DE19739979C1

DE19739979C1 - Demodulationsverfahren für winkelmodulierte Trägersignale

Info

Publication number: DE19739979C1
Application number: DE19739979A
Authority: DE
Inventors: Annemarie Dipl Ing Thimm
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1997-09-11
Filing date: 1997-09-11
Publication date: 1998-09-10
Anticipated expiration: 2017-09-12

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Demodulationsverfahren zum Demodulieren von einem mit einem digitalen Informations signal winkelmodulierten Trägersignal gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Unter Modulation versteht man allgemein die Veränderung eines Trägersignals in Abhängigkeit von einem Nachrichten- oder In formationssignal. In Abhängigkeit von der Verwendung eines analogen oder digitalen niederfrequenten Informationssignals unterscheidet man zwischen einer analogen oder digitalen Modu lation. Die Aufgabe eines Empfängers ist es, die von einem Sender durchgeführte Modulation umzukehren und die ursprüngli che Datenfolge, d. h. das ursprüngliche Informationssignal, möglichst gut wieder zu regenerieren. Es wird dazu eine zur Sendeseite, d. h. zur Modulation, inverse Abbildung, d. h. Demo dulation, vorgenommen. Zur Unterscheidung zwischen einer ana logen und einer digitalen Modulation bzw. Demodulation wird für die digitale Modulation bzw. Demodulation der Begriff "Tastung" verwendet.

Grundsätzlich wird zwischen einer Amplituden-, Frequenz- und Phasenmodulation bzw. Amplituden-, Frequenz- und Phasendemodu lation unterschieden. Die Frequenz- und Phasenmodulation bzw. Frequenz- und Phasendemodulation wird auch als Winkelmodulati on bzw. Winkeldemodulation bezeichnet.

Die vorliegende Erfindung betrifft nun ein Demodulationsver fahren zum Demodulieren von winkelmodulierten Trägersignalen, wie sie insbesondere auf dem Gebiet der Nachrichtentechnik, z. B. in Mobilfunksystemen oder Schnurlos-Telekommunikations systemen, auftreten und verwendet werden.

Bei der Winkelmodulation wird die Phase bzw. die Frequenz des Trägersignals in Abhängigkeit von dem modulierenden Informati onssignal verändert. Bei der auch als Frequenzumtastung be zeichneten digitalen Frequenzmodulation (FSK, Frequency Shift Keying) nimmt die Frequenz des Trägersignals in Abhängigkeit von der zu übertragenden digitalen Information zwischen zwei und mehreren diskreten Werten an. Im einfachsten Fall genügen hierzu zwei diskrete Frequenzwerte, wenn lediglich zwischen den binären Zuständen "0" und "1" eines Bits unterschieden werden soll. Mehrere Datenbits können jedoch auch zu einem Symbol zusammengefaßt werden, so daß bei einem aus N = 1d(M) Datenbits bestehenden Symbol insgesamt M Frequenzstufen erfor derlich sind.

Bei der digitalen Phasenmodulation (PSK, Phase Shift Keying) wird die Phase des Trägersignals in Abhängigkeit von der zu übertragenden digitalen Information zwischen zwei oder mehre ren diskreten Stufen umgeschaltet. Die digitale Phasenmodula tion wird auch als Phasenumtastung bezeichnet. Der einfachste Fall einer digitalen Phasenmodulation ist die binäre Phasenmo dulation (binäre PSK, BPSK), bei der lediglich zwischen den Zuständen "0" und "1" unterschieden wird und entsprechend die Phase des Trägersignals auf 0° oder 180° eingestellt wird. Wie hinsichtlich der Frequenzumtastung bereits beschrieben worden ist, können jedoch auch N = 1d(M) Datenbits zu einem Symbol zusammengefaßt werden, wobei insgesamt M Phasenstufen notwen dig sind.

Winkelmodulierte Signale lassen sich gut als Vektor im Phasen raum darstellen. Man erhält so eine als I/Q-Diagramm bezeich nete Darstellung des Signalzeigers, wobei I die Signalkompo nente, die in Phase zum Trägersignal liegt, und Q die Quadra turkomponente senkrecht zur Trägerphase beschreibt. Fig. 4 zeigt ein solches I/Q-Diagramm für den Fall einer 8-PSK-Modu lation, d. h. es wird zwischen acht diskreten Phasen für die Trägerphase ϕ unterschieden.

Ein Beispiel für eine digitale Winkelmodulation ist die sogen. Gaußsche Frequenzumtastung (Gaussian Frequency Shift Keying, GFSK). Dabei wird die Trägerfrequenz abhängig von der digita len Information um +Δ bzw. um -Δ geändert, wobei die Än derung um +Δ z. B. einer logischen "1" und die Änderung um -Δ einer logischen "0" entspricht. In dem I/Q-Diagramm ent spricht diese Frequenzänderung um ±Δ einer Drehung des Si gnalzeigers um Δϕ im Uhrzeigersinn (z. B. bei einer logischen "1") bzw. entgegen dem Uhrzeigersinn (z. B. bei einer logischen "0"). Zur Demodulation von winkelmodulierten GFSK-Signalen muß demnach die Drehrichtung des Signalzeigers in der komplexen I/Q-Ebene bestimmt werden. Der Betrag der Winkeländerung in der I/Q-Ebene (d. h. der Betrag der Frequenzänderung) ist dabei von dem verwendeten Modulationsindex abhängig.

Wie beispielsweise in der DE-A1-195 36 527 beschrieben ist, wird bekanntermaßen mindestens ein weiteres Koordinatensystem erzeugt, um auch geringe Winkeländerungen des Signalzeigers in dem I/Q-Diagramm feststellen zu können. Dieses zusätzliche Ko ordinatensystem kann beispielsweise durch eine zusätzliche A- Komponente und B-Komponente gebildet werden, die durch Kombi nation der I-Komponente mit der Q-Komponente des GFSK-Signals (z. B. durch Addition bzw. Subtraktion der I- und Q-Komponente) gewonnen werden. Die einzelnen Komponenten, d. h. die I-, Q-, A- und B-Komponente, bzw. die entsprechenden Komponentensigna le, werden hart begrenzt, d. h. limitiert, so daß für die ein zelnen Komponenten lediglich die diskreten Zustände "1" (falls der GFSK-Abtastwert auf der positiven Komponentenachse liegt) oder "-1" (falls der GFSK-Abtastwert auf der negativen Kompo nentenachse liegt) erzeugt werden.

Fig. 5a zeigt ein Beispiel der komplexen I/Q-Ebene, wobei ne ben dem I/Q-Koordinatensystem auch das A/B-Koordinatensystem dargestellt ist. Das A/B-Koordinatensystem ist gegenüber dem I/Q-Koordinatensystem um 45° gedreht, so daß der Einheitskreis in insgesamt acht gleichgroße Sektoren unterteilt wird. Mit jedem der beiden Koordinatensysteme können vier Quadranten er kannt werden, in denen sich der Signalzeiger des GFSK-Signals befinden kann. In jedem Koordinatensystem ergeben sich somit zwei Sektoren für die mögliche Position des Signalzeigers. Die tatsächliche Position des Signalzeigers ergibt sich aus der Schnittmenge der beiden möglichen Sektoren für die Position des Signalzeigers im I/Q-Koordinatensystem mit den beiden mög lichen Sektoren für die Position des Signalzeigers im A/B- Koordinatensystem. Bei dem in Fig. 5a gezeigten Beispiel ist dabei angenommen, daß der Abtastwert des zu demodulierenden bzw. dekodierenden GFSK-Signals derart ist, daß die einzelnen Komponenten die Werte I = 1, Q = 1, A = 1 und B = -1 aufwei sen. In diesem Fall sind für die Position des Signalzeigers im I/Q-Koordinatensystem die Sektoren 1 und 2 möglich, während für die Position des Signalzeigers im A/B-Koordinatensystem die Sektoren 1 und 8 möglich sind, so daß durch die Schnitt mengenbildung als genaue Position für den Signalzeiger der Sektor 1 erhalten wird.

Für andere Kombinationen von Abtastwerten für die I-, Q-, A- und B-Komponente kann analog der jeweils gültige Sektor für die tatsächliche Position des Signalzeigers ermittelt werden, wobei die Zuordnungsregeln in der in Fig. 5b gezeigten Tabelle dargestellt sind. Andere als die in Fig. 5b dargestellten Wer tekombinationen sind nicht zulässig bzw. möglich.

Wie bereits beschrieben worden ist, ist die zu demodulierende digitale Information in der Drehrichtung des Signalzeigers enthalten. Diese Drehrichtung ergibt sich aus der aktuellen Position, d. h. dem aktuellen Sektor, und der vorherigen Posi tion, d. h. dem vorherigen Sektor, in der I/Q-Ebene. Abhängig von der Drehrichtung des Signalzeigers kann somit entschieden werden, ob eine logische "0" oder eine logische "1" gesendet wurde. Die Rekonstruktion der digitalen Information ist mög lich, wenn der Modulationsindex groß genug ist, um dafür zu sorgen, daß immer ein Sektor überschritten wird, d. h. die An zahl der Sektoren und damit die Winkelauflösung ist so zu wäh len, daß die minimale Winkeländerung abhängig vom Modulati onsindex immer einen Sektorwechsel herbeiführt.

Um die Winkelauflösung und damit die Sektoranzahl weiter zu erhöhen, können den in Fig. 5a gezeigten Koordinatensystemen weitere Koordinatensysteme bzw. Komponenten hinzugefügt wer den.

Fig. 6 zeigt hierzu ein Beispiel eines Mehrachsen-Demodula tors, wobei insbesondere ein Blockschaltbild eines sogen. li mitierenden achtachsigen Homodynempfängers dargestellt ist. Der in Fig. 6 gezeigte Empfänger 1 empfängt zunächst über eine Antenne 2 ein hochfrequentes winkelmoduliertes Empfangs- bzw. Trägersignal, wie z. B. ein GFSK-Signal. Dieses Signal wird mit Hilfe eines rauscharmen Verstärkers 3 (ggfs. mit einem davor geschalteten Bandpaßfilter) verstärkt und einem Synthesizer zugeführt, der die zuvor beschriebenen I- und Q-Komponenten signale des Trägersignals liefert. Zu diesem Zweck wird in dem Synthesizer das Trägersignal auf zwei Pfade aufgeteilt, die mit Hilfe eines Mischers 4 bzw. 5 jeweils mit dem Signal eines lokalen Oszillators 6 gemischt werden. Die Frequenz des von dem lokalen Oszillator 6 gelieferten Signals entspricht der Trägerfrequenz des Trägersignals und wird über einen Phasen schieber 7 dem oberen Pfad um 90° verschoben und dem unteren Pfad direkt, d. h. mit einer Phasenverschiebung um 0°, zuge führt. Auf diese Weise wird das hochfrequente Träger- bzw. Empfangssignal in das Basisband oder auf eine sehr niedrige Zwischenfrequenz heruntergemischt, so daß ausgangsseitig des Synthesizers die orthogonalen Komponentensignale I und Q ent stehen, die über Tiefpaßfilter 8 bzw. 9 ausgegeben werden. Mit Hilfe der Tiefpaßfilter 8 bzw. 9 kann insbesondere bei gemäß dem sogen. Frequenzmultiplexverfahren übertragenen Trägersi gnalen durch Einstellung des Durchlaßbereiches eine Kanalaus wahl getroffen werden, um somit die Übertragung verschiedener Kanäle über unterschiedliche Frequenzbänder zu ermöglichen. In einer Einrichtung 10, die im wesentlichen Operationsverstär kerschaltungen umfaßt, werden durch Kombination, d. h. durch Addition und Subtraktion, der Komponentensignale I und Q ana log zu den bereits zuvor beschriebenen A- und B-Komponenten weitere Komponentensignale erzeugt, wobei gemäß dem in Fig. 6 gezeigten Beispiel zusätzlich zu den I- und Q-Komponenten ins gesamt sechs weitere Komponenten A-F gewonnen werden. Insge samt werden somit von der Einrichtung 10 acht Komponentensi gnale I, Q und A-F erzeugt, die zueinander um 22,5° versetzt sind. Die von der Einrichtung 10 erzeugten Komponenten werden einer Limitiereinrichtung zugeführt, welche für jedes Kompo nentensignal I, Q und A-F Limiter 11-18 aufweist, die die einzelnen Komponentensignale hart begrenzen, d. h. limitieren, und auf diese Weise den I-, Q- und A-...F-Komponenten die dis kreten Zustände "1" oder "-1" zuweisen. Diese diskreten Ab tastwerte der einzelnen Signalkomponenten werden einer Demodu latorlogik 19 zugeführt, die - beispielsweise analog zu der anhand der Fig. 5 beschriebenen Vorgehensweise - die durch die einzelnen Bits des modulierenden Informationssignals in dem empfangenen Trägersignal hervorgerufenen Sektorenänderungen der einzelnen Komponentensignale des Trägersignals ermittelt und anhand der Drehrichtung in der I/Q-Ebene beurteilt, ob ei ne logische "0" oder "1" gesendet worden ist.

Fig. 7 zeigt ein Beispiel eines Blockschaltbilds der in Fig. 6 dargestellten Demodulatorlogik 19, während Fig. 8 die sich daraus ergebende I/Q-Ebene bzw. das entsprechende Zeigerdia gramm der Komponenten- bzw. Achssignale I, Q, A...F darstellt. Dabei ist jedoch zu beachten, daß die Achsen I und Q bzw. A und B bzw. C und D bzw. E und F jeweils ein orthogonales Koor dinatensystem bilden.

Der Datenstrom der Komponenten- bzw. Achssignale I, Q, A-F stellt einen in der Fig. 8 gezeigten Ebene rotierenden Signal zeiger dar. Da die Komponentensignale mit der von dem zur vor beschriebenen Synthesizer gelieferten Zwischenfrequenz vorlie gen, dreht sich der Signalzeiger in der in Fig. 8 gezeigten I/Q-Ebene mit dieser Zwischenfrequenz, die beispielsweise 864 kHz betragen kann. Wie in Fig. 8 gezeigt ist, werden durch die insgesamt acht Achsen sechzehn mit 0-15 bezeichnete Sek toren gebildet, so daß bei einer Zwischenfrequenz von 864 kHz eine Drehung des Signalzeigers um 12 Sektoren pro Bit statt findet, was in Fig. 8 durch die Phasendrehung Δϕ_ZF darge stellt ist. Ohne modulierende digitale Informationen würde der Signalzeiger in dem in Fig. 8 gezeigten Koordinatensystem mit konstanter Drehgeschwindigkeit rotieren, d. h. die von dem Si gnalzeiger zurückgelegte Sektoränderung würde konstant sein. Durch die modulierenden digitalen Daten wird jedoch - wie be reits zuvor beschrieben worden ist - die Frequenz des Signal zeigers verändert, d. h. bei einer empfangenen logischen "0" verringert und bei einer "1" erhöht, so daß sich bei einer lo gischen "0" eine geringere Sektoränderung als Δϕ_ZF und bei einer logischen 10 eine größere Sektoränderung als Δϕ_ZF er gibt. Ist die durch die Zwischenfrequenz hervorgerufene Ände rung Δϕ_ZF, d. h. der Frequenzoffset zwischen der Trägerfre quenz und der von dem lokalen Oszillator gelieferten Frequenz, bekannt, kann anhand der tatsächlichen Position des Signalzei gers im Vergleich zu der bei Nichtvorliegen von digitalen In formationen zu erwartenden Signalposition P auf den binären Wert der empfangenen Daten geschlossen werden.

Zu diesem Zweck werden mit Hilfe der in Fig. 6 und 7 gezeigten Demodulatorlogik 19 zunächst die Komponenten- bzw. Achssignale I, Q und A-F abgetastet, wobei die Abtastung mit einer die Abtasttheorie erfüllenden Abtastrate, z. B. mit der neunfachen Bitrate, erfolgt. Abhängig von den somit gelieferten Abtast werten der Komponentensignale I, Q, A-F kann - wie bereits anhand Fig. 5 erläutert worden ist - derjenige Sektor bestimmt werden, in dem sich der Signalzeiger befindet. Die jeweiligen Sektoren werden direkt sowie um ein Bit verzögert mit Hilfe einer entsprechenden Einrichtung 21 einer Logik 22 zugeführt, die aus der Differenz zwischen dem aktuellen Sektor und dem um ein Bit verzögerten Sektor die Auslenkung des Signalzeigers in der in Fig. 8 gezeigten I/Q-Ebene ermittelt, wobei sich - wie in Fig. 8 gezeigt ist - diese Differenz zusammensetzt aus dem gewünschten und an sich bekannten Solloffset Δϕ_ZF aufgrund der Zwischenfrequenz (in Fig. 8 durch kursive Zahlen darge stellt) und dem durch die GFSK-Daten hervorgerufenen Frequenz hub Δϕ_GFSK (in Fig. 8 in gestrichelten Kästchen dargestellt). Dieser Frequenzhub kann beispielsweise drei oder vier Sektoren betragen und ist allgemein abhängig vom gewählten Modulations index.

Bei der Auswertung der Auslenkung des Signalzeigers infolge eines empfangenen Bits besteht jedoch das Problem, daß die Ro tationsgeschwindigkeit des Signalzeigers neben der Zwischen frequenz und dem modulierenden binären Wert des Informations signals zudem auch von einem unerwünschten Frequenzoffset ab hängt, der durch ungenaues Abgleichen der Hochfrequenz-Teile des in Fig. 6 gezeigten Empfängers 1 auftreten kann. Dieser ungewünschte Frequenzoffset führt zu einer ungewünschten Aus lenkung des Signalzeigers der in Fig. 8 gezeigten I/Q-Ebene, d. h. zu einer ungewünschten Veränderung der Abtastwerte der Achs- bzw. Komponentensignale I, Q und A-F, wobei das Ausmaß und die Richtung dieser Frequenzänderung und die damit verbun dene Auslenkung des Signalzeigers unbekannt ist und somit von der in Fig. 7 gezeigten Entscheidungslogik 23 nicht berück sichtigt werden kann.

Bislang wurde als Entscheidungsschwelle für eine Unterschei dung zwischen einer empfangenen logischen "0" und einer logi schen "1" derjenige Sektor der I/Q-Ebene gewählt, der sich bei der Drehung des Signalzeigers mit der gewünschten Zwischenfre quenz ergibt. Gemäß Fig. 8 ist dies der Sektor 4, der somit die Entscheidungsschwelle S darstellt, d. h. bei einer Gesamt auslenkung des Signalzeigers im Uhrzeigersinn über den Sektor S hinaus wird auf den Empfang einer logischen "1" geschlossen, da in diesem Fall aufgrund der bei der GFSK-Modulation erzeug ten erhöhten Trägerfrequenz der Signalzeiger schneller dreht. Im anderen Fall, d. h. bei einer im Uhrzeigersinn geringeren Auslenkung des Signalzeigers, wird auf den Empfang einer logi schen "0" geschlossen, da sich in diesem Fall der Signalzeiger langsamer dreht.

Da bei dieser Vorgehensweise die zuvor beschriebene unge wünschte Auslenkung bzw. Abweichung infolge eines ungenauen Abgleichens der Hochfrequenz-Teile nicht berücksichtigt werden konnte, führte dies zu schlechten Puls-Pause-Verhältnissen der von der Demodulatorlogik 19 gelieferten binären Empfangsdaten oder sogar zu falsch erkannten Bitzuständen.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Demodulationsverfahren zum Demodulieren von mit einem di gitalen Informationssignal winkelmodulierten Trägersignalen gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 derart auszugestalten, daß eine möglichst genaue Ermittlung des empfangenen Bitzu stands auch bei einem zusätzlich auftretenden unerwünschten Frequenzoffset möglich ist.

Diese Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung durch ein Demodulationsverfahren nach Anspruch 1 gelöst.

Die Unteransprüche geben bevorzugte und vorteilhafte Ausge staltungen dieses erfindungsgemäßen Demodulationsverfahrens an.

Prinzipiell entspricht die Vorgehensweise gemäß dem erfin dungsgemäßen Demodulationsverfahren der anhand der Fig. 6-8 beschriebenen Vorgehensweise. Im Gegensatz zu dem zuvor be schriebenen Stand der Technik wird jedoch gemäß der vorliegen den Erfindung das Auftreten eines ungewünschten Frequenzoff sets erkannt und entsprechend die für die Unterscheidung zwi schen einer logischen "0" und einer logischen "1" gesetzte Entscheidungsschwelle korrigiert. Dazu werden die Abtastwerte der Achs- bzw. Komponentensignale hinsichtlich einer unge wünschten Veränderung überwacht, wobei vorteilhafterweise auf das Vorliegen einer ungewünschten Veränderung, die auf das Vorhandensein eines ungewünschten Frequenzoffsets beispiels weise infolge eines ungenauen Abgleichens der Hochfrequenz- Teile des Empfängers zurückgeht, dann geschlossen wird, wenn sich die Abtastwerte der Komponentensignale über einen be stimmten Grenzwert hinaus verändern, was in der in Fig. 8 ge zeigten I/Q-Ebene eine über eine bestimmte Grenzauslenkung hinausgehende Auslenkung des Signalzeigers zur Folge hat. Konnte auf diese Weise der ungewünschte Frequenzoffset erkannt werden, wird die Entscheidungsschwelle, d. h. in Fig. 8 der Entscheidungsschwellensektor S, neu festgelegt, wobei insbe sondere die Neufestlegung abhängig von dem Ausmaß und/oder der Richtung der übermäßigen Veränderung bzw. Auslenkung erfolgt. Wird nach einer Neufestlegung der Entscheidungsschwelle bzw. des Entscheidungsschwellensektors festgestellt, daß im weite ren Verlauf der Demodulation die Auslenkung doch nicht so groß war wie zunächst angenommen, kann eine erneute Korrektur der Entscheidungsschwelle vorgesehen sein.

Auf diese Weise wird eine adaptive Frequenzoffsetkorrektur bei der Demodulation durchgeführt, wobei die Entscheidungsschwelle für eine Unterscheidung zwischen einer logischen "0" und einer logischen "1" in Abhängigkeit von dem Auftreten eines uner wünschten Frequenzoffsets korrigiert und nachgestellt wird.

Zudem wurde bei Simulationen festgestellt, daß die erforderli che Genauigkeit insbesondere dann erreicht werden kann, wenn das Vorliegen des ungewünschten Frequenzoffsets anhand der Präambel eines Zeitschlitzes (Slot) bei einem Zeitmultiplex- Trägersignal bestimmt und die daraus ermittelte Entscheidungs schwelle für den Rest des Zeitschlitzes beibehalten, d. h. ein gefroren wird.

Das zuvor beschriebene Verfahren arbeitet jedoch aufgrund sei ner Funktionsweise in der Präambel nur dann korrekt, wenn der durch die binären Werte der einzelnen Bits hervorgerufene Fre quenzhub, d. h. die Auslenkung des Signalzeigers, groß genug ist, um bei einer zunächst irrtümlichen Annahme eines uner wünschten Frequenzoffsets wieder in den normalen Betrieb mit der ursprünglichen Entscheidungsschwelle umschalten zu können.

Der maximal zu tolerierende Restoffset ist daher stark hubab hängig und bei einem geringen Frequenzhub groß.

Aus diesem Grund wird zudem vorgeschlagen, über mehrere Bits die Gesamtveränderung der Abtastwerte der Komponentensignale, d. h. die Gesamtauslenkung des Signalzeigers in der komplexen I/Q-Ebene, zu ermitteln und anhand dieser aufaddierten Gesamt veränderung bzw. Gesamtauslenkung das Vorliegen eines uner wünschten Frequenzoffsets zu beurteilen und die Entscheidungs schwelle für die Unterscheidung zwischen einer logischen "0" und einer logischen "1" nachzustellen. Insbesondere wird diese Entscheidung anhand der Gesamtveränderung bzw. Gesamtauslen kung über eine gerade Anzahl von Präambelbits eines Zeit schlitzes eines Zeitmultiplex-Trägersignals durchgeführt.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungs beispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Zustandsfolgediagramm zur Erläuterung der Entscheidungsschwellenkorrektur gemäß einem ersten Ausfüh rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild zur Durchführung eines Demo dulationsverfahrens gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3 zeigt eine Tabelle zur Erläuterung der Änderung des Entscheidungsschwellensektors in Abhängigkeit von der gemäß Fig. 2 erfaßten Gesamtauslenkung des Signalzeigers,

Fig. 4 zeigt eine allgemeine Darstellung eines I/Q-Diagramms,

Fig. 5a und 5b zeigen Darstellungen zur Ermittlung der Positi on des Signalzeigers in einem I/Q-Diagramm abhängig von I-, Q-, A- und B-Komponenten,

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild eines Mehrachsen-Demodula tors, der grundsätzlich auch zur Durchführung des erfindungs gemäßen Demodulationsverfahrens eingesetzt werden kann,

Fig. 7 zeigt den internen Aufbau der in Fig. 6 dargestellten Demodulatorlogik gemäß dem bekannten Stand der Technik, und

Fig. 8 zeigt eine Darstellung der I/Q-Ebene mit den bei dem in Fig. 6 und 7 gezeigten Demodulator auftretenden Komponenten- bzw. Achssignalen sowie deren Umsetzung in Sektoren zum Zwecke der Demodulation.

Fig. 1 zeigt ein Zustandsfolgediagramm (im Sinne eines Moore- Automats) zur Erläuterung der gemäß dem erfindungsgemäßen De modulationsverfahren vorgeschlagenen adaptiven Frequenzoffset korrektur. Unterhalb des Zustandsfolgediagramms ist die Legen de des Diagramms dargestellt, woraus hervorgeht, daß innerhalb jedes Kreises oberhalb eines "Bruchstriches" eine bestimmte Zustandsbezeichnung und unterhalb des "Bruchstriches" der in dem jeweiligen Zustand ausgegebene binäre Wert des jeweils empfangenen Bits dargestellt ist. Im Zusammenhang mit den durch Pfeilen dargestellten Zustandsübergängen sind jeweils Auslenkungswerte gegenüber dem Solloffset-Schwellensektor S bei dem in Fig. 8 gezeigten I/Q-Diagramm dargestellt, bei de nen der jeweilige Zustandsübergang stattfindet. Die Zahlen stellen somit in Sektoreinheiten angegebene Auslenkungswerte des Signalzeigers gegenüber dem in Fig. 8 gezeigten Entschei dungsschwellensektor S dar, die zum einen durch die modulie renden binären Werte des Informationssignals und zum anderen durch einen möglicherweise auftretenden unerwünschten Fre quenzoffset infolge eines ungenauen Abgleichs der Hochfre quenzteile des Empfängers hervorgerufen werden. Der zunächst angenommene Entscheidungsschwellensektor S entspricht demjeni gen Sektor, der sich durch die Auslenkung des Signalzeigers infolge der Zwischenfrequenz der einzelnen Achs- bzw. Kompo nentensignale I, Q und A-F ergibt.

Allgemein wird nachfolgend die vorliegende Erfindung unter Be zugnahme auf den anhand von Fig. 6 und 8 beschriebenen Demodu lator und dessen I/Q-Diagramms erläutert. Selbstverständlich kann die vorliegende Erfindung jedoch entsprechend auch auf Demodulationsverfahren mit einer anderen Komponentenanzahl, d. h. mit mehr oder weniger als acht Komponentensignalen, ange wendet werden. Im Prinzip könnte auch nur die Erzeugung einer I- und Q-Komponente ausreichen.

In der Mitte von Fig. 1 ist der sogen. Normal-Betrieb darge stellt, d. h. der Betrieb für den Fall, daß kein unerwünschter Frequenzoffset und somit keine unerwünschte Auslenkung des Si gnalzeigers in Fig. 8 vorliegt. In diesem Fall liegt die Ent scheidungsschwelle für eine Entscheidung zwischen einer logi schen "0" und einer logischen "1" bei dem sich durch die Zwi schenfrequenz, d. h. durch Δϕ_ZF ergebenden Solloffset-Schwel lensektor S (vgl. Fig. 8). Der ursprünglich festgesetzte Ent scheidungsschwellensektor S wird beibehalten und es erfolgen lediglich Zustandsübergänge innerhalb dieser Normal-Ebene, d. h. zwischen den Zuständen s0n und s1n. Dies trifft zu, so lange die infolge der binären Daten hervorgerufene Auslenkung Δϕ_GFSK gegenüber dem Schwellensektor S maximal 4 Sektoren be trägt, d. h. die Auslenkung muß zwischen -4 und +4 liegen.

Beträgt hingegen die Auslenkung ≧ +5, so wird diese übermäßi ge Auslenkung dahingehend interpretiert, daß aufgrund der Tat sache, daß der Signalzeiger deutlich schneller als beabsich tigt rotiert, ein unerwünschter Frequenzoffset vorliegt. Um dies zu kompensieren, wird die Entscheidungsschwelle für die "0/1"-Entscheidung auf die Auslenkung +1 des Signalzeigers ge genüber dem ursprünglichen Entscheidungsschwellensektor S ge legt, d. h. als neuer Entscheidungsschwellensektor wird der in Fig. 8 gezeigte Sektor 3 verwendet. Dies bedeutet, daß bei dem in Fig. 1 gezeigten Zustandsfolgediagramm ein Zustandsübergang von dem Normal-Betrieb in den Fast-Betrieb stattfindet, wobei dieser Zustandsübergang bei den mit X_n-f bezeichneten Auslen kungswerten stattfindet. In diesem Fast-Betrieb kommt es zu Zustandsänderungen zwischen den Zuständen s0f und s1f, wobei abhängig von dem jeweiligen Zustand und den jeweils angegebe nen Auslenkungswerten entweder auf den Empfang einer logischen "0" oder einer logischen "1" geschlossen wird.

Sollte gegenüber dem ursprünglich gewählten Entscheidungs schwellensektor S sogar eine Auslenkung ≧ +6 festgestellt werden, wird auf das Vorliegen eines großen unerwünschten Fre quenzoffsets geschlossen, so daß zur Kompensation dieses gro ßen unerwünschten Frequenzoffsets der ursprüngliche Entschei dungsschwellensektor S sogar um zwei Sektoren im Uhrzeigersinn verschoben wird, so daß gemäß Fig. 8 der Entscheidungsschwel lensektor nunmehr der Sektor 2 wäre. In diesem als Very-Fast- Betrieb bezeichneten Betrieb erfolgt ein Zustandsübergang zwi schen den Zuständen s0ff und s1ff. Der Übergang von dem Fast- Betrieb in den Very-Fast-Betrieb erfolgt bei Feststellen der mit X_f-ff dargestellten Auslenkungswerten.

Gelegentlich kann es vorkommen, daß sich nachträglich die Ver schiebung des Entscheidungsschwellensektors als nicht erfor derlich aufweist, da der unerwünschte Frequenzoffset doch nicht so groß wie zunächst angenommen ist. Eine derartige Überkompensation sollte wieder rückgängig gemacht werden. Aus diesem Grund ist gemäß Fig. 1 ein durch die Auslenkungswerte X_ff-f angegebener Zustandsübergang vorgesehen, der von dem Very-Fast-Betrieb wieder zurück in den Fast-Betrieb führt, d. h. der zwischenzeitlich um zwei Sektoren im Uhrzeigersinn verschobene Entscheidungsschwellensektor wird wieder um einen Sektor entgegen dem Uhrzeigersinn zurückgeschoben. Wie durch die Auslenkungswerte X_ff-f angegeben ist, tritt dieser Zu standsübergang für Auslenkungswerte ≦ -3 in der Very-Fast- Ebene auf.

Ein analoger Zustandsübergang ist in der Fast-Ebene für mit X_f-n bezeichnete Auslenkungswerte ≦ -4 vorgesehen, wobei in diesem Fall wieder zurück in den Normal-Betrieb geschaltet wird, d. h. es wird wieder auf den ursprünglich vorgesehenen Entscheidungsschwellensektor S umgestellt.

Analog zu dem Fast-Betrieb bzw. dem Very-Fast-Betrieb für übermäßig große Auslenkungen des Signalzeiges im Uhrzeigersinn ist auch für eine übermäßig große Auslenkung des Signalzeigers entgegen dem Uhrzeigersinn, d. h. für unerwünscht auftretende negative Frequenzoffsets, entsprechende Korrekturen des Schwellensektors S vorgesehen.

So ist ein Slow-Betrieb in dem Zustandsübergangsdiagramm vor gesehen, in den gewechselt wird, wenn die tatsächliche Auslen kung des Signalzeigers gegenüber dem ursprünglich angenommenen Entscheidungsschwellensektor S um ≦ -5 abweicht (vgl. Übergang X_n-s). Im Slow-Betrieb wird der Schwellensektor gegenüber dem ursprünglich angenommenen Schwellensektor S um einen Sektor entgegen dem Uhrzeigersinn verschoben, um diesen ungewünschten negativen Frequenzoffset auszugleichen. In dem Slow-Betrieb erfolgen gemäß Fig. 1 Zustandsübergänge zwischen den Zuständen s0s (Ausgabe einer logischen "0") und s1s (Ausgabe einer logi schen "1").

Für Auslenkungen ≦ -6 gegenüber dem ursprünglich angenommenen Entscheidungsschwellensektor S (Zustandsübergang X_s-ss) ist analog zu dem Very-Fast-Betrieb für positive Auslenkungen ein Very-Slow-Betrieb für negative Auslenkungen vorgesehen, wobei der Entscheidungsschwellensektor um zwei Sektoren entgegen dem Uhrzeigersinn verschoben wird, um diesen sehr großen negativen Frequenzoffset auszugleichen.

Analog zu den Zustandsübergängen X_ff-f und X_f-n sind auch hin sichtlich des Very-Slow-Betriebs sowie des Slow-Betriebs Zu standsübergänge X_ss-s und X_s-n vorgesehen, um eine ggfs. vorge nommene Überkompensation rückgängig zu machen und bei Auslen kungen ≧ +3 im Very-Slow-Betrieb wieder in den Slow-Betrieb bzw. bei Auslenkungen ≧ +4 in dem Slow-Betrieb wieder in den Normal-Betrieb zurückschalten zu können.

Wie anhand von Fig. 1 erläutert worden ist, wird erfindungsge mäß die Entscheidungsschwelle für eine Unterscheidung zwischen einer logischen "0" und einer logischen "1" an die bestehenden Frequenzoffset-Verhältnisse angepaßt und insbesondere abhängig von einem vermuteten unerwünscht auftretenden Frequenzoffset eingestellt, so daß es in der Regel nicht zu Bitfehlern durch unbekannte und unerwünscht auftretende Frequenzoffsets kommen kann. Wie bereits anhand der in Fig. 8 gezeigten Entschei dungsschwelle S erläutert worden ist, wird auch bei einer neu eingestellten Entscheidungsschwelle auf das Vorliegen einer logischen "1" geschlossen, wenn der Signalzeiger über diese neu gewählte Entscheidungsschwelle im Uhrzeigersinn hinaus ausgelenkt worden ist. Andernfalls wird auf den Empfang einer logischen "0" geschlossen.

Bei Simulationen wurde festgestellt, daß das zuvor beschriebe ne erfindungsgemäße Simulationsverfahren insbesondere dann die notwendige Genauigkeit erreicht, wenn der Anteil des unge wünschten Frequenzoffsets über mehrere Bits des Träger- bzw. Empfangssignals erfaßt und gemittelt wird und aus der dabei festgestellten Gesamtauslenkung des Signalzeigers, d. h. aus der Gesamtveränderung der Abtastwerte der Komponenten- bzw. Achssignale, das Vorliegen einer ungewünschten Veränderung der Abtastwerte, d. h. das Vorliegen eines ungewünschten Frequenz offsets z. B. durch ein ungenaues Abgleichen der Hochfrequenz teile, beurteilt wird. Insbesondere wurde festgestellt, daß es vorteilhaft ist, die Auslenkung des Signalzeigers anhand der Präambel eines als ein Zeitmultiplexsignal vorliegenden Trä gersignals zu beurteilen und die dabei ermittelte Entschei dungsschwelle für den Rest des der Präambel entsprechenden Zeitschlitzes einzufrieren, d. h. unverändert beizubehalten.

Bei dem Zeitmultiplexverfahren handelt es sich um ein Viel fachzugriffsverfahren, welches verwendet wird, um den Zugriff mehrerer Teilnehmer auf die begrenzte Ressource des Frequenz spektrums zu ermöglichen, ohne daß sich die einzelnen Teilneh mer gegenseitig stören. Dazu wird vorzugsweise der Zeit- und/oder Frequenzbereich ausgenutzt. Alternativ dazu ist es auch möglich, den durch den Zeit- und Frequenzbereich defi nierten Übertragungskanal zusätzlich durch unterschiedliche Codierungen auszunutzen. Bei der Ausnutzung des Zeit- und/oder Frequenzbereichs spricht man von einem Zeitmultiplex-(Time Di vision Multiple Access, TDMA) und/oder Frequenzmultiplexver fahren (Frequency Division Multiple Access, FDMA). Bei der Ausnutzung des Zeit- und Frequenzbereichs in Verbindung mit der Verwendung unterschiedlicher Codierungen spricht man von einem Codemultiplexverfahren (Code Division Multiple Access, CDMA).

Während beim Frequenzmultiplexverfahren jedem Teilnehmer ein bestimmtes Frequenzband zugewiesen ist, hat beim Zeitmulti plexverfahren jeder Teilnehmer das gesamte Frequenzband zur Verfügung, darf aber nur zu bestimmten Zeiten senden. Diese vorbestimmten Zeitspannen werden als Zeitschlitze oder Slots bezeichnet, wobei die Breite der Zeitschlitze von der Datenra te und dem verwendeten Modulationsverfahren abhängt. Die Zeit schlitze eines Trägers sind zu Rahmen (Frames) zusammengefaßt. Nach Ablauf eines Rahmens wiederholt sich die Abfolge der Zeitschlitze. Jeder Zeitschlitz ist in ein Datenfeld für Syn chronisations- und Signalisierungszwecke sowie ein die eigent lichen Informationsdaten enthaltendes Datenfeld unterteilt. Die Synchronisations- und Signalisierungsdaten können sich am Anfang eines jedes Zeitschlitzes befinden und bilden somit die Präambel des Zeitschlitzes.

Die bekannte 0/1-Folge der Präambel eines Zeitschlitzes kann zu der anhand von Fig. 1 und Fig. 5-8 beschriebenen Bestim mung der Auslenkung des Signalzeigers sowie der erfindungsge mäßen Entscheidungsschwellenkorrektur verwendet werden, wobei die festgelegte Entscheidungsschwelle für den Rest des zeit schlitzes beibehalten, d. h. eingefroren wird. Dieses Verfahren arbeitet jedoch aufgrund seiner Funktionsweise in der Präambel nur dann korrekt, wenn der Frequenzhub und die damit verbunde ne Auslenkung des Signalzeigers in der I/Q-Ebene für die ein zelnen Bits groß genug ist, um bei einer zunächst irrtümlichen Annahme eines unerwünschten Frequenzoffsets und einer damit verbundenen falschen Festsetzung der Entscheidungsschwelle zum Schalten in die richtige Betriebsebene der in Fig. 1 darge stellten Betriebsebenen mit der richtigen Entscheidungsschwel le auszureichen. Der maximal zu tolerierende Restfrequenzoff set ist daher stark hubabhängig und bei einem geringen Fre quenzhub zu groß.

Es wird daher vorgeschlagen, die Entscheidungsschwelle weiter hin anhand der Präambel eines Zeitschlitzes festzustellen und ggfs. zu korrigieren, jedoch diese Entscheidung abhängig von der Aufaddition der Auslenkungen des Signalzeigers über mehre re Bits der Präambel zu machen, wobei die Gesamtauslenkung des Signalzeigers insbesondere über eine gerade Anzahl von Bits der Präambel festgestellt wird.

Abhängig von der ermittelten Gesamtauslenkung des Signalzei gers, d. h. der Gesamtveränderung der Abtastwerte der Komponen tensignale, wird das Vorliegen eines ungewünschten Frequenz offsets, der beispielsweise bei einem ungenauen Abgleichen der Hochfrequenzteile auftritt, beurteilt und die Entscheidungs schwelle für die 0/1-Entscheidung festgelegt und für den Rest des Zeitschlitzes beibehalten.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des hierzu erforderlichen Empfängers, wobei - wie auch in Fig. 7 gezeigt ist - die auf die Werte -1 und +1 limitierten Komponenten- bzw. Achssignale von einer Einrichtung 20 in die beispielsweise in Fig. 8 ge zeigten Sektoren umcodiert werden und anschließend direkt so wie von einer Einrichtung 21 um ein Bit verzögert einer Ein richtung 22 zugeführt werden, die aus der Differenz der Sekto ren die momentane Auslenkung des Signalzeigers gegenüber der aufgrund der Zwischenfrequenz des Empfängers zu erwartenden Drehung bestimmt. Bei dieser Auslenkung des Signalzeigers in der I/Q-Ebene wird die durch den Frequenzhub einer empfangenen "0" oder "1" hervorgerufene Auslenkung von der (konstanten) Auslenkung durch einen unbekannten Frequenzoffset überlagert. Um diesen unbekannten und unerwünschten Frequenzoffset zu er mitteln, wird die Auslenkung während der Präambel eines Zeit schlitzes über eine geradzahlige Anzahl von Bits hinweg aufad diert, im vorliegenden Beispiel über zwei Bits, was bei einer neunfachen Überabtastung der Abtastwerte einer Summation von 18 Auslenkungswerten entspricht. Ein Zähler 25 steuert den zeitlichen Verlauf der Addition, sorgt für die Übernahme der Auslenkungssumme nach 18 Addierzyklen und für das darauffol gende Rücksetzen des Addierers 24.

Aus der von dem Addierer 24 gelieferten Gesamtauslenkung des Signalzeigers, d. h. der Gesamtveränderung der Abtastwerte der Komponenten- bzw. Achssignale I, Q und A-F, läßt sich der bisher unbekannte und ungewünschte Frequenzoffset ablesen. Bei der Addition der Auslenkung des Signalzeigers über eine gerad zahlige Anzahl von Bits, insbesondere über zwei Bits, heben sich die Beiträge zur Gesamtauslenkung des Signalzeigers durch den Frequenzhub einer "0" und einer "1" gegenseitig auf, so daß die verbleibende Gesamtauslenkung des Signalzeigers der Drehung bzw. Auslenkung durch den bisher unbekannten Frequenz offset während der zwei Bits entspricht.

Abhängig von dem dabei festgestellten Wert der Gesamtauslen kung, d. h. der über die Bits der Präambel festgestellten Ge samtsektoränderung, kann somit das Vorliegen eines ungewünsch ten Frequenzoffsets erkannt werden und entsprechend - falls erforderlich - die Entscheidungsschwelle, d. h. der Entschei dungsschwellensektor, für die 0/1-Entscheidung neu festgesetzt und korrigiert werden.

Dabei wird beispielsweise die in Fig. 3 gezeigte Tabelle ver wendet, um abhängig von der bei diesem Verfahren festgestell ten Gesamtauslenkung gegenüber dem ursprünglich festgesetzten Schwellensektor S ggfs. den korrigierten Schwellensektor S' festzusetzen. Ist die über die geradzahlige Anzahl von Präam belbits festgestellte Gesamtauslenkung 0, so liegt kein unge wünschter Frequenzoffset vor, d. h. die Entscheidungsschwelle für die 0/1-Entscheidung liegt weiterhin bei dem ursprünglich angenommenen Schwellensektor S, welcher der durch die Zwi schenfrequenz des Empfängers hervorgerufenen Auslenkung ent spricht (vgl. Fig. 8), so daß alle negativen Auslenkungen ge genüber diesem Schwellensektor S als eine empfangene logische "0" und alle positiven Auslenkungen als eine logische "1" in terpretiert werden. Beträgt hingegen die Gesamtauslenkung bei spielsweise +18, so bedeutet dies, daß sich der Signalzeiger in der komplexen I/Q-Ebene pro Abtastwert um einen Sektor im Uhrzeigersinn weitergedreht hat als dies ursprünglich angenom men worden ist. Dies bedeutet, daß die Entscheidungsschwelle für die 0/1-Entscheidung idealerweise bei dem gegenüber dem ursprünglich angenommenen Schwellensektor S im Uhrzeigersinn folgenden Sektor liegen sollte. Analog hat sich bei einer Ge samtauslenkung von -18 des Signalzeigers pro Abtastwert um ei nen Sektor weniger gedreht als ursprünglich angenommen, so daß der Schwellensektor S' für die 0/1-Entscheidung auf den entge gen dem Uhrzeigersinn zu dem ursprünglichen Schwellensektor S benachbarten Schwellensektor festgelegt wird. Beträgt die Ge samtauslenkung +36, so hat sich der Signalzeiger pro Abtast wert um zwei Sektoren weitergedreht als dies ursprünglich an genommen worden ist. Der Schwellensektor sollte daher auf den im Uhrzeigersinn übernächsten Sektor bezüglich des ursprüngli chen Schwellensektors S festgesetzt werden. Analog gilt für eine Gesamtauslenkung von -36 eine Neufestsetzung des Schwel lensektors S' auf S - 2. Bei Gesamtauslenkungswerten, die zwi schen den in Fig. 3 dargestellten Werten liegen, können be stimmte Grenzen für die Zuordnung eines neuen Schwellensektors S' festgelegt werden. So kann beispielsweise bei einer Gesamt auslenkung zwischen -8 und +9 der ursprüngliche Schwellensek tor S beibehalten werden, während bei einer Gesamtauslenkung von +10 bis +27 der neue Schwellensektor S' auf S + 1 usw. fest gelegt wird.

Mit Hilfe dieses Verfahrens kann der ursprünglich unbekannte Frequenzoffset bis auf einen bestimmten Restfrequenzoffset, der der Drehung des Signalzeigers um einen halben Sektor pro Bit entspricht (in diesem Beispiel etwa 36 kHz), ausgeglichen werden.

Wie bereits zuvor beschrieben worden ist, wird der anhand der Präambel eines Zeitschlitzes festgestellte neue Entscheidungs schwellensektor für den Rest des Zeitschlitzes eingefroren, d. h. beibehalten. Hierzu wird das am Ende der Präambel auftre tende Signal RXDSG verwendet. Da dieses Signal jedoch erst nach dem Empfang einer Doppeleins oder Doppelnull vorliegt, muß die Aktivierung der neuen Entscheidungsschwelle um ca. 1 Bit verzögert werden, da bei einer Summe über eine Doppeleins bzw. Doppelnull der Frequenzoffset nicht korrekt bestimmt wer den kann. Dies geschieht gemäß Fig. 2 mit Hilfe einer Einrich tung 27, welche die von der Einrichtung 26 durch das zuvor be schriebene Verfahren festgelegte Entscheidungsschwelle S' um ca. 1 Bit verzögert und erst nach Ablauf dieser Verzögerungs zeit die neue Entscheidungsschwelle der Logik 23 zuführt, die abhängig von dieser Entscheidungsschwelle S' auf das Vorliegen einer logischen "0" bzw. einer logischen "1" schließt.

Claims

1. Demodulationsverfahren zum Demodulieren von einem mit einem digitalen Informationssignal winkelmodulierten Trägersignal, umfassend die Schritte

a) Erzeugen einer Gruppe von Komponentensignalen (I, Q, A...F) des Trägersignals, die mindestens ein I-Komponentensignal und ein Q-Komponentensignal umfaßt,
b) Abtasten der Komponentensignale mit einer ausreichend hohen Abtastfrequenz, und
c) Ermitteln des einem empfangenen Bit des winkelmodulierten Trägersignals entsprechenden binären Werts anhand der gegen über einer Entscheidungsschwelle (S, S') durch das Bit infolge der Winkelmodulation hervorgerufenen Veränderung der Ab tastwerte der Komponentensignale,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Abtastwerte der Komponentensignale (I, Q, A...F) hin sichtlich einer ungewünschten Veränderung der Abtastwerte, die nicht durch die gewünschte Frequenz der Komponentensignale oder den binären Wert des empfangenen Bits hervorgerufen wor den ist, überwacht werden, und
daß die Entscheidungsschwelle bei Erfassen einer derartigen ungewünschten Veränderung der Abtastwerte der Komponentensi gnale korrigiert und neu festgelegt wird.

2. Demodulationsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entscheidungsschwelle (S, S') abhängig von dem Ausmaß und/oder der Richtung der ungewünschten Veränderung der Ab tastwerte der Komponentensignale (I, Q, A...F) neu festgelegt wird.

3. Demodulationsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppe von Komponentensignalen (I, Q, A...F) mehrere Komponentensignalpaare umfaßt, von denen eines durch das I- Komponentensignal und das Q-Komponentensignal gebildet ist, wobei jedes Komponentensignalpaar die Achsen eines entspre chenden Komponenten-Koordinatensystems repräsentiert, und wobei alle Komponentenachsen der einzelnen Komponenten-Koor dinatensysteme die dem I-Komponentensignal und dem Q-Kompo nentensignal entsprechende Ebene des I/Q-Koordinatensystems gleichmäßig in mehrere Sektoren unterteilen.

4. Demodulationsverfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Abtastwerte der einzelnen Komponentensignale (I, Q, A...F) auf die diskreten Werte -1 und +1 beschränkt werden, wobei -1 einen negativen Abtastwert und +l einen positiven Ab tastwert des jeweiligen Komponentensignals bezeichnet,
daß den möglichen Kombinationen der diskreten Abtastwerte +1 bzw. -1 der einzelnen Komponentensignale jeweils ein bestimm ter Sektor im I/Q-Koordinatensystem zugeordnet ist, und
daß die durch das empfangene Bit hervorgerufene Veränderung der Abtastwerte der Komponentensignale anhand einer entspre chenden Sektoränderung gegenüber einem der Entscheidungs schwelle entsprechenden Entscheidungsschwellensektor (S, S') im I/Q-Koordinatensystem beurteilt wird.

5. Demodulationsverfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Gruppe von Komponentensignalen (I, Q- A...F) acht ver schiedene Komponentensignale umfaßt, und
daß auf eine ungewünschte Veränderung der Abtastwerte der Kom ponentensignale geschlossen wird, wenn die Sektoränderung ge genüber dem Entscheidungsschwellensektor (S, S') mehr als vier Sektoren beträgt.

6. Demodulationsverfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Sektoränderung von 5 Sektoren der Entscheidungs schwellensektor (S') neu auf den in Richtung der Sektorände rung dem ursprünglichen Entscheidungsschwellensektor (S) un mittelbar benachbarten Sektor in dem I/Q-Koordinatensystem festgelegt wird.

7. Demodulationsverfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Sektoränderung von mindestens sechs Sektoren der Entscheidungsschwellensektor (S') auf den in Richtung der Sek toränderung gegenüber dem ursprünglichen Entscheidungsschwel lensektor (S) übernächsten Sektor im I/Q-Koordinatensystem festgelegt wird.

8. Demodulationsverfahren nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß nach einer Neufestlegung der Entscheidungsschwelle (S') diese kontinuierlich überprüft und rückgängig gemacht wird, falls sich ergibt, daß die neu festgelegte Entscheidungs schwelle tatsächlich zu hoch oder zu niedrig gewählt worden ist.

9. Demodulationsverfahren nach Anspruch 6 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Entscheidungsschwellensektor (S') wieder auf den ur sprünglichen Entscheidungsschwellensektor (S) zurückgesetzt wird, falls sich gegenüber dem neu gewählten Entscheidungs schwellensektor eine Sektoränderung von mindestens vier Sekto ren in Richtung zu dem ursprünglichen Entscheidungsschwellen sektor (S) hin ergibt.

10. Demodulationsverfahren nach Anspruch 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Entscheidungsschwellensektor (S') auf den zwischen dem ursprünglichen Entscheidungsschwellensektor (S) und dem neu gewählten Entscheidungsschwellensektor (S') liegenden Sektor festgesetzt wird, falls sich gegenüber dem zunächst neu ge wählten Entscheidungsschwellensektor (S') eine Sektoränderung von mindestens drei Sektoren in Richtung zu dem ursprünglichen Entscheidungsschwellensektor (S) hin ergibt.

11. Demodulationsverfahren nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Veränderung der Abtastwerte der Komponentensignale (I, Q, A...F) über mehrere Bits des winkelmodulierten Trägersi gnals erfaßt wird und
daß das Vorliegen einer ungewünschten Veränderung der Abtast werte ausgehend von der den mehreren Bits entsprechenden Ge samtveränderung der Abtastwerte der Komponentensignale beur teilt wird.

12. Demodulationsverfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,
daß auf das Vorliegen einer ungewünschten Veränderung ge schlossen wird, wenn die Gesamtveränderung der Abtastwerte ei nen bestimmten Grenzwert überschreitet, und
daß die Entscheidungsschwelle (S, S') bei Erfassen der unge wünschten Veränderung der Abtastwerte abhängig von der erfaß ten Gesamtveränderung der Abtastwerte neu festgelegt wird.

13. Demodulationsverfahren nach Anspruch 11 oder 12 und An spruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Gesamtsektoränderung über die mehreren Bits des win kelmodulierten Trägersignals erfaßt wird, und
daß der ursprüngliche Entscheidungssektor (S) neu festgelegt wird, wenn die Gesamtsektoränderung eine bestimmte Anzahl von Sektoren übersteigt.

14. Demodulatiosnverfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Gesamtveränderung der Abtastwerte der Komponentensi gnale (I, Q, A...F) über eine geradzahlige Anzahl von Bits des winkelmodulierten Trägersignals erfaßt wird.

15. Demodulationsverfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Gesamtveränderung der Abtastwerte der Komponentensi gnale (I, Q, A...F) über zwei Bits des winkelmodulierten Trä gersignals erfaßt wird.

16. Demodulationsverfahren nach Anspruch 13 und 15, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Gesamtsektoränderung, die mindestens neun Sekto ren und höchstens 27 Sektoren umfaßt, der Entscheidungsschwel lensektor (S') neu auf den in Richtung der Gesamtsektorände rung dem ursprünglichen Entscheidungsschwellensektor (S) un mittelbar benachbarten Sektor im I/Q-Koordinatensystem festge legt wird.

17. Demodulationsverfahren nach Anspruch 13 und 15, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Gesamtsektoränderung, die mehr als 27 Sektoren umfaßt, der Entscheidungsschwellensektor (S') auf den in Rich tung der Gesamtsektoränderung gegenüber dem ursprünglichen Entscheidungsschwellensektor (S) übernächsten Sektor im I/Q- Koordinatensystem festgelegt wird.

18. Demodulationsverfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 17, dadurch gekennzeichnet,
daß das winkelmodulierte Trägersignal als ein Zeitmultiplexsi gnal vorliegt, und
daß die Bits, über die die Gesamtveränderung der Abtastwerte der Komponentensignale (I, Q, A...F) erfaßt wird, Bits der Präambel eines Zeitschlitzes des Zeitmultiplexsignals sind.

19. Demodulationsverfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß nach einer Neufestlegung der Entscheidungsschwelle (S, S') diese für den gesamten Zeitschlitz beibehalten wird.

20. Demodulationsverfahren nach Anspruch 18 und 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Aktivierung der neu festgelegten Entscheidungsschwelle (S') um eine bestimmte Zeitspanne, insbesondere um ein Bit des winkelmodulierten Trägersignals, verzögert wird.