DE10025237B4

DE10025237B4 - Verfahren und Vorrichtung für zeitgleiche Synchronisation und verbesserte automatische Frequenznachführung in einer Kommunikationsvorrichtung

Info

Publication number: DE10025237B4
Application number: DE10025237A
Authority: DE
Inventors: Timothy P. Palatine Froehling; Louis J. Crystal Lake Vannatta; Scott L. Algonquin Chamberlain
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1999-05-25
Filing date: 2000-05-22
Publication date: 2004-04-08
Anticipated expiration: 2020-05-23
Also published as: US6560298B1; GB2350502A; GB2350502B; DE10025237A1; GB0011786D0

Abstract

Verfahren (900) zum Verbessern der automatischen Frequenznachführung (AFC) in einer Kommunikationsvorrichtung, gekennzeichnet durch die Schritte:
Bereitstellen einer demodulierten Datenfolge von digitalen Informationssymbolen für einen AFC-Schaltkreis,
Vergleichen (902) der digitalen Information mit einer bekannten Referenzquelle, um eine Frequenzabweichung zu bestimmen,
Korrelieren (904) der digitalen Information mit einer Liste von vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias- Effekten bis zum Auffinden einer Korrelation,
Auswählen (906) der Alias-Abweichung in Abhängigkeit davon, welche der vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias-Effekten in dem Korrelationsschritt aufgefunden wurde,
Neuabbildung (908) der digitalen Daten in Abhängigkeit von der Alias-Abweichung, um eine korrigierte Datenfolge zu erzeugen,
Berechnen (910) einer zusammengesetzten Abweichung einschließlich der Frequenzabweichung und der Alias-Abweichung und
Ausgeben (912) der zusammengesetzten Abweichung an eine automatische Frequenznachführung, so dass ein Konvergenzbereich der AFC auf mehr als ±π/2^m Radian pro Symbol erweitert wird, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in der Kommunikationsvorrichtung ist.

Description

Die Erfindung betrifft allgemein Kommunikationsvorrichtungen und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung für das Auffangen eines digitalen Signals durch einen Empfänger.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Frequenznachführungssysteme und genauer auf ein Frequenznachführungssystem, das in einem digitalen Empfänger eingesetzt wird. Die Unterbrechung der Übertragung von Signalen kann Folge von unterschiedlichen Ereignissen sein, wie Startphase des Funktelefons, Auflegen und erneutes Herstellen einer Anrufverbindung sowie u.a. Stromsparmodus im Leerlaufbetrieb.
Bei konventionellen Frequenznachführungsschaltungen wird die Frequenzdrift beim Empfänger nachgeführt, indem Nulldurchgänge einer Zwischenfrequenz (IF) mit einer geeigneten Version eines Funkreferenzoszillators verglichen werden. Die einfachste Form dieser Art von Schaltungen macht es erforderlich, dass ein Signal kontinuierlich an der Frequenznachführungsschaltung anliegt, damit diese zuverlässig arbeitet. Dementsprechend kann es zu einer Frequenzdrift bei einem Empfänger kommen, der nur temporär zu Empfangen eines Signals eingeschaltet wird. Darüber hinaus werden Änderungen am Ausgang von diesem Schaltkreis sehr langsam, wnn die Frequenzabweichung gegen Null geht. Daher ist die Leistung dieser Art von Schaltung auf keinen Fall akzeptabel, wenn eine schnelle automatische Konvergenz bei der Frequenznachführung (AFC) erforderlich ist.
Empfänger für den Empfang von digitalen Signalen beinhalten oft entscheidungsorientierte Detektoren. Entscheidungsorientierte Detektoren für M-fache PSK-Modulation akkumulieren die Phasenverschiebung pro Symbolinformation. Derartige entscheidungsorientierte Vorrichtungen können ein Frequenznachführungssignal mit schneller Antwortzeit bereitstellen. Jedoch sind derartige Frequenznachführungssignale von den entscheidungsorientierte Vorrichtungen nur dann genau, wenn die Frequenzabwei chung des Referenzoszillators, als akkumulierte Phasenabweichung betrachtet, klein in Bezug auf den Phasenentscheidungsraum der speziellen Modulation ist. Wenn die Frequenzabweichung groß genug ist, um die Vorrichtung eine falsche Entscheidung bei dem empfangenen Symbol treffen zu lassen, so schickt die Vorrichtung den AFC-Algorithmus zu einem falschen Lösungspunkt. Beispielsweise kann die oben beschriebene konventionelle Frequenznachführungsschaltung eingesetzt werden, wenn sich die Frequenzabweichungen innerhalb der Empfangsbandbreite des Empfängers befinden, während konventionelle entscheidungsorientierte Vorrichtungen bei Frequenzabweichungen eingesetzt werden können, die einen Bruchteil der Empfangsbandbreite darstellen. Ein Beispiel für diese Einschränkung ist das QPSK- Modulationssignal beim PDC, wodurch der nutzbare Bereich auf nur etwa ±2,6 kHz eingeschränkt wird. Diese Beziehung hängt von der Eigenschaft der M-fachen PSK-Modulation ab. Ein BPSK- (2-faches PSK) Signal entspricht ±5,2 kHz, während ein 8-PSK-Signal ±1,3 kHz entspricht. BTW-QAM-Signale sind ebenfalls zugänglich für diese Technik.
Die obige Beschreibung zeigt die Einschränkungen und Beschränkungen in Bezug auf die verfügbaren Frequenznachführungsschaltkreise und -detektoren. Die entsprechenden Komplikationen machen den AFC-Algorithmus unhandlich und machen es folglich schwierig, ihn robust auszulegen. Der Mangel an Robustheit wurde durch Erzwingen von "schlechten" Signalbedingungen und die Beobachtung demonstriert, dass sich AFC nicht immer wieder erholt, wenn "gute" Signalbedingungen wiederhergestellt sind.
Weitere Probleme treten auf, wenn das empfangene Signal keine gleichförmige spektrale Dichte über die IF-Bandbreite aufweist. Aufgrund dieser Tatsache wird der AFC-Algorithmus durch den Frequenzdetektor so gesteuert, dass das Signal in dem IF- Durchlassbereich "zentriert" wird. In diesem Zusammenhang bedeutet der Ausdruck "zentrieren" gleiche Signalleistung oberhalb und unterhalb der Mitte des IF- Durchlassbereiches. Folglich können Probleme auftreten, wenn empfangene Signale keine gleichförmige spektrale Dichte aufweisen.

Außerdem können alle AFC-Algorithmen einen begrenzten Konvergenzbereich aufweisen, der sich nicht verlässlich auf ein π/4-DQPSK- oder 8-PSK-Signal einschwingt (wie es in dem EIA/TIA-Standard 136A für die nächste Generation vorgeschlagen wird), was sich bei höheren Arbeitsfrequenzen wie im 1900 MHz-Frequenzband noch weiter verschlechtert. Wegen dieses eingeschränkten Betriebsbereiches können zur Zeit gebräuchliche Frequenznachführungsschaltungen mit entscheidungsorientierten Vorrichtungen nicht verwendet werden, wenn die Frequenzdifferenzen zwischen dem an den Empfänger gesendeten Signal und der Oszillatorfrequenz signifikant wird, so beispielsweise unmittelbar nach dem ersten Einschalten des Empfängers vor Aktivierung der Frequenznachführung. Wenn außerdem einmal die Frequenznachführung eingerichtet ist, muss die digitale Information in dem Funktelefon mit der entsprechenden feststehenden Basisstation rahmensynchronisiert werden.

Rahmensynchronisation bei heutigen digitalen zellulären Telefonen kann nicht erfolgen, bevor nicht die Frequenzabweichung des Referenzoszillators ausreichend klein gemacht worden ist, um ein eindeutiges (Sync-) Wort ohne Aliasing innerhalb der Datenrahmen der ankommenden Sendungen zur Verfügung zu stellen, was zur Folge hat, das ein AFC-Algorithmus zuerst die Frequenzabweichung bei der Teilnehmereinheit reduzieren muss, damit kein Symbol-Aliasing mehr auftritt. Da der AFC-Prozess im Vergleich zu dem Datenrahmenauffangprozess relativ langsam ist, kann nutzbare Information (nach Synchronisation) über eine signifikante Dauer aufgehalten werden.

Bei einem TDMA- (Time Division Multiple Access-) System wie dem PDC-(Personal Digital Cellular-) System in Japan muss sich eine Teilnehmereinheit schnell mit der Basisstation synchronisieren können. Synchronisation ist erforderlich, damit die Teilnehmereinheit Daten in geeigneten Zeitfenstern senden und empfangen kann. Rahmensynchronisation wird erreicht durch den erfolgreichen Empfang eines eindeutigen Wortes (auch "Sync-Wort" im PDC-System genannt) bei mehreren aufeinanderfolgenden Rahmen. Während des Synchronisationsprozesses werden empfangene Daten mit einem vordefinierten eindeutigen Wort korreliert, und wenn die Korrelationsmetrik größer als irgendein Schwellenwert ist, wird angenommen, dass das eindeutige Wort empfangen worden ist. Da außerdem das eindeutige Wort innerhalb eines Rahmens periodisch auftritt, hat die Teilnehmereinheit eine Zeitreferenz, auf die wichtige TDMA- und Anrufverarbeitungsschritte bezogen werden können.

Bei großen Frequenzabweichungen kann bei der Bitfolge von einem entscheidungsorientierten Detektor (einschließlich dem eindeutigen Wort) jedoch ein "Alias-Effekt" auftreten. Zum Beispiel kann in dem allgemein bekannten Quadratur-Phasenumtast- (QPSK-) Demodulationssystem ein empfangenes Signal als ein phasensynchrones Signal (I) und ein Quadratursignal (Q) dargestellt werden, was zusammen ein Zwei-Bit-Symbol mit den vier Zuständen 00, 01, 10 und 11 ergibt. Wenn sich bei dem empfangenen Signal jedoch die Phasenverschiebung aufgrund der Frequenzabweichung zu einem ausreichenden Wert addiert, wird eine falsche Symbolentscheidung gefällt.

1 zeigt, wie es bei Symboldaten beispielsweise in dem PDC-System in Abhängigkeit von der akkumulierten Phasenabweichung pro Symbol zu einem Alias-Effekt kommt. Wenn beispielsweise das eigentliche QPSK-Symbol 00 etwa +π/2 Radian (oder von mehr als +π/4 bis weniger als +3π/4 innerhalb des Phasenraumbereichs) an Phasenabweichung während einer Symboldauer akkumuliert, dann wird es fälschlich als Symbol 01 dekodiert. Man beachte, dass das Symbol-Aliasing tatsächlich periodisch von der Frequenzabweichung abhängt, d.h. beim QPSK-Symbol treten Alias-Effekte bei jedem ganzzahligen Vielfachen von 2 Radian an Phasenabweichung pro Symbol auf. Es ist unmöglich, zwischen Alias- Effekte zu unterscheiden, die durch +π und -π Radian- Phasenabweichungen pro Symbol bedingt sind. Aktuelle Empfängerimplementierungen können größere Abweichungen ignorieren, d.h. Abweichungen, die Phasenabweichungen pro Symbol erzeugen, die größer als n Radian sind, zeigen einen Ausfall der Hardware an und brauchen nicht beachtet zu werden.

Das US-Patent 5,425,057 sieht eine Phasendemodulation durch Korrelation einer Liste von vorherbestimmten Symbolsequenzen vor.

Das US-Patent 4,554,509 bestimmt FSK-Modulationsinhalte und die Frequenz einer Symbolsequenz durch Vergleich mit verschiedenen Samples. Das US-Patent 4,291,275 sieht eine FSK-Modulation von zwei möglichen Frequenzen vor, die durch einen Vergleich mit vorherbestimmten Samples bestimmt werden. Alias-Effekte, die mit der Demodulation in Verbindung stehen, sind jedoch nicht Gegenstand der genannten US-Patente.

Es besteht Bedarf daran, die Zeit zu reduzieren, die für die Datenrahmensynchronisierung erforderlich ist. Dadurch werden die folgenden Probleme bei den existierenden AFC- / Rahmensynchronisationsimplementierungen beseitigt: (1) lange Reakti onszeit bei der AFC-Konvergenzzeit, (2) falsche Reaktion auf akkumulierte Phasenabweichung und (3) lange Startphase bei der Signalverarbeitung aufgrund der seriellen Verarbeitung der AFC-Konvergenz, der die Rahmensynchronisierung folgt.

Dementsprechend besteht Bedarf an einem Verfahren und einer Vorrichtung für das Reduzieren der Rahmensynchronisierung in einer digitalen Kommunikationsvorrichtung, wenn ein Signal an diese als intermittierende Bündel übertragen wird, selbst wenn Frequenzdifferenzen zwischen derartigen übertragenen Signalen und dem Empfängeroszillator signifikant werden. Außerdem ist es wünschenswert, den AFC- Konvergenzbereich zu vergrößern, ohne dass die Kosten allzu sehr steigen.

1 zeigt ein vereinfachtes Zustandsdiagramm des Aliasings von QPSK-Symboldaten mit akkumulierter Phasenabweichung.
2 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt eine Datentabelle eines Anteils des Inhaltes des Speichers in 2.
4 zeigt eine graphische Darstellung der bitweisen Korrelierung einer Bitsummenfunktion des Korrelators in 2.
5 zeigt eine graphische Darstellung einer komplexen Korrelationsfunktion mit bitweiser Korrelierung in dem Korrelator in 2.
6 zeigt eine graphische Darstellung einer komplexen Korrelationsfunktion mit symbolweiser Korrelierung in dem Korrelator in 2.
7 zeigt eine Tabelle mit experimentellen Daten an dem Ausgang der Datenneuabbildungsvorrichtung in 2.
8 zeigt eine graphische Darstellung der Frequenzabstimmung nach der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt ein Flussdiagramm mit einer Auflistung der Verfahrensschritte der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
10 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
11 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform der Erfindung.
12 zeigt ein Blockdiagramm des AFC-Blocks in dem Schaltkreis in 10 mit weiteren Einzelheiten.
13 zeigt ein Blockdiagramm eines der Frequenzdetektoren in dem Schaltkreis in 12.
14 zeigt ein Flussdiagramm mit einer Auflistung der Verfahrensschritte der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
Mit der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren und eine Vorrichtung für die zeitgleiche Anpassung oder Rahmensynchronisation und die automatische Frequenznachführung mit erweitertem Konvergenzbereich in einer digitalen Kommunikationsvorrichtung angegeben. Die vorliegende Erfindung bietet bei Implementierung in einem QPSK-Modulationssystem bis zu fünfmal oder mehr an AFC-Konvergenzbereich als der Stand der Technik ohne wesentliche Zunahme der Kosten des Funktelefons. Andere Implementierungen haben verschiedene Vorteile in Bezug auf den AFC-Bereich. Durch die vorliegende Erfindung ist der Vorteil einer schnellen Rahmensynchronisation bei gleichzeitiger AFC- und Rahmensynchronisation selbst bei Frequenzabweichungen gegeben, die groß genug sind, dass sie zu Symbol-Aliasing führen.
2 ist ein Blockdiagramm eines Empfängerabschnittes einer digitalen Kommunikationsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger umfasst eine Antenne 200 zum Empfangen ankommender Signale. Die an der Antenne 200 ankommenden Signale werden durch eine analoge Eingangsstufe 202 der Kommunikationsvorrichtung mit auf dem Gebiet bekannten Techniken verarbeitet. Üblicherweise erfolgt durch die Eingangsstufe eine erste Abwärtskonvertierung auf eine Zwischenfrequenz (IF), die dann an einen Demodulator 204 weitergeleitet wird. Der Demodulator 204 dieser Ausführungsform führt eine QPSK-Demodulation durch und erzeugt eine Basisbanddemodulierte Datenfolge 210 aus den ankommenden Signalen mit auf dem Gebiet bekannten Prozessen. Äquivalente Demodulatoren können für verschieden Modulationsverfahren ohne Einschränkung der Allgemeinheit dieser Erfindung aufgebaut werden.
Der Demodulator 204 umfasst außerdem einen Frequenznachführungsschaltkreis zum Minimieren der Frequenzabweichung einer Referenzquelle 206 des Empfängers in einer Frequenzbeziehung mit der Frequenz der ankommenden Signale. Die Referenzquelle erzeugt vorzugsweise ein Quarzoszillatorsignal, das an einen Frequenzsynthesizer weitergeleitet wird, der für das Erzeugen einer oder mehrerer lokaler Oszillatorfrequenzen für die Frequenz-Abwärtskonvertierung der ankommenden Signale in dem Empfänger verwendet wird. Der Frequenznachführungsschaltkreis ist einsatzbereit, selbst wenn der Empfängerabschnitt der Kommunikationsvorrichtung nur während intermittierender Intervalle eingeschaltet ist. Der Frequenznachführungsschaltkreis des Demodulators 204 kann Elemente umfassen, die analog zu Elementen sind, die einen Frequenzdetektor und einen entscheidungsorientierten Demodulator umfassen. Ein derartiger Schaltkreis ist im einzelnen in US 5 280 644 von Vannatta et al. beschrieben, worauf hier in vollem Umfang Bezug genommen wird.
Der Frequenznachführungsschaltkreis des Demodulators 204 wird dazu verwendet, Frequenzdifferenzen zwischen den hier anliegenden ankommenden Signalen und der Referenzquelle 206 zu vergleichen und zu bestimmen, um ein Frequenzabweichungssignal zu erzeugen. Der Demodulator 204 behält die interne Darstellung der Frequenzabweichung und Symbolphasenabweichung bei. Vorzugsweise wird die Frequenzabweichung der internen Darstellung wenigstens (wie in 8 gezeigt) auf ein Vielfaches einer Frequenzabweichung von π/2 korrigiert, die bei Phasenabweichungsminima auftritt. Diese interne Darstellung kann außerdem beim Minimieren der Symbolentscheidungsabweichungsrate der demodulierten Datenfolge 210 hilfreich sein. Eine Anzeige einer sol chen Frequenzabweichung wird auf der Leitung 208 erzeugt (und an eine Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 weitergeleitet) und ist nützlich bei Frequenzabweichungskorrektur beliebiger Größe, wenn dies in Zusammenhang mit der Ausgabe einer Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 erfolgt, wie im folgenden erläutert werden wird.
Die demodulierte Datenfolge 210 wird außerdem durch die Kommunikationsvorrichtung verarbeitet, um nützliche Information zu erhalten. Die Datenfolge 210 kann jedoch Abbildungsfehler enthalten, wenn die akkumulierte Phasenabweichung größer als ±π/4 Radian pro Symbol (in einem QPSK-System) beträgt, was korrigiert werden muss, bevor eine weitere Verarbeitung in höheren Schichten der Kommunikationsvorrichtung erfolgen kann. Ein Abbildungsfehler (des Symbols) tritt dann auf, wenn die akkumulierte Phasenabweichung über die Symboldauer ausreicht, um ein Aliasing zu bewirken. Im allgemeinen tritt eine Symbolabweichung auf, wenn ein Symbol mit Phasenverschiebungen von mehr als ±π/2^m Radian pro Symbol übertragen wird, wobei m gleich der Anzahl von Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist.
Wenn man den Entscheidungsraum für ±π/4 QPSK betrachtet, liegen die "idealen" Punkte in der Konstellation bei Symbolentscheidungszeitpunkten in der Mitte von jedem Entscheidungsbereich. Da jeder Entscheidungsbereich ein Viertel des gesamten Entscheidungsraumes beansprucht, ist die "Breite" jedes Bereiches π/2. Daher kommt es zu einer falschen Entscheidung, wenn akkumulierte Phasenabweichungen gegenüber dem Idealpunkt um mehr als ±π/4 Radian, ±3π/4 Radian etc. verschoben sind. Beispielsweise wird bei einer gegebenen Phasenverschiebung von +5π/16 Radian das Symbol als das +π/2-Symbol 10 dekodiert werden. In einem 8-PSK-System (mit drei Bits pro Symbol, m = 3) können Abbildungsfehler auftreten, wenn die akkumulierte Phasenabweichung größer als ±π/8 Radian pro Symbol beträgt. In einem BPSK-Format (ein Bit pro Symbol, m = 1) können Abbildungsfehler auftreten, wenn die akkumulierte Phasenabweichung größer als ±π/2 Radian pro Symbol ist.
Zusätzlich muss der Empfängerabschnitt der Kommunikationsvorrichtung mit der Datenfolge 210 vor weiterer Verarbeitung rahmensynchronisiert werden. Wenn die Datenfolge 210 beispielsweise ein gerahmtes Signal umfasst, kann sie nur dann genau verarbeitet werden, wenn der Empfängerabschnitt der Kommunikationsvorrichtung mit dem an sie geschickten gerahmten Signal rahmensynchronisiert ist. Wenn die Frequenznachführung am Anfang einmal eingerichtet worden ist und der Empfängerabschnitt mit dem gesendeten Signal synchronisiert worden ist, können wesentliche Teile des Empfängerabschnittes der Kommunikationsvorrichtung ausgeschaltet werden und nur noch intermittierend während der Intervalle mit Leistung versorgt werden, während derer das TDMA-Signal empfangen wird.
Die demodulierte binäre Datenfolge 210 wird von dem Demodulator 204 ausgegeben. Die Rahmenbildung und das Formatieren der Datenfolge enthält Worte einer vorgegebenen Länge. Diese Worte bestehen aus vielen Symbolen mit jeweils wenigstens zwei Bits, wie es auf diesem Gebiet bekannt ist. Bei QPSK-Modulation können Symbole in einer von vier möglichen Zwei-Bit-Abbildungen der eigentlichen Daten dargestellt werden: 00, 01, 10, 11. Diese Symbole können fehlerhaft sein, wenn bei ihnen eine Phasenverschiebung vorliegt (wie in 1 dargestellt). Glücklicherweise sind in einem System wie dem PDC/TDMR-System eindeutige Worte vordefiniert, so dass die Kommunikationsvorrichtung ein ankommendes Signal erkennen, neu abbilden und synchronisieren kann.
Ein Speicher 212 ist vorgesehen, der eine Liste von eindeutigen Worten enthält, die jeweils eine vordefinierte Symbolsequenz in einem Systemstandard (wie sie beispielsweise in den bekannten TDMR- und CMA-Standards verwendet werden) umfassen. Der Speicher 212 kann außerdem entsprechende Alias-Effekte des eindeutigen Wortes enthalten, oder die Alias-Effekte können aus den eindeutigen Worten erzeugt werden. In beiden Fällen sind die Alias-Effekte aus den eindeutigen Worten ableitbar. Diese eindeutigen Worte werden für das Korrelieren mit den entsprechenden eindeutigen Worten in dem ankommenden Signal verwendet, das an den Empfänger abgeschickt worden ist. Die demodulierte Datenfolge wird jedoch ein Aliasing aufweisen, wenn das ankom mende Signal eine ausreichende Frequenzabweichung durch den Abwärtskonvertierungsprozess aufweist. Das Ergebnis dieses Aliasings ist, dass die Datenfolge, die von dem Demodulator ausgegeben wird, durch die Kommunikationsvorrichtung nicht erkannt werden kann.
Die vorliegende Erfindung löst dieses Problem dadurch, dass nicht nur die vordefinierten Worte für das Korrelieren mit den entsprechenden eindeutigen Worten in dem ankommenden Signal, das an den Empfänger geschickt wurde, verwendet werden, sondern dass außerdem mögliche entsprechende Alias-Effekte der eindeutigen Worte in dem Speicher abgespeichert werden, um zu erkennen, ob das entsprechende eindeutige Wort in dem ankommenden Signal, das an den Empfänger geschickt wurde, aufgrund übermäßiger Frequenzabweichung ebenfalls einen Alias-Effekt aufweist. Auf diese Art ermöglicht die vorliegende Erfindung, dass die Kommunikationsvorrichtung über einen viel größeren Bereich der Frequenzabweichung als der Stand der Technik arbeitet.
In 3 ist eine Liste mit zwölf eindeutigen Worten (zweite Spalte) und phasenverschobenen Alias-Effekte (Spalte 3 bis 5) dargestellt, die bei Übertragungen mit großer Frequenzabweichung auftreten können. Die spezielle Gruppe von den dargestellten Worten beinhaltet zwölf eindeutige 20-Bit-Worte in hexadezimaler Darstellung, wie sie beispielsweise in einem TDMA-Kommunikationssystem verwendet werden. Man sollte jedoch bedenken, dass verschiedene andere Zahlen, Längen, Gruppierungen und Größen von eindeutigen Worten ebensogut verwendet werden können, je nach dem jeweiligen Kommunikationssystem. Die eindeutigen Worte der Spalte zwei werden wegen ihrer speziellen Eigenschaft, nämlich ihrer Pseudo-Orthogonalität ausgewählt. Man sollte beachten, dass Darstellungen eindeutiger Worte mit Alias-Effekt in den Spalten drei bis fünf diese erwünschte Eigenschaft der wesentlichen Orthogonalität beibehalten. In der dritten Spalte mit Alias-Effekt werden eindeutige Worte gezeigt, wobei jedes Symbol des Wortes um -π/2 Radian pro Symbol bei einem QPSK-Format phasenverschoben ist (siehe 1). Ähnlich treten bei den Spalten 4 bis 5 Alias-Effekte mit +π/2 bzw. ±π Radian pro Symbol auf. Die Alias-Effekte bei einer +π-Abweichung und einer -π-Abweichung sind identisch.
In 2 ist die demodulierte Datenfolge 210 von dem Demodulator 204 mit einem Korrelator 211 (und einer Datenneuabbildungsvorrichtung 218 für die nachfolgende Korrektur) verbunden. Der Speicher 212 ist mit dem Korrelator 211 verbunden und gibt die Liste der eindeutigen Worte und entsprechenden Alias-Effekte der eindeutigen Worte (wie in 3 gezeigt) für die Korrelation mit der demodulierten Datenfolge 210 aus. Als Alternative kann die Liste von eindeutigen Worten neu abgebildet werden, um eine größere Liste von eindeutigen Worten und eindeutigen Worten mit Alias-Effekte zu bilden. Der Korrelator 211 korreliert die Daten mit einer Teilmenge von eindeutigen Worten und ihren entsprechenden Wort-Alias-Effekten, ausgegeben von dem Speicher 212. Die vorgeschriebene Teilmenge wird durch eine höhere Schichtensteuerung festgelegt, um festzulegen, auf welches Fenster eines Rahmens zur Zeit gezielt wird. Wenn ein eindeutiges Wort oder ein Alias-Effekt eines eindeutigen Wortes den Schwellenwert überschreitet, der in einem Schwellenwertdetektor 220 gesetzt ist, so wird der Ausgang des Schwellenwertdetektors 220 zu einem Eingang der Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 und außerdem zur weiteren Verarbeitung weitergeleitet, wie dies in 2 durch "Eindeutiges Wort gefunden" dargestellt ist.
Die Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 bestimmt, welches eindeutiges Wort oder Alias-Effekt mit einem Segment der Datenfolge 210 korrelierte, und gibt die entsprechende Phasenverschiebung (Alias-Abweichung) in der Datenfolge 210, wodurch angezeigt wird, welches der eindeutigen Worte und entsprechenden Alias-Effekte der eindeutigen Worte die gefundene Korrelation bewirkt hat, an die Datenneuabbildungsvorrichtung 218 (und auch an die Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216) aus, die mit der Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 verbunden ist. Wenn beispielsweise das eindeutige Wort 0x87a4b mit der Datenfolge korrelierte, dann wird eine Phasenverschiebung Null angezeigt. Wenn das Alias-Wort 0x1E0D2 eine hohe Korrelation mit einem Segment der Datenfolge anzeigt, dann wird +π/2 angezeigt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird das QPSKformatierte Empfangssignal in eine Datenfolge mit Symbolen von jeweils zwei Bits demoduliert, und die Alias- Effekt- Wählvorrichtung 214 zeigt einen von vier möglichen Phasenverschiebungszuständen der eigentlichen Daten an: Verschiebung Null, Verschiebung +π/2, Verschiebung -π/2 und Verschiebung ±π. Andere Modulationsformate wie BPSK, 8-PSK oder QAM haben ähnliche Beziehungen, und ein Steuerungssystem kann so ausgelegt werden, dass es die Vorteile ihrer Formatierung nutzt. Bei diesen Formaten erzeugt die Alias-Effekt-Wählvorrichtung die Zahl der Phasenverschiebungszustände, die der Zahl der möglichen Symbole in dem Format entsprechen.
Wenn alle digitalen Funkempfänger ein eindeutiges Wort oder Worte für die Rahmensynchronisierung benötigen, so würden die Eigenschaften der eindeutigen Worte und ihrer entsprechenden Alias-Effekte untersucht, um festzustellen, ob irgendwelche falschen Korrelationen auftreten könnten. Eine Korrelationsmetrik wurde über zwei Abwärtsrahmen mit Daten getestet. Der simulierte verwendete Korrelator überwacht eigentlich die Korrelation aller achtundvierzig 20-Bit-Worte und ihrer Alias-Effekte (in 3). Die Bitsummenmetrik berechnet sich aus:
wobei b_n das n-te Bit in der binären Datenfolge ist und w_i das i-te Bit in dem eindeutigen Wort ist.
Das Ergebnis dieser Korrelation ist in 4 dargestellt. Wie ersichtlich erfasst ein Schwellenwertdetektor 220 zwei aufeinanderfolgende sukzessive Korrelationsspitzen C(n) = 1 bei n = 58 und n = 198, die den zwei Zeitpunkten entsprechen, zu denen der Anteil der Bitfolge b_n durch den Korrelator läuft, der das spezielle eindeutige Wort in der Superrahmenstruktur des Kommunikationssystems enthält. Die Indexabzählung 198 – 58 zeigt, dass 140 Symbole (280 Bits) an Zeiteinheiten zwischen den Korrelationsspitzen abgelaufen sind. Die Spitzen C(n) = -1 bei n = 58 und n = 198 stammen von dem Korrelator, der die Synchronisationsworte mit Alias-Effekt bei ±π Radian/Symbol Abweichung findet. Wie ersichtlich reicht es aus, einen vorgegebenen Schwellenwertpegel von 0,8 in dem Schwellenwertdetektor zu wäh len, damit genaue Anzeigen der Korrelationen sichergestellt sind, die beispielsweise den Schwellenwertpegel in dem PDC/TDMA-System überschreiten.
Wenn die Korrelationsmetrik zu einer Gleichung verändert wird, die ähnlich der ist, die in TIA TR45.3 Technical Subcommittee of Digital Cellular Standards (Implementierung von Zwischenstandards IS54 oder IS136) verwendet wird, so kann zusätzliche Information abgeleitet werden und die Komplexität des vorgeschlagenen Korrelators weiter reduziert werden. Die komplexe Korrelationsmetrik in TR45.3.3 P9.12.20 stellt simultane Information über alle Alias-Effekte gegenüber den zwei der vier möglichen Wortdarstellungen in dem obigen Bitsummenverfahren bereit. Die verwendete Korrelationsmetrik ist:
und ()* eine Konjugation anzeigt.
Die Ergebnisse dieser bitweisen komplexen Korrelation sind in 5 gezeigt und stellen das Durchlaufen zweier Datenrahmen von Gl. (2) dar. Die fünf Spitzen entsprechen fünf Wort-Alias-Effekten. Wie ersichtlich reicht es aus, einen Schwellenwert von 0,8 bei dieser Art von Korrelationsmetrik zu wählen, um eine genaue Korrelationsanzeige in beispielsweise dem PDC/TDMA-System sicherzustellen.
Wenn in Gleichung 1 oder Gleichung 2 anstatt der bitweisen die symbolweise Korrelierung verwendet wird, dann können weitere Verbesserungen vorgenommen werden. Die Ergebnisse einer symbolweisen komplexen Korrelation sind in 6 dargestellt. Wie ersichtlich reicht ein Schwellenwert von 0,7 bei dieser Art der Korrelationsmetrik aus, um genaue Korrelationsanzeigen in beispielsweise dem PDC/TDMA-System sicherzustellen. Daher wird bei der vorliegenden Erfindung eine symbolweise komplexe Korrelation bevorzugt.
Bei der Datenneuabbildungsvorrichtung 218 in 2 wird der Ausgang der Alias-Effekt-Wählvorrichtung für das Neuabbilden der Eingangdatenfolge verwendet, so dass sich wie in 7 gezeigt eine korrigierte Datenfolge in Übereinstimmung mit der von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung angezeigten Alias- Abweichung ergibt. Die Neuabbildung korrigiert die Datenfolge in dem Sinne, dass Symbol-Aliasing beseitigt wird. Beispielsweise enthalten die erste und zweite Spalte in 7 binäre bzw. hexadezimale Rohdarstellungen der Information in der Datenfolge. Wenn eine Phasenverschiebung Null durch die Alias-Effekt-Wählvorrichtung angezeigt wird, dann werden die Daten unverändert von der Datenneuabbildungsvorrichtung 218 ausgegeben. Wenn jedoch eine Phasenverschiebung von -π/2 angezeigt wird, dann bildet die Datenneuabbildungsvorrichtung 218 alle Symbole (ohne Alias-Effekt) neu ab, so dass eine korrigierte Datenfolge 224 ausgegeben wird, die von der Kommunikationsvorrichtung richtig erkannt und dekodiert werden kann.
7 zeigt experimentelle Ergebnisse der vorliegenden Erfindung. Wie ersichtlich stimmen +π/2-Daten und -π/2-Daten mit den eigentlichen Daten ohne überschüssige Phasenverschiebung sehr gut überein (mit einer akzeptablen Bitfehlerrate BER). Die Daten mit π Radian überschüssiger Phasenverschiebung pro Symbol weisen eine größere Anzahl von Bitfehlern auf. Dies beruht auf einem signifikanten Anteil des um π verschobenen Signalspektrums, das durch Testbedingungen gestört ist.
In 2 wird die durch den Demodulator 204 erfasste Frequenzabweichung 208 mit der Alias-Abweichung von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 in der Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 verknüpft. Die Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 verknüpft die Frequenzabweichung und die Alias-Abweichung zum Weiterleiten an die AFC zur gleichen Zeit, wie die korrigierte Datenfolge von der Datenneuabbildungsvorrichtung an die Kommunikationsvorrichtung ausgegeben wird, so dass Rahmensynchronisation zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgen kann. Der Ausgang von der Abschätzungsvorrichtung 216 kann in die AFC 222 eingespeist werden und kann entweder mit Software oder Hardware implementiert werden. Beim Stand der Technik wird die Frequenzabweichung von dem Demodulator in der AFC verwendet, um funktionell die Oszillatorfrequenz der Referenzquelle 206 zu verändern. Eine solche Änderung wird manchmal als Verstimmen des Oszillators bezeichnet, und das durch die AFC erzeugte Signal wird als ein Oszillatorverstimmungssignal bezeichnet.
Zu diesem Zeitpunkt erzeugt die AFC ein Ausgangssignal, um die Frequenz der Referenzquelle 206 zu verstimmen, damit sie der des ankommenden Signals entspricht, das von dem Empfänger empfangen wurde. Beispielsweise kann ein Ziehbereich der AFC von ≤ 15ppm notwendig sein, um Systemschwankungen Rechnung zu tragen. Dies entspricht einer Frequenzkorrektur von ±12,2kHz oder ±1,16π Radian/Symbol Abweichung bei einem typischen Zellularsystem mit beispielsweise 800MHz. Dieses ist mehr als die Korrekturmöglichkeit von ±4π beim Stand der Technik. Dagegen wird bei der Erfindung ein Alias-Abweichungsausgang vorgesehen, der in Verbindung mit der Frequenzabweichung 208 in der Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 die Ziehmöglichkeit auf mehr als ±3π/4 erweitert. Mit der vorliegenden Erfindung können die Hochgeschwindigkeitseigenschaften des entscheidungsorientierten Detektors in einem größeren Bereich genutzt werden und somit die AFC-Konvergenz auf eine korrekte Frequenz beschleunigt werden.
Ein Beispiel für den Frequenzabweichungsauflösungspfad der vorgeschlagenen Routine der AFC ist in 8 dargestellt, in der gezeigt ist, wie die zusätzliche Alias- Abweichungsinformation von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 genutzt wird. Beim Stand der Technik steuert der Steuerungsmechanismus der AFC die Frequenz mit bekannten Techniken zu dem nächsten Minimum der Phasenabweichungsgröße (z.B. der nächsten gestrichelten Linie in der Figur). Daher wird beim Stand der Technik nur eine Korrektur auf den nächsten Bereich π/2 in der Phase gewährleistet. Wenn eine Frequenzabweichung größer als π/4 in der Phase ist, steuert die AFC zu einem falschen Phasenabweichungsminimum.
Dagegen wird bei der vorliegenden Erfindung die Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung dazu verwendet, die AFC zu einer von mehreren Lösungen zu steuern, d.h. bei der vorliegenden Erfindung steuert die AFC zum korrekten Minimum der Phasenabweichungsgröße. Das Beispiel in 8 zeigt die Lösung der Routine, die temporär zu einer falschen Lösung bei +π/2 konvergiert. Der Ausgang der Alias-Effekt-Wählvorrichtung gibt jedoch zusätzliche Alias-Abweichungsinformation aus, die angibt, welcher Alias-Effekt ausgewählt wurde. Zu dem Zeitpunkt, an dem die Alias-Effekt-Auswahl bestimmt wurde, veranlasst die Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung die AFC-Routine, einen großen negativen Frequenzsprung um π/2 Radian / Symbol auszugeben, so dass die AFC zum korrekten Minimum der Phasenabweichungsgröße steuert.
Insbesondere kann die von dem digitalen Demodulator ausgegebene Frequenzabweichung für die Verwendung bei der Abweichungsfeinkorrektur von einer Phasenabweichung von weniger als etwa ±π/2^m Radian pro Symbol eingesetzt werden und die Alias-Abweichung bei der Abweichungsgrobkorrektur von einer Phasenabweichung von einem ganzzahligen Vielfachen von ±π/2^m Radian pro Symbol eingesetzt werden, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem verwendeten Modulationsformat ist. Bei einem QPSK-Format gibt die Frequenzzusammensetzungsabschätzungsvorrichtung die Alias-Abweichung an die AFC aus, so dass eine zusammengesetzte Abweichung kleiner als etwa π/4 Radian pro Symbol gegenüber einer Nullphase ist, und gibt die Frequenzabweichung an die AFC aus, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbolkorrelation eingestellt wird. Auf diese Art bietet die vorliegende Erfindung fünfmal oder mehr Abweichungskorrektur als der Stand der Technik. Darüber hinaus wird dies mit einer gleichen oder größeren Geschwindigkeit erreicht. Da die Kommunikationsvorrichtung außerdem bereits über korrelierte Daten verfügt, mit denen sie arbeiten kann, kann die Synchronisierung zeitgleich mit der Abstimmung der AFC stattfinden, wodurch die Signalerfassung weiter verbessert wird.
Es wird erwartet, dass AFC-Routinen in anderen Produkten modifiziert werden können, so dass systemspezifische oder aufbauspezifische Eigenschaften bei Phasenabweichungen, die groß genug für wiederholte Alias-Effekte werden, berücksichtigt werden können. Unter den meisten Bedingungen ist jedoch das Korrelationsergebnis allein ausreichend, dass der AFC-Algorithmus das empfangene Signal so steuert, dass Daten ohne Alias-Effekt empfangen werden. Daher können einige intelligente Lösungen in einen AFC-Algorithmus eingebaut werden, damit wiederholte Alias-Effekte bei eindeutigen Worten aufgelöst werden.
In 10 ist eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die auch verwendet werden kann, um den Konvergenzbereich (region of convergence, ROC) einer AFC zu erweitern. Diese Ausführungsform hat viele Merkmale mit der bevorzugten Ausführungsform in 2 gemeinsam, die auch in 10 dargestellt sind und auf deren Merkmale und Betrieb hiermit verwiesen wird. Bei dieser Ausführungsform werden die IQ-Basisbandabtastwerte von Block 204 an die AFC 222 gesendet. Bei einem π/4-DQPSK-System treibt der Steuerungsmechanismus der AFC 222 die Frequenzabweichung mit bekannten Techniken zu dem nächsten Minimum der π/2-Phasenabweichungsgröße (z.B. zu der nächsten gestrichelten Linie in 8). Bei einem kombinierten π/4-DPQSK- und 8-PSK-System treibt die AFC 222 die Frequenzabweichung zu dem nächsten Minimum der π/4- Phasenabweichungsgröße. Da jedoch Phasenabweichungen auftreten können, die größer als diese sind, wird bei dieser Ausführungsform eine Bank an Frequenzversatzblöcken 1000, 1002 verwendet. Jeder Versatzblock 1000, 1002 außerhalb des Hauptzweiges 1004 (kein Versatz) fügt einen anderen Frequenzversatz zu dem Basisbandsignal von der AFC hinzu. Jeder der Zweige der Versatzblöcke 100, 1002, 1004 wird nacheinander durch entsprechende sync-Detektorkorrelatoren 1006, 1008, 1010 verarbeitet. Der Frequenzversatz jedes Blockes 1000, 1002 wird mit verschiedenen Nullen in der Frequenzabweichungsabschätzungsvorrichtung gleichgesetzt (z.B. auf die gestrichelten Linien in 8), was einem Minimum der π/4- Phasenabweichung entspricht. Diese Versatzwerte tragen dem Fall Rechnung, dass der AFC-Algorithmus zu einer anderen Null als der korrekten Null konvergiert.
Jeder der Zweige 1000, 1002, 1004 wird nacheinander mit drei sync-Detektorkorrelatoren 1006, 1008, 1010 verarbeitet, die jeweils ähnlich wie der Korrelator 211 in 2 arbeiten, zu sammen mit einem Speicher 212. Auf diese Art wird auch, wenn eine Frequenzabweichung in dem Funktelefon eine Phasenabweichung von mehr als π/8 Radian pro Symbol erzeugt, einer der Korrelatoren 1006, 1010 noch das richtige sync-Wort erfassen. Wenn das sync-Wort einmal durch einen entsprechenden (nicht dargestellten) Schwellenwertdetektor erfasst wurde, wird durch den momentanen Zweig 1000, 1002, 1004 der Frequenzbank, der das erfasste sync-Wort anzeigt, die korrekte Datenfolge und die Anzeige einer aufgefundenen Korrelation an einen AFC- Logikschaltkreis 1012 weitergeleitet. Der AFC-Logikschaltkreis 1012 ist, wenn einmal eine Verriegelung angezeigt ist, in der Lage, die Referenzquelle 206 auf die korrekte Frequenz zu verstimmen. Zwischen Signalempfang oder -übertragung kann die Referenzquelle 206 auf die korrekte Frequenz verstimmt werden, um die Frequenzabweichung bei der Quelle zu eliminieren, und jede weitere Signalverarbeitung kann durch den Hauptzweig 1004 der AFC erfolgen. Es ist erstrebenswert, nur die Frequenz der Referenzquelle 206 zwischen Sendeoperationen (d.h. nicht während Datenübertragungs- oder -empfangsperioden) zu verstimmen, um die Kommunikation nicht zu stören.
Wie erläutert, wird bei dieser Ausführungsform der ROC auf das Dreifache dessen beim Stand der Technik gesteigert. Man sollte jedoch beachten, dass weitere Frequenzversatzstufen/-korrelatoren hinzugefügt werden können, um den ROC auf das Fünffache oder mehr gegenüber dem Stand der Technik anzuheben, aber dass Probleme mit IF-Bandbreitenbegrenzung die Vorteile irgendwelcher weiteren Versatzstufen zunichte machen würden. Wenn einmal die Abweichung für mehr als 2π Radian an Phase korrigiert werden kann, so kann die Abweichung aufgrund der Periodizität der Lösung in allen Fällen korrigiert werden. Bei dieser Ausführungsform werden sync-Wort-Alias-Effekte nicht verwendet, wodurch sich die Anforderungen an den Speicher 212 reduzieren.
12 zeigt die AFC 222 aus 10 mit weiteren Einzelheiten. Das Signal für die IQ-Basisbanddatenfolge 210 wird an einen ersten Frequenzversatzblock 1206 ausgegeben, was im folgenden beschrieben wird. Das Signal V₁(t) wird an einen ersten Frequenzabweichungsdetektor 1200 ausgegeben, wobei V₁ gegeben ist durch: V1 (t) = A · exp(j[θ(t2) + Δωt2]),wobei Δω = ω_err – ω_det
und Θ(t2) die absolute Phase des momentanen Symbols in Radian ist, Δω die restliche Frequenzabweichung in Radian pro Sekunde ist, ω_err die Frequenzabweichung des Basisbandsignaleingangs des AFC-Kreises ist, ω_det die erfasste Frequenzabweichung ist, t2 die momentane Zeit ist und A die Amplitude des Eingangssignals ist. Vorzugsweise wird die demodulierte Datenfolge 210 normalisiert, um die Frequenzabweichungsberechnung unabhängig von der Eingangssignalamplitude zu machen (d.h. A = 1) .
Der Zweck der Frequenzabweichungsdetektoren 1200, 1202 besteht darin, die Größe der restlichen Frequenzabweichung des Signals V₁ zu berechnen. Ein Blockdiagramm der Frequenzabweichungsdetektoren 1200, 1202 ist in 13 dargestellt. Die Frequenzdetektoren umfassen einen Verzögerungsdetektor 1300, eine Quadrupelvorrichtung 1302 und einen Absolutwertblock 1304, die in Reihe geschaltet sind. Der Verzögerungsdetektor 1300 wird verwendet, um die Phasenänderung zwischen momentanen und vorangehenden Symbolen zu bestimmen. Am Ausgang des Verzögerungsdetektors 1300 liegt an: V2(t) = exp(j[θ(t2) – θ(tl) + Δω(t2 – t1)]),wobei t1 der Zeitpunkt des vorangehenden Symbols ist (t1 = t2 – Symbolintervall). Speziell beträgt bei IS-136 das Symbolintervall 41,15μs (24,3kHz Symbolrate).
Die Quadrupelvorrichtung 1302 wird verwendet, um die Modulation in dem Verzögerungsdetektorausgang zu beseitigen. Das Beseitigen der Modulation beruht auf der Tatsache, dass die Phasenänderung bei π/4-DQPSK und 8-PSK ein Vielfaches von π/4 ist. Am Ausgang der Quadrupelvorrichtung liegt an: V3(t) = exp(j[4(θ(t2) – θ(t1)) + 4Δω(t2 – t1)]) = ±exp(j[4Δω(t2 – t1)])oder V3(t) = ±[cos(4Δω(t2 – t1)) + j sin(4Δω(t2 – t1))],da
Wie ersichtlich, ist das Vorzeichen am Ausgang der Quadrupelvorrichtung unbekannt. Aus diesem Grund wird der Absolutwert des Quadrupelvorrichtungssignals als Frequenzabweichungsabschätzung verwendet. Die Frequenzabweichungsabschätzung ist V4(t) = -(|cos(4Δω(t2 – t1))|-1) ≈ | Frequenzabweichung|.
Man beachte, dass nur der Realteil des Quadrupelvorrichtungsausgangs für die Abweichungsabschätzung herangezogen wird. Der Realteil wird verwendet, um den Rechenaufwand zu reduzieren und Phasenminima-Nullen mit graduellerem Anstieg (siehe 8) gegenüber dem Imaginärteil zu erzeugen.
In 12 wiederum wird von dem zweiten Frequenzversatzblock 1208 ein Rasterungsparameter verwendet, um eine Abweichung in V₁, die ein Artefakt ist, einzuführen, um das tatsächliche Vorzeichen der Abweichungsabschätzung zum Eliminieren von Mehrdeutigkeiten zu bestimmen. Wenn die tatsächliche restliche Frequenzabweichung Δω₁ ist, dann erzeugt der Frequenzversatz ω_d eine Abweichungsabschätzung des zweiten Frquenzdetektors 1202, die sich errechnet aus V5(t) = -(|cos(4(Δω – ωd )(t2 – t1))| -1).
Die Differenz zwischen V₄ und V₅ wird in dem Block 1204 bestimmt. Der Ausgang des Integrators (Blöcke 1204, 1210, 1212) wird zurückgeschleift zu dem ersten Frequenzversatzblock 1206, um die restliche Frequenzabweichung von V₁ zu einer Null zu treiben. Die erfasste Frequenzabweichung wird in Block 1212 akkumuliert zu ωdet = ωdet + Gain (V4(t) – V5(t)),wobei Gain bei einem Gain-Block 1210 ausgegeben wird. Nachdem ω_det berechnet worden ist und der neue Frequenzversatz auf V_in angewendet wurde, ist die neue restliche Frequenzabweichung von V₁ gegeben durch Δω = ωerr – ωdet = ωerr – (ωdet alt + Gain (V4(t) – V5(t))).
Wenn die ursprüngliche Abweichung Δω eine Phasenabweichung von weniger als π/8 Radian pro Symbol erzeugt (weniger als ±1518,75Hz bei IS-136), wird Δω zu Null konvergieren. Wenn jedoch der ursprüngliche Wert Δω eine Phasenabweichung von mehr als π/8 Radian pro Symbol erzeugt, wird Δω zu einer anderen Null konvergieren. Es gilt die Beziehung: (k – 1) (π/8) < Δωinit < (k + 1) (π/8),wobei Δω gegen (π/4) k/2 für k = 0, ±2, ±4,... geht.
Aus dieser Beziehung wird der AFC-Kreis die restliche Basisbandabweichung Δω nur gegen Null treiben, wenn die Basisbandempfangssignalabweichung ω_err zwischen ±π/8 liegt, was einem eingeschränkten Konvergenzbereich (ROC) entspricht. Um den ROC zu vergrößern, werden mehrere Frequenzversatzblockzweige 1000, 1002, 1004 wie in Zusammenhang mit 10 oben beschrieben verwendet, um die korrekte Nullphase einzustellen.
Wie in 10 gezeigt, ist der AFC-Kreis zusammen mit Synchronisationserfassungsdetektorkorrelatoren integriert. Der Synchronisationsdetektor korreliert das bezüglich der Frequenzabweichung korrigierte Basisbandsignal mit eindeutigen Synchronisationsworten. Als Alternative können zum Reduzieren des Rechenaufwandes die Frequenzversatzblockzweige 1000, 1002 eliminiert werden und Versatzwerte zu den eindeutigen Synchronisationsworten in dem Speicher 212 hinzugefügt werden. Dies ist ä quivalent zum Aliasing der Synchronisationsworte in der Frequenz bei einer Frequenzverschiebung, die gleich den Nullfrequenzen bei Phasenminima ist. Die Basisbanddaten werden dann in dem Korrelator 1008 mit den Synchronisationsworten mit Alias-Effekt für eine Synchronisation korreliert.
Vorzugsweise kann das Auffinden der Synchronisation als Verriegelungsdetektor für den AFC-Kreis verwendet werden. Wenn es beispielsweise gewünscht wird, dass eine AFC-Verriegelung vorgegeben wird, wenn der AFC-Kreis auf bis ±200Hz der tatsächlichen Frequenzabweichung konvergiert ist, kann der Synchronisationsschwellenwert für den Detektorkorrelator so gesetzt werden, dass die Korrelationsspitze den Schwellenwert nicht überschreitet, wenn die Frequenzabweichung über ±200Hz liegt. Damit wird das sync-Wort nicht erfasst, bis die Frequenzabweichung auf unter ±200Hz reduziert ist. Wenn der AFC-Kreis auf bis ±200Hz der tatsächliche Frequenzabweichung konvergiert, wird auf diese Art das sync-Wort erfasst und eine AFC-Kreis-Verriegelung erreicht.
Es wurden Experimente mit der obigen Konfiguration der bevorzugten Ausführungsform unter Verwendung von IS-136 durchgeführt. Die Ergebnisse zeigen, dass Frequenzverriegelung und sync-Verriegelung bei Eingangssignalen mit einer Signalstärke von hinunter bis zu -105dB in weniger als 25 Millisekunden erreichbar ist. Diese Leistung ist so gut wie beim Stand der Technik, während die Konvergenz über einen signifikant größeren Frequenzabweichungsbereich erreicht wird.
In 11 ist eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt, die auch dafür verwendet werden kann, den Konvergenzbereich (region of convergence, ROC) einer AFC zu erweitern. Diese Ausführungsform hat viele Merkmale gemeinsam mit der bevorzugten Ausführungsform nach 2, die auch in 11 enthalten sind und auf deren Merkmale und Betrieb hiermit verwiesen wird. Bei dieser Ausführungsform wurden der Korrelator 211, die Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 und die Datenneuabbildungsvorrichtung 218 durch eine Bank von Neuabbildungsblöcken und entsprechenden Korrelatoren ersetzt. Jeder Zweig der Bank 1100, 1102 außer dem Hauptzweig 1104 (keine Neu abbildung) bildet die Symbole in der demodulierten Datenfolge 210 neu ab. Die Zweige 1100, 1102, 1104 werden nacheinander mit sync-Detektorkorrelatoren 1106, 1108, 1110 verarbeitet. Die Neuabbildungsblöcke 1100, 1102 werden auf null (±π/4) Radian pro Symbol gesetzt, was in 8 durch gestrichelte Linien dargestellt ist. Diese Neuabbildungen berücksichtigen den Fall, dass die Abweichung so groß ist, dass der AFC-Algorithmus gegen eine andere Null als die korrekte konvergiert.
Alle Zweige 1100, 1102, 1104 werden nacheinander mit drei sync-Detektorkorrelatoren 1106, 1108, 1110 verarbeitet, die jeweils ähnlich wie der Korrelator 211 (in 2) zusammen mit einem Speicher 212 arbeiten. Wenn eine Frequenzabweichung größer als π/8 Radian pro Symbol (bis zu den nächsten π/8 Radian) ist, wird auf diese Art einer der Korrelatoren 1106, 1110 immer noch das richtige sync-Wort erfassen. Wenn einmal das sync-Wort durch einen (nicht dargestellten) Schwellenwertdetektor erfasst worden ist, wird der momentane Zweig 1100, 1102, 1104 der Frequenzbank, der das erfasste sync-Wort anzeigt, in dem Korrelationspuffer 1112 ausgewählt und normal in dem Funktelefon weiterverarbeitet. Zwischen Signalempfang oder -übermittlung kann die Referenzquelle 206 auf die korrekte Frequenz verstimmt werden, damit die Frequenzabweichung bei der Quelle eliminiert wird, und eine beliebige weitere Signalverarbeitung kann durch den Hauptzweig 1104 durchgeführt werden. Die Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 und die AFC 222 arbeiten wie oben für die bevorzugte Ausführungsform nach 2 erläutert.
Diese alternative Ausführungsform arbeitet so ähnlich wie die bevorzugte Ausführungsform in 10, auf deren Beschreibung hiermit Bezug genommen wird. Im Betrieb steigert diese Ausführungsform den ROC auf das Dreifache dessen, was beim Stand der Technik verfügbar ist, wobei gleichzeitig sync-Erfassung und AFC wie oben beschrieben beibehalten werden. Außerdem sollte beachtet werden, dass mehrere Versatzverzögerungsstufen / -Korrelatoren hinzugefügt werden können, um den ROC noch mehr zu erweitern.
Die vorliegende Erfindung deckt auch ein erstes Verfahren 900 zum Ermöglichen einer automatische Frequenznachführung (AFC) zeitgleich mit zeitlicher Anpassung oder Rahmensynchronisation digitaler Information in einer Kommunikationsvorrichtung ab. Das Verfahren 900 beinhaltet als einen ersten Schritt 902 das Vergleichen der digitalen Information mit einer bekannten Referenzquelle, um eine Frequenzabweichung zu bestimmen. Ein zweiter Schritt 904 ist das Korrelieren der digitalen Information mit einer Liste von eindeutigen Worten vorgegebener Symbolsequenzen und entsprechender Alias-Effekte bis zum Auffinden einer Korrelation. Ein dritter Schritt 906 ist das Auswählen der Alias-Abweichung, in Abhängigkeit davon, welches der eindeutigen Worte und entsprechenden Alias-Effekte in dem Korrelationsschritt gefunden wurde. Ein vierter Schritt 908 ist das Neuabbilden der digitalen Daten in Abhängigkeit von der Alias-Abweichung, um eine korrigierte Datenfolge zu erzeugen. Ein fünfter Schritt 910 ist das Berechnen einer Abweichungszusammensetzung einschließlich der Frequenzabweichung und der Alias-Abweichung. Ein sechster Schritt 912 ist das gleichzeitige Ausgeben der korrigierten Datenfolge an die Kommunikationsvorrichtung und der Abweichungszusammensetzung an eine automatische Frequenznachführung, so dass Rahmensynchronisation zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgen kann.
Der zweite Schritt 904 ist das Korrelieren der digitalen Information unter Verwendung wenigstens einer von einer bitweisen Korrelation, symbolweisen Korrelation und komplexen metrischen Korrelation. Vorzugsweise wird die symbolweise komplexe metrische Korrelation wegen ihrer höheren Arbeitsgeschwindigkeit verwendet. Die Korrelation wird durchgeführt unter Verwendung vordefinierter eindeutiger Worte und entsprechender Alias-Effekte der eindeutigen Worte. In einem QPSK-Format beinhalten die Alias-Effekte drei Mengen von orthogonalen Wort-Alias-Effekten, die empfangen werden, wenn die Menge von eindeutigen Worten mit +π/2, -π/2 und +π Radian pro Symbol übertragen werden. In einem QPSK-Format beinhaltet die ankommende Datenfolge Worte mit Symbolen mit zwei Bits, und der dritte Schritt 906 erzeugt einen von vier möglichen Zuständen in Abhängigkeit von der Aliasing-Abweichung der Symbole der digitalen Information der Datenfolge.
Im Betrieb ergibt das Verfahren 900 gemäß der vorliegenden Erfindung als Ergebnis von dem sechsten Schritt 912, dass die Frequenzabweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung von weniger als ±π/2^m Radian pro Symbol zu ermöglichen, und dass die Frequenzabweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abweichungsgrobkorrektur der Phasenabweichung von weniger als ±nπ/2^m Radian pro Symbol zu ermöglichen, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem verwendeten Modulationsformat ist und n eine gerade ganze Zahl ist. Der zweite Schritt 904 wird nach korrekter Korrelation durch Korrelieren der Datenfolge der digitalen Information bis zum Überschreiten eines vorgegebenen Schwellenwertes durch eine Korrelation überprüft. Speziell kann der Schwellenwert in Abhängigkeit von dem gewählten Korrelationsverfahren 0,7 bis 0,8 sein. Bei einer symbolweisen komplexen Korrelation kann der Schwellenwert auf die untere Grenze gesetzt werden, falls etwa 0,7.
Vorzugsweise beinhaltet das erste Verfahren 900 der vorliegenden Erfindung einen Schritt, in dem die Alias-Abweichung an die AFC ausgegeben wird, so dass eine zusammengesetzte Abweichung kleiner als etwa ±π/2^m Radian pro Symbol gegenüber einer Nullphase ist, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol ist, und einen Schritt, bei dem die Frequenzabweichung an die AFC ausgegeben wird, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbolkorrelation eingenommen wird.
Die vorliegende Erfindung deckt außerdem ein bevorzugtes Verfahren 1400 ab, das eine automatische Frequenznachführung (AFC) zeitgleich mit zeitlicher Anpassung oder Rahmensynchronisation digitaler Information in einer Kommunikationsvorrichtung ermöglicht. Das Verfahren 1400 beinhaltet als einen ersten Schritt 1402 das Bereitstellen einer demodulierten Datenfolge von Symbolen an einen RFC-Schaltkreis. Ein zweiter Schritt 1404 beinhaltet das Bereitstellen mehrerer Frequenzversatzwerte an einen Ausgang des AFC-Schaltkreises, wobei die Frequenzversatzwerte einen Frequenzabstand voneinander haben, der einer Phasenabweichung von etwa 2π/2^m Radian pro Symbol entspricht, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol ist. Zum Beispiel entspricht die Frequenzverschiebung beim zweiten Schritt 1404 einer äquivalenten Phase von etwa π/2 Radian pro Symbol in einem π/4-DPSK-System und π/4 Radian in einem 8-PSK-System. Ein dritter Schritt 1406 beinhaltet das Korrelieren jedes der Frequenzversatzsignale mit einer Liste von eindeutigen Worten einer vorgegebenen Symbolsequenz, bis eine Korrelation gefunden worden ist. Die Frequenzverschiebungszweigerfassungskorrelation zeigt den Signalpfad mit korrekt ausgerichteten Daten an, da die eindeutigen Worte orthogonal zueinander sind, wodurch falsche Korrelationen verhindert werden. Ein vierter Schritt 1408 beinhaltet das Verbinden der korrekten Datenfolge des Frequenzversatzsignals mit der gefundenen Korrelation mit einem AFC-Logikschaltkreis, um eine AFC-Verriegelungsbedingung anzuzeigen. Ein fünfter Schritt 1410 beinhaltet die gleichzeitige Ausgabe der korrekten Datenfolge an die Kommunikationsvorrichtung und das Erreichen einer AFC-Verriegelung, so dass Rahmensynchronisation zeitgleich mit AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgen kann.
In der Praxis beinhaltet der Korrelationsschritt das Korrelieren der Frequenzversatzsignale mit wenigstens einer von einer bitweisen Korrelation, symbolweisen Korrelation und komplexen metrischen Korrelation. Auch bei dem Ausgabeschritt, eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung um ein Intervall von weniger als ±π/2^m Radian pro Symbol, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem verwendeten Modulationsformat ist, und die gefundene Korrelation, die eine Abweichungsgrobkorrektur der Phasenabweichung um Intervalle von etwa ±nπ/2^m Radian pro Symbol anzeigen, wobei n eine gerade ganze Zahl ist. Außerdem beinhaltet der Korrelationsschritt das Korrelieren der digitalen Information, bis eine Korrelation einen vorgegebenen Schwellenwert überschreitet.
Obgleich die Erfindung in der obigen Beschreibung und den Zeichnungen beschrieben und erläutert wurde, versteht es sich von selbst, dass diese Beschreibung nur als Beispiel dient und viele Änderungen und Modifikationen von Fachleuten durchgeführt werden können, ohne dass der breite Umfang der Erfindung verlassen wird. Obgleich die vorliegende Erfindung speziell Anwendung in tragbaren zellulären Funktelefonen findet, kann die Er findung auch bei irgendwelchen anderen Kommunikationsvorrichtungen eingesetzt werden, beispielsweise Pager, elektronische Kalender oder Computer.

Claims

Verfahren (900) zum Verbessern der automatischen Frequenznachführung (AFC) in einer Kommunikationsvorrichtung, gekennzeichnet durch die Schritte: Bereitstellen einer demodulierten Datenfolge von digitalen Informationssymbolen für einen AFC-Schaltkreis, Vergleichen (902) der digitalen Information mit einer bekannten Referenzquelle, um eine Frequenzabweichung zu bestimmen, Korrelieren (904) der digitalen Information mit einer Liste von vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias- Effekten bis zum Auffinden einer Korrelation, Auswählen (906) der Alias-Abweichung in Abhängigkeit davon, welche der vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias-Effekten in dem Korrelationsschritt aufgefunden wurde, Neuabbildung (908) der digitalen Daten in Abhängigkeit von der Alias-Abweichung, um eine korrigierte Datenfolge zu erzeugen, Berechnen (910) einer zusammengesetzten Abweichung einschließlich der Frequenzabweichung und der Alias-Abweichung und Ausgeben (912) der zusammengesetzten Abweichung an eine automatische Frequenznachführung, so dass ein Konvergenzbereich der AFC auf mehr als ±π/2^m Radian pro Symbol erweitert wird, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in der Kommunikationsvorrichtung ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Ausgabeschritt (912) ein gleichzeitiges Ausgeben der korrigierten Datenfolge an die Kommunikationsvorrichtung und das Ausgeben der zusammengesetzten Abweichung an die automatische Frequenznachführung umfasst, so dass die zeitlichen Angleichung der digitalen Information an die vorgegebene Symbolsequenz zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Korrelationsschritt (904) das Korrelieren der digitalen Information unter Verwendung von wenigstens einer von einer bitweisen Korrelati on, symbolweisen Korrelation und komplexen metrischen Korrelation umfasst, wobei die vorgegebene Symbolsequenzen des Korrelationsschrittes (904) eine Menge von eindeutigen Worten umfassen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem beim Korrelationsschritt (904) die entsprechenden Alias-Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen Mengen von im wesentlichen orthogonalen Wort-Alias-Effekten beinhalten, die empfangen werden, wenn die Menge der vorgegebenen Symbolsequenzen mit Phasenverschiebungen übertragen werden, die größer oder gleich etwa ±2π/2^m Radian pro Symbol sind, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem in dem Ausgabeschritt (912) die Frequenzabweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung von weniger als ±π/2^m Radian pro Symbol durchzuführen, und die Alias-Abweichung herangezogen werden kann, um eine Abweichungsgrobkorrektur der Phasenabweichung von ±nπ/2^m Radian pro Symbol durchzuführen, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist und n eine gerade ganze Zahl ist.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennezeichnet durch die Schritte: Anwenden der Alias-Abweichung durch die AFC, so dass eine zusammengesetzte Abweichung kleiner als ±π/2^m Radian pro Symbol von einer Nullphase ist, wobei m der Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist, und Anwenden der Frequenzabweichung durch die AFC, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbolkorrelation eingenommen wird.
Digitale Kommunikationsvorrichtung für eine verbesserte automatische Frequenznachführung (AFC), gekennzeichnet durch: einen Demodulator (204) zum Bereitstellen einer demodulierten Datenfolge (210) und zum Vergleichen ankommender Signale mit einer bekannten Referenzquelle (206), um eine Frequenzabweichung zu bestimmen, einen Speicher (212) mit einer Liste von vorgegebenen Symbolsequenzen und realisierbaren Alias- Effekten der vorgegebenen Symbolsequenzen, einen Korrelator (211), der mit dem Demodulator (204) und dem Speicher (212) verbunden ist, wobei der Korrelator (211) die Liste der vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias-Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen mit der demodulierten Datenfolge (210) bis zum Auffinden einer Korrelation korreliert, eine Alias-Effekt-Wählvorrichtung (214), die mit dem Korrelator (211) verbunden ist, wobei die Alias-Effekt- Wählvorrichtung (214) eine Alias-Abweichung ausgibt, die anzeigt, welche der vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias-Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen die gefunden Korrelation bereitstellt, eine Datenneuabbildungsvorrichtung (218), die mit der Alias-Effekt-Wählvorrichtung (214) und der demodulierten Datenfolge (210) verbunden ist, wobei die Datenneuabbildungsvorrichtung (218) die Datenfolge in Übereinstimmung mit der angezeigten Alias-Abweichung von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung (214) korrigiert, und eine Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung (216), der das Frequenzabweichungssignal von dem digitalen Demodulator (204) und die Alias-Abweichung von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung (214) eingespeist wird, wobei die Abschätzungsvorrichtung (216) die Frequenzabweichung und die Alias-Abweichung für die Anwendung durch die AFC überlagert, so dass ein Konvergenzbereich der AFC auf mehr als ±π/2^m Radian pro Symbol erweitert wird, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in der Kommunikationsvorrichtung ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die korrigierte Datenfolge (224) von der Datenneuabbildungsvorrichtung (218) an die Kommunikationsvorrichtung gleichzeitig mit dem Ausgeben der zusammengesetzten Abweichung an die automatische Frequenznachführung (222) ausgegeben wird, so dass die zeitliche Angleichung der digitalen Information an die vorgegeben Symbolsequenz zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgt.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der der Korrelator (211) die demodulierte Datenfolge (210) mit der Liste in dem abgelegten Speicher unter Verwendung von wenigstens einer von einer bitweisen Korrelation, symbolweisen Korrelation und komplexen metrischen Korrelation korreliert, wobei die vorgegebenen Symbolsequenzen des Korrelationsschrittes eine Menge von eindeutigen Worten umfassen.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die entsprechenden Alias-Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen Mengen von um wesentlichen orthogonalen Wort-Alias-Effekte beinhalten, die empfangen werden, wenn die Menge der vorgegebenen Symbolsequenzen mit Phasenverschiebungen übertragen werden, die größer oder gleich etwa ±π/2^m Radian pro Symbol sind, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Frequenzabweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung von weniger als ±π/2^m Radian pro Symbol durchzuführen und die Alias-Abweichung verwendet werden kann, um eine Abweichungsgrobkorrektur der Phasenabweichung von ±nπ/2^m Radian pro Symbol durchzuführen, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist und n eine gerade ganze Zahl ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Frequenzabweichungszusammensetzungsvorrichtung (216) die Alias-Abweichung an die AFC (222) ausgibt, so dass eine zusammengesetzte Abweichung kleiner als ±π/2^m Radian pro Symbol von einer Nullphase ist, wobei m der Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist, und die Frequenzabweichung an die AFC (222) ausgibt, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbolkorrelation eingenommen wird.