zu den bekannten He­ terodynempfängern - keine Kanalselektion durchgeführt. Um die bei der Umsetzung des Empfangssignals auf die Zwischenfre­ quenz entstehenden Spiegelfrequenzen zu unterdrücken, wird in einer der ersten Synthesizerstufe SYNS1 nachfolgenden zweiten Synthesizerstufe SYNS2 bezüglich der in dieser Stufe verwen­ deten Mischer eine Mischeranordnung MA (Konfiguration) ver­ wendet, die das auf die Zwischenfrequenz umgesetzte Empfangs­ signal in das Basisband umsetzt und dabei gleichzeitig die in der ersten Synthesizerstufe SYNS1 aufgetretenen Spiegelfre­ quenzen unterdrückt. Die Konfiguration zur Spiegelfrequenzun­ terdrückung wird auch als "Image Rejection Mixer"-Konfigura­ tion bezeichnet. Die Mischeranordnung MA in der zweiten Synthesizerstufe SYNS2 wird dabei zur Unterdrückung der Spie­ gelfrequenzen von einem zweiten Lokaloszillator LO2 betrie­ ben, der im Unterschied zu dem ersten Lokaloszillator LO1 in der Frequenz stellbar ist. Dadurch wird die vorstehend be­ reits angesprochene Kanalselektion bzw. Kanalwahl realisiert.

Am Ausgang der zweiten Synthesizerstufe SYNS2 werden die durch die Mischeranordnung zur Spiegelfrequenzunterdrückung gebildeten Komponenten zu einer I-Komponente und einer Q-Kom­ ponente - analog den Verhältnissen beim Homodynempfänger - zusammengesetzt. Die Kanalselektion im Basisband wird an­ schließend, wie bei dem bekannten Homodynempfänger nach Fig. 1, durch Tiefpaßfilter in dem I-Zweig und Q-Zweig realisiert.

Mit der sich daran anschließenden Limitiereinrichtung LE kön­ nen - gemäß der GB-2,286,950 A1 - durch gewichtete Addition bzw. Subtraktion der I-Komponente und Q-Komponente zusätzli­ che Komponenten, eine A-Komponente und eine B-Komponente er­ zeugt werden. Durch ein auf diese Weise in der komplexen Ebene zusätzlich erhaltenes Koordinatensystem kann die Win­ kelauflösung in der komplexen Ebene erhöht werden. Mit dieser verbesserten Winkelauflösung können somit auch Empfangssigna­ le mit einem kleinen Modulationsindex in der Dekodiereinrich­ tung DE dekodiert werden.

Damit das von dem Verstärker VS verstärkte, gefilterte Emp­ fangssignal - z. B. das DECT-Signal - bei großen Signalampli­ tuden des Empfangssignals nicht von den nachgeschalteten Mischern der ersten Synthesizerstufe SYNS1 begrenzt wird und dadurch die Amplitudeninformation für die eingangs beschrie­ bene Bildung der A-Komponente und B-Komponente verlorengeht, weist der Verstärker VS

• a) eine Begrenzungsschaltung BS auf, die so ausgebildet ist, daß die maximale Ausgangsleistung des Verstärkers VS bei dem möglichen Amplitudenspektrum des Empfangssignals nie über dem Kompressionspunkt der folgenden Mischer liegt, oder
• b) eine Verbindung zu einem Mikroprozessor MP auf, der den Verstärker VS bei großen Signalamplituden des Empfangssi­ gnals z. B. aufgrund der Auswertung von gemessenen Feld­ stärken des Empfangssignals abschaltet.

Wenn der in der Fig. 3 dargestellte Empfänger beispielsweise gemäß der WO 94/10764 A1 oder WO 94/10812 A1 in dem Funkteil einer DECT-Basisstation eines DECT-Telekommunikationssystems einge­ setzt wird, dann kann der Mikroprozessor MP beispielsweise der in der Fig. 1 der WO 94/10764 A1 dargestellte DECT-Control­ ler DECT-C oder der in der Fig. 1 der WO 94/10812 A1 darge­ stellte DECT-Controller bzw. Main-Controller M-CT sein.

Claims (3)

1. Empfängerarchitektur zum Empfangen von winkelmodulierten/- getasteten Trägersignalen, mit

• (a) einem Synthesizer (SYN) zum synthetischen Erzeugen eines zu demodulierenden/dekodierenden Basissignales mit einer I-Komponente und einer Q-Komponente aus dem Trägersignal,
• (b) einem rauscharmen Verstärker (VS), der dem Synthesizer (SYN) vorgeschaltet ist,
• (c) Mittel (LE) zum Erzeugen von zusätzlichen Komponenten des Basissignales, die derart ausgebildet sind, daß basierend auf der Auswertung einer in der I-Komponente und Q-Komponente enthaltenen Amplitudeninformation mindestens eine zu der I-Komponente des Basissignales phasenverscho­ bene A-Komponente und eine zu der Q-Komponente des Ba­ sissignales phasenverschobene B-Komponente erzeugt wer­ den,
  dadurch gekennzeichnet, daß
• (d) dem Verstärker (VS) Steuerungsmittel (BS, MP) zugeordnet sind, durch die alle innerhalb eines möglichen Amplitu­ denspektrums enthaltenen, eingangsseitig am Verstärker (VS) anliegenden Trägersignale auf eine zur Erzeugung der A-Komponente und der B-Komponente ausreichende Amplitude eines von dem Verstärker (VS) ausgangsseitig an den Syn­ thesizer (SYN) abgegebenen Signals verstärkt werden.

2. Empfängerarchitektur nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Steuerungsmittel (BS, MP) als eine in dem Verstärker (VS) angeordnete Begrenzungsschaltung (BS) ausgebildet sind, die die Verstärkung des Verstärkers (VS) auf die vorgegebene Am­ plitude limitiert.

3. Empfängerarchitektur nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Steuerungsmittel (BS, MP) als ein dem Verstärker (VS) zu­ geordnet er Mikroprozessor (MP) ausgebildet sind, der den Ver­ stärker (VS) in Abhängigkeit von der Amplitude des eingangs­ seitig am Verstärker (VS) anliegenden Trägersignales derart ein- bzw. ausschaltet, daß die vorgegebene Amplitude nicht überschritten wird.