DE10025237A1

DE10025237A1 - Verfahren und Vorrichtung für zeitgleiche Synchronisation und verbesserte automatische Frequenznachführung in einer Kommunikationsvorrichtung

Info

Publication number: DE10025237A1
Application number: DE10025237A
Authority: DE
Inventors: Timothy P Froehling; Louis J Vannatta; Scott L Chamberlain
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1999-05-25
Filing date: 2000-05-22
Publication date: 2000-12-28
Anticipated expiration: 2020-05-23
Also published as: GB2350502B; GB2350502A; GB0011786D0; US6560298B1; DE10025237B4

Abstract

Ein Verfahren (1400) zum Ermöglichen der automatischen Frequenznachführung (AFC) zusammen mit seitlicher Angleichung von Information in einer Kommunikationsvorrichtung umfasst einen ersten Schritt (1402), bei dem eine demodulierte Datenfolge von digitalen Informationssymbolen einem AFC-Schaltkreis zur Verfügung gestellt wird. Ein zweiter Schritt (1404) umfasst das Anwenden eines vielfachen Frequenzversatzes bei der Datenfolge. Die Versatzwerte sind um +- 2pi/2·m· Radian voneinander beabstandet, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in der Kommunikationsvorrichtung ist. Ein dritter Schritt (1406) umfasst das Korrelieren jedes Frequenzversatzsignals mit einer vorgegebenen Symbolsequenz bis zum Auffinden einer Korrelation. Ein vierter Schritt (1408) umfasst das Verbinden der korrekten Datenfolge des Zweiges mit der gefundenen Korrelation mit einem AFC-Logikschaltkreis, was eine AFC-Verriegelung anzeigt. Ein fünfter Schritt (1410) umfasst das gleichzeitige Ausgeben der korrekten Datenfolge an die Kommunikationsvorrichtung zusammen mit dem vierten Schritt (1408), so dass die zeitliche Angleichung zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung stattfinden kann.

Description

Die Erfindung betrifft allgemein Kommunikationsvorrichtun gen und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung für das Auffangen eines digitalen Signals durch einen Empfänger.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Fre quenznachführungssysteme und genauer auf ein Frequenznachfüh rungssystem, das in einem digitalen Empfänger eingesetzt wird. Die Unterbrechung der Übertragung von Signalen kann Folge von unterschiedlichen Ereignissen sein, wie Startphase des Funkte lefons, Auflegen und erneutes Herstellen einer Anrufverbindung sowie u. a. Stromsparmodus im Leerlaufbetrieb.

Bei konventionellen Frequenznachführungsschaltungen wird die Frequenzdrift beim Empfänger nachgeführt, indem Nulldurch gänge einer Zwischenfrequenz (IF) mit einer geeigneten Version eines Funkreferenzoszillators verglichen werden. Die einfachste Form dieser Art von Schaltungen macht es erforderlich, dass ein Signal kontinuierlich an der Frequenznachführungsschaltung an liegt, damit diese zuverlässig arbeitet. Dementsprechend kann es zu einer Frequenzdrift bei einem Empfänger kommen, der nur temporär zu Empfangen eines Signals eingeschaltet wird. Darüber hinaus werden Änderungen am Ausgang von diesem Schaltkreis sehr langsam, wnn die Frequenzabweichung gegen Null geht. Daher ist die Leistung dieser Art von Schaltung auf keinen Fall akzepta bel, wenn eine schnelle automatische Konvergenz bei der Fre quenznachführung (AFC) erforderlich ist.

Empfänger für den Empfang von digitalen Signalen beinhalten oft entscheidungsorientierte Detektoren. Entscheidungsorien tierte Detektoren für M-fache PSK-Modulation akkumulieren die Phasenverschiebung pro Symbolinformation. Derartige entschei dungsorientierte Vorrichtungen können ein Frequenznachführungs signal mit schneller Antwortzeit bereitstellen. Jedoch sind derartige Frequenznachführungssignale von den entscheidungsori entierte Vorrichtungen nur dann genau, wenn die Frequenzabwei chung des Referenzoszillators, als akkumulierte Phasenabwei chung betrachtet, klein in Bezug auf den Phasenentscheidungs raum der speziellen Modulation ist. Wenn die Frequenzabweichung groß genug ist, um die Vorrichtung eine falsche Entscheidung bei dem empfangenen Symbol treffen zu lassen, so schickt die Vorrichtung den AFC-Algorithmus zu einem falschen Lösungspunkt. Beispielsweise kann die oben beschriebene konventionelle Fre quenznachführungsschaltung eingesetzt werden, wenn sich die Frequenzabweichungen innerhalb der Empfangsbandbreite des Emp fängers befinden, während konventionelle entscheidungsorien tierte Vorrichtungen bei Frequenzabweichungen eingesetzt werden können, die einen Bruchteil der Empfangsbandbreite darstellen. Ein Beispiel für diese Einschränkung ist das QPSK-Modulations signal beim PDC, wodurch der nutzbare Bereich auf nur etwa ±2,6 kHz eingeschränkt wird. Diese Beziehung hängt von der Eigen schaft der M-fachen PSK-Modulation ab. Ein BPSK-(2-faches PSK-) Signal entspricht ±5,2 kHz, während ein 8-PSK-Signal ±1,3 kHz entspricht. BTW-QAM-Signale sind ebenfalls zugänglich für diese Technik.

Die obige Beschreibung zeigt die Einschränkungen und Be schränkungen in Bezug auf die verfügbaren Frequenznachführungs schaltkreise und -detektoren. Die entsprechenden Komplikationen machen den AFC-Algorithmus unhandlich und machen es folglich schwierig, ihn robust auszulegen. Der Mangel an Robustheit wur de durch Erzwingen von "schlechten" Signalbedingungen und die Beobachtung demonstriert, dass sich AFC nicht immer wieder er holt, wenn "gute" Signalbedingungen wiederhergestellt sind.

Weitere Probleme treten auf, wenn das empfangene Signal keine gleichförmige spektrale Dichte über die IF-Bandbreite aufweist. Aufgrund dieser Tatsache wird der AFC-Algorithmus durch den Frequenzdetektor so gesteuert, dass das Signal in dem IF-Durchlassbereich "zentriert" wird. In diesem Zusammenhang bedeutet der Ausdruck "zentrieren" gleiche Signalleistung ober halb und unterhalb der Mitte des IF-Durchlassbereiches. Folg lich können Probleme auftreten, wenn empfangene Signale keine gleichförmige spektrale Dichte aufweisen.

Außerdem können alle AFC-Algorithmen einen begrenzten Kon vergenzbereich aufweisen, der sich nicht verlässlich auf ein π/4-DQPSK- oder 8-PSK-Signal einschwingt (wie es in dem EIA/TIA-Standard 136A für die nächste Generation vorgeschlagen wird), was sich bei höheren Arbeitsfrequenzen wie im 1900 MHz- Frequenzband noch weiter verschlechtert. Wegen dieses einge schränkten Betriebsbereiches können zur Zeit gebräuchliche Fre quenznachführungsschaltungen mit entscheidungsorientierten Vor richtungen nicht verwendet werden, wenn die Frequenzdifferenzen zwischen dem an den Empfänger gesendeten Signal und der Oszil latorfrequenz signifikant wird, so beispielsweise unmittelbar nach dem ersten Einschalten des Empfängers vor Aktivierung der Frequenznachführung. Wenn außerdem einmal die Frequenznachfüh rung eingerichtet ist, muss die digitale Information in dem Funktelefon mit der entsprechenden feststehenden Basisstation rahmensynchronisiert werden.

Rahmensynchronisation bei heutigen digitalen zellulären Te lefonen kann nicht erfolgen, bevor nicht die Frequenzabweichung des Referenzoszillators ausreichend klein gemacht worden ist, um ein eindeutiges (Sync-)Wort ohne Aliasing innerhalb der Da tenrahmen der ankommenden Sendungen zur Verfügung zu stellen, was zur Folge hat, das ein AFC-Algorithmus zuerst die Frequenz abweichung bei der Teilnehmereinheit reduzieren muss, damit kein Symbol-Aliasing mehr auftritt. Da der AFC-Prozess im Ver gleich zu dem Datenrahmenauffangprozess relativ langsam ist, kann nutzbare Information (nach Synchronisation) über eine sig nifikante Dauer aufgehalten werden.

Bei einem TDMA-(Time Division Multiple Access-)System wie dem PDC-(Personal Digital Cellular-)System in Japan muss sich eine Teilnehmereinheit schnell mit der Basisstation synchroni sieren können. Synchronisation ist erforderlich, damit die Teilnehmereinheit Daten in geeigneten Zeitfenstern senden und empfangen kann. Rahmensynchronisation wird erreicht durch den erfolgreichen Empfang eines eindeutigen Wortes (auch "Sync- Wort" im PDC-System genannt) bei mehreren aufeinanderfolgenden Rahmen. Während des Synchronisationsprozesses werden empfangene Daten mit einem vordefinierten eindeutigen Wort korreliert, und wenn die Korrelationsmetrik größer als irgendein Schwellenwert ist, wird angenommen, dass das eindeutige Wort empfangen worden ist. Da außerdem das eindeutige Wort innerhalb eines Rahmens periodisch auftritt, hat die Teilnehmereinheit eine Zeitrefe renz, auf die wichtige TDMA- und Anrufverarbeitungsschritte be zogen werden können.

Bei großen Frequenzabweichungen kann bei der Bitfolge von einem entscheidungsorientierten Detektor (einschließlich dem eindeutigen Wort) jedoch ein "Alias-Effekt" auftreten. Zum Bei spiel kann in dem allgemein bekannten Quadratur-Phasenumtast- (QPSK-) Demodulationssystem ein empfangenes Signal als ein pha sensynchrones Signal (I) und ein Quadratursignal (Q) darge stellt werden, was zusammen ein Zwei-Bit-Symbol mit den vier Zuständen 00, 01, 10 und 11 ergibt. Wenn sich bei dem empfange nen Signal jedoch die Phasenverschiebung aufgrund der Frequenz abweichung zu einem ausreichenden Wert addiert, wird eine fal sche Symbolentscheidung gefällt.

Fig. 1 zeigt, wie es bei Symboldaten beispielsweise in dem PDC-System in Abhängigkeit von der akkumulierten Phasenabwei chung pro Symbol zu einem Alias-Effekt kommt. Wenn beispiels weise das eigentliche QPSK-Symbol 00 etwa +π/2 Radian (oder von mehr als +π/4 bis weniger als +3π/4 innerhalb des Phasenraumbe reichs) an Phasenabweichung während einer Symboldauer akkumu liert, dann wird es fälschlich als Symbol 01 dekodiert. Man be achte, dass das Symbol-Aliasing tatsächlich periodisch von der Frequenzabweichung abhängt, d. h. beim QPSK-Symbol treten Alias- Effekte bei jedem ganzzahligen Vielfachen von 2π Radian an Pha senabweichung pro Symbol auf. Es ist unmöglich, zwischen Alias- Effekte zu unterscheiden, die durch +π und -π Radian-Phasenab weichungen pro Symbol bedingt sind. Aktuelle Empfängerimplemen tierungen können größere Abweichungen ignorieren, d. h. Abwei chungen, die Phasenabweichungen pro Symbol erzeugen, die größer als π Radian sind, zeigen einen Ausfall der Hardware an und brauchen nicht beachtet zu werden.

Es besteht Bedarf daran, die Zeit zu reduzieren, die für die Datenrahmensynchronisierung erforderlich ist. Dadurch wer den die folgenden Probleme bei den existierenden AFC-/Rahmen synchronisationsimplementierungen beseitigt: (1) lange Reakti onszeit bei der AFC-Konvergenzzeit, (2) falsche Reaktion auf akkumulierte Phasenabweichung und (3) lange Startphase bei der Signalverarbeitung aufgrund der seriellen Verarbeitung der AFC- Konvergenz, der die Rahmensynchronisierung folgt.

Dementsprechend besteht Bedarf an einem Verfahren und einer Vorrichtung für das Reduzieren der Rahmensynchronisierung in einer digitalen Kommunikationsvorrichtung, wenn ein Signal an diese als intermittierende Bündel übertragen wird, selbst wenn Frequenzdifferenzen zwischen derartigen übertragenen Signalen und dem Empfängeroszillator signifikant werden. Außerdem ist es wünschenswert, den AFC-Konvergenzbereich zu vergrößern, ohne dass die Kosten allzu sehr steigen.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Zustandsdiagramm des Alia sings von QPSK-Symboldaten mit akkumulierter Phasenabweichung.

Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Fig. 3 zeigt eine Datentabelle eines Anteils des Inhaltes des Speichers in Fig. 2.

Fig. 4 zeigt eine graphische Darstellung der bitweisen Kor relierung einer Bitsummenfunktion des Korrelators in Fig. 2.

Fig. 5 zeigt eine graphische Darstellung einer komplexen Korrelationsfunktion mit bitweiser Korrelierung in dem Korrela tor in Fig. 2.

Fig. 6 zeigt eine graphische Darstellung einer komplexen Korrelationsfunktion mit symbolweiser Korrelierung in dem Kor relator in Fig. 2.

Fig. 7 zeigt eine Tabelle mit experimentellen Daten an dem Ausgang der Datenneuabbildungsvorrichtung in Fig. 2.

Fig. 8 zeigt eine graphische Darstellung der Frequenzab stimmung nach der vorliegenden Erfindung.

Fig. 9 zeigt ein Flussdiagramm mit einer Auflistung der Verfahrensschritte der bevorzugten Ausführungsform der vorlie genden Erfindung.

Fig. 10 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer bevor zugten Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 11 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer alter nativen Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 12 zeigt ein Blockdiagramm des AFC-Blocks in dem Schaltkreis in Fig. 10 mit weiteren Einzelheiten.

Fig. 13 zeigt ein Blockdiagramm eines der Frequenzdetekto ren in dem Schaltkreis in Fig. 12.

Fig. 14 zeigt ein Flussdiagramm mit einer Auflistung der Verfahrensschritte der bevorzugten Ausführungsform der Erfin dung.

Mit der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren und eine Vorrichtung für die zeitgleiche Anpassung oder Rahmensynchroni sation und die automatische Frequenznachführung mit erweitertem Konvergenzbereich in einer digitalen Kommunikationsvorrichtung angegeben. Die vorliegende Erfindung bietet bei Implementierung in einem QPSK-Modulationssystem bis zu fünfmal oder mehr an AFC-Konvergenzbereich als der Stand der Technik ohne wesentli che Zunahme der Kosten des Funktelefons. Andere Implementierun gen haben verschiedene Vorteile in Bezug auf den AFC-Bereich. Durch die vorliegende Erfindung ist der Vorteil einer schnellen Rahmensynchronisation bei gleichzeitiger AFC- und Rahmensyn chronisation selbst bei Frequenzabweichungen gegeben, die groß genug sind, dass sie zu Symbol-Aliasing führen.

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Empfängerabschnittes ei ner digitalen Kommunikationsvorrichtung gemäß einer ersten Aus führungsform der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger umfasst eine Antenne 200 zum Empfangen ankommender Signale. Die an der Antenne 200 ankommenden Signale werden durch eine analoge Ein gangsstufe 202 der Kommunikationsvorrichtung mit auf dem Gebiet bekannten Techniken verarbeitet. Üblicherweise erfolgt durch die Eingangsstufe eine erste Abwärtskonvertierung auf eine Zwi schenfrequenz (IF), die dann an einen Demodulator 204 weiterge leitet wird. Der Demodulator 204 dieser Ausführungsform führt eine QPSK-Demodulation durch und erzeugt eine Basisband demodulierte Datenfolge 210 aus den ankommenden Signalen mit auf dem Gebiet bekannten Prozessen. Äquivalente Demodulatoren können für verschieden Modulationsverfahren ohne Einschränkung der Allgemeinheit dieser Erfindung aufgebaut werden.

Der Demodulator 204 umfasst außerdem einen Frequenznachfüh rungsschaltkreis zum Minimieren der Frequenzabweichung einer Referenzquelle 206 des Empfängers in einer Frequenzbeziehung mit der Frequenz der ankommenden Signale. Die Referenzquelle erzeugt vorzugsweise ein Quarzoszillatorsignal, das an einen Frequenzsynthesizer weitergeleitet wird, der für das Erzeugen einer oder mehrerer lokaler Oszillatorfrequenzen für die Fre quenz-Abwärtskonvertierung der ankommenden Signale in dem Emp fänger verwendet wird. Der Frequenznachführungsschaltkreis ist einsatzbereit, selbst wenn der Empfängerabschnitt der Kommuni kationsvorrichtung nur während intermittierender Intervalle eingeschaltet ist. Der Frequenznachführungsschaltkreis des De modulators 204 kann Elemente umfassen, die analog zu Elementen sind, die einen Frequenzdetektor und einen entscheidungsorien tierten Demodulator umfassen. Ein derartiger Schaltkreis ist im einzelnen in US 5 280 644 von Vannatta et al. beschrieben, wor auf hier in vollem Umfang Bezug genommen wird.

Der Frequenznachführungsschaltkreis des Demodulators 204 wird dazu verwendet, Frequenzdifferenzen zwischen den hier an liegenden ankommenden Signalen und der Referenzquelle 206 zu vergleichen und zu bestimmen, um ein Frequenzabweichungssignal zu erzeugen. Der Demodulator 204 behält die interne Darstellung der Frequenzabweichung und Symbolphasenabweichung bei. Vorzugs weise wird die Frequenzabweichung der internen Darstellung we nigstens (wie in Fig. 8 gezeigt) auf ein Vielfaches einer Fre quenzabweichung von π/2 korrigiert, die bei Phasenabweichungs minima auftritt. Diese interne Darstellung kann außerdem beim Minimieren der Symbolentscheidungsabweichungsrate der demodu lierten Datenfolge 210 hilfreich sein. Eine Anzeige einer sol chen Frequenzabweichung wird auf der Leitung 208 erzeugt (und an eine Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 weitergeleitet) und ist nützlich bei Frequenzabweichungskorrek tur beliebiger Größe, wenn dies in Zusammenhang mit der Ausgabe einer Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 erfolgt, wie im folgen den erläutert werden wird.

Die demodulierte Datenfolge 210 wird außerdem durch die Kommunikationsvorrichtung verarbeitet, um nützliche Information zu erhalten. Die Datenfolge 210 kann jedoch Abbildungsfehler enthalten, wenn die akkumulierte Phasenabweichung größer als ±π/4 Radian pro Symbol (in einem QPSK-System) beträgt, was kor rigiert werden muss, bevor eine weitere Verarbeitung in höheren Schichten der Kommunikationsvorrichtung erfolgen kann. Ein Ab bildungsfehler (des Symbols) tritt dann auf, wenn die akkumu lierte Phasenabweichung über die Symboldauer ausreicht, um ein Aliasing zu bewirken. Im allgemeinen tritt eine Symbolabwei chung auf, wenn ein Symbol mit Phasenverschiebungen von mehr als ±π/2^m Radian pro Symbol übertragen wird, wobei m gleich der Anzahl von Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modu lationsformat ist.

Wenn man den Entscheidungsraum für ±π/4 QPSK betrachtet, liegen die "idealen" Punkte in der Konstellation bei Symbolent scheidungszeitpunkten in der Mitte von jedem Entscheidungsbe reich. Da jeder Entscheidungsbereich ein Viertel des gesamten Entscheidungsraumes beansprucht, ist die "Breite" jedes Berei ches π/2. Daher kommt es zu einer falschen Entscheidung, wenn akkumulierte Phasenabweichungen gegenüber dem Idealpunkt um mehr als ±π/4 Radian, ±3π/4 Radian etc. verschoben sind. Bei spielsweise wird bei einer gegebenen Phasenverschiebung von +5π/16 Radian das Symbol als das +π/2-Symbol 10 dekodiert wer den. In einem 8-PSK-System (mit drei Bits pro Symbol, m = 3) können Abbildungsfehler auftreten, wenn die akkumulierte Pha senabweichung größer als ±π/8 Radian pro Symbol beträgt. In ei nem BPSK-Format (ein Bit pro Symbol, m = 1) können Abbildungs fehler auftreten, wenn die akkumulierte Phasenabweichung größer als ±π/2 Radian pro Symbol ist.

Zusätzlich muss der Empfängerabschnitt der Kommunikations vorrichtung mit der Datenfolge 210 vor weiterer Verarbeitung rahmensynchronisiert werden. Wenn die Datenfolge 210 beispiels weise ein gerahmtes Signal umfasst, kann sie nur dann genau verarbeitet werden, wenn der Empfängerabschnitt der Kommunika tionsvorrichtung mit dem an sie geschickten gerahmten Signal rahmensynchronisiert ist. Wenn die Frequenznachführung am An fang einmal eingerichtet worden ist und der Empfängerabschnitt mit dem gesendeten Signal synchronisiert worden ist, können we sentliche Teile des Empfängerabschnittes der Kommunikationsvor richtung ausgeschaltet werden und nur noch intermittierend wäh rend der Intervalle mit Leistung versorgt werden, während derer das TDMA-Signal empfangen wird.

Die demodulierte binäre Datenfolge 210 wird von dem Demodu lator 204 ausgegeben. Die Rahmenbildung und das Formatieren der Datenfolge enthält Worte einer vorgegebenen Länge. Diese Worte bestehen aus vielen Symbolen mit jeweils wenigstens zwei Bits, wie es auf diesem Gebiet bekannt ist. Bei QPSK-Modulation kön nen Symbole in einer von vier möglichen Zwei-Bit-Abbildungen der eigentlichen Daten dargestellt werden: 00, 01, 10, 11. Die se Symbole können fehlerhaft sein, wenn bei ihnen eine Phasen verschiebung vorliegt (wie in Fig. 1 dargestellt). Glücklicher weise sind in einem System wie dem PDC/TDMA-System eindeutige Worte vordefiniert, so dass die Kommunikationsvorrichtung ein ankommendes Signal erkennen, neu abbilden und synchronisieren kann.

Ein Speicher 212 ist vorgesehen, der eine Liste von eindeu tigen Worten enthält, die jeweils eine vordefinierte Symbolse quenz in einem Systemstandard (wie sie beispielsweise in den bekannten TDMA- und CMA-Standards verwendet werden) umfassen. Der Speicher 212 kann außerdem entsprechende Alias-Effekte des eindeutigen Wortes enthalten, oder die Alias-Effekte können aus den eindeutigen Worten erzeugt werden. In beiden Fällen sind die Alias-Effekte aus den eindeutigen Worten ableitbar. Diese eindeutigen Worte werden für das Korrelieren mit den entspre chenden eindeutigen Worten in dem ankommenden Signal verwendet, das an den Empfänger abgeschickt worden ist. Die demodulierte Datenfolge wird jedoch ein Aliasing aufweisen, wenn das ankom mende Signal eine ausreichende Frequenzabweichung durch den Ab wärtskonvertierungsprozess aufweist. Das Ergebnis dieses Alia sings ist, dass die Datenfolge, die von dem Demodulator ausge geben wird, durch die Kommunikationsvorrichtung nicht erkannt werden kann.

Die vorliegende Erfindung löst dieses Problem dadurch, dass nicht nur die vordefinierten Worte für das Korrelieren mit den entsprechenden eindeutigen Worten in dem ankommenden Signal, das an den Empfänger geschickt wurde, verwendet werden, sondern dass außerdem mögliche entsprechende Alias-Effekte der eindeu tigen Worte in dem Speicher abgespeichert werden, um zu erken nen, ob das entsprechende eindeutige Wort in dem ankommenden Signal, das an den Empfänger geschickt wurde, aufgrund übermä ßiger Frequenzabweichung ebenfalls einen Alias-Effekt aufweist. Auf diese Art ermöglicht die vorliegende Erfindung, dass die Kommunikationsvorrichtung über einen viel größeren Bereich der Frequenzabweichung als der Stand der Technik arbeitet.

In Fig. 3 ist eine Liste mit zwölf eindeutigen Worten (zweite Spalte) und phasenverschobenen Alias-Effekte (Spalte 3 bis 5) dargestellt, die bei Übertragungen mit großer Frequenz abweichung auftreten können. Die spezielle Gruppe von den dar gestellten Worten beinhaltet zwölf eindeutige 20-Bit-Worte in hexadezimaler Darstellung, wie sie beispielsweise in einem TDMA-Kommunikationssystem verwendet werden. Man sollte jedoch bedenken, dass verschiedene andere Zahlen, Längen, Gruppierun gen und Größen von eindeutigen Worten ebensogut verwendet wer den können, je nach dem jeweiligen Kommunikationssystem. Die eindeutigen Worte der Spalte zwei werden wegen ihrer speziellen Eigenschaft, nämlich ihrer Pseudo-Orthogonalität ausgewählt. Man sollte beachten, dass Darstellungen eindeutiger Worte mit Alias-Effekt in den Spalten drei bis fünf diese erwünschte Ei genschaft der wesentlichen Orthogonalität beibehalten. In der dritten Spalte mit Alias-Effekt werden eindeutige Worte ge zeigt, wobei jedes Symbol des Wortes um -π/2 Radian pro Symbol bei einem QPSK-Format phasenverschoben ist (siehe Fig. 1). Ähn lich treten bei den Spalten 4 bis 5 Alias-Effekte mit +π/2 bzw. ±π Radian pro Symbol auf. Die Alias-Effekte bei einer +π- Abweichung und einer -π-Abweichung sind identisch.

In Fig. 2 ist die demodulierte Datenfolge 210 von dem Demo dulator 204 mit einem Korrelator 211 (und einer Datenneuabbil dungsvorrichtung 218 für die nachfolgende Korrektur) verbunden. Der Speicher 212 ist mit dem Korrelator 211 verbunden und gibt die Liste der eindeutigen Worte und entsprechenden Alias- Effekte der eindeutigen Worte (wie in Fig. 3 gezeigt) für die Korrelation mit der demodulierten Datenfolge 210 aus. Als Al ternative kann die Liste von eindeutigen Worten neu abgebildet werden, um eine größere Liste von eindeutigen Worten und ein deutigen Worten mit Alias-Effekte zu bilden. Der Korrelator 211 korreliert die Daten mit einer Teilmenge von eindeutigen Worten und ihren entsprechenden Wort-Alias-Effekten, ausgegeben von dem Speicher 212. Die vorgeschriebene Teilmenge wird durch eine höhere Schichtensteuerung festgelegt, um festzulegen, auf wel ches Fenster eines Rahmens zur Zeit gezielt wird. Wenn ein ein deutiges Wort oder ein Alias-Effekt eines eindeutigen Wortes den Schwellenwert überschreitet, der in einem Schwellenwertde tektor 220 gesetzt ist, so wird der Ausgang des Schwellenwert detektors 220 zu einem Eingang der Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 und außerdem zur weiteren Verarbeitung weitergeleitet, wie dies in Fig. 2 durch "Eindeutiges Wort gefunden" dargestellt ist.

Die Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 bestimmt, welches ein deutiges Wort oder Alias-Effekt mit einem Segment der Datenfol ge 210 korrelierte, und gibt die entsprechende Phasenverschie bung (Alias-Abweichung) in der Datenfolge 210, wodurch ange zeigt wird, welches der eindeutigen Worte und entsprechenden Alias-Effekte der eindeutigen Worte die gefundene Korrelation bewirkt hat, an die Datenneuabbildungsvorrichtung 218 (und auch an die Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216) aus, die mit der Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 verbunden ist. Wenn beispielsweise das eindeutige Wort 0x87a4b mit der Datenfolge korrelierte, dann wird eine Phasenverschiebung Null angezeigt. Wenn das Alias-Wort 0x1E0D2 eine hohe Korrelation mit einem Segment der Datenfolge anzeigt, dann wird +π/2 ange zeigt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird das QPSK- formatierte Empfangssignal in eine Datenfolge mit Symbolen von jeweils zwei Bits demoduliert, und die Alias-Effekt- Wählvorrichtung 214 zeigt einen von vier möglichen Phasenver schiebungszuständen der eigentlichen Daten an: Verschiebung Null, Verschiebung +π/2, Verschiebung -π/2 und Verschiebung ±π. Andere Modulationsformate wie BPSK, 8-PSK oder QAM haben ähnli che Beziehungen, und ein Steuerungssystem kann so ausgelegt werden, dass es die Vorteile ihrer Formatierung nutzt. Bei die sen Formaten erzeugt die Alias-Effekt-Wählvorrichtung die Zahl der Phasenverschiebungszustände, die der Zahl der möglichen Symbole in dem Format entsprechen.

Wenn alle digitalen Funkempfänger ein eindeutiges Wort oder Worte für die Rahmensynchronisierung benötigen, so würden die Eigenschaften der eindeutigen Worte und ihrer entsprechenden Alias-Effekte untersucht, um festzustellen, ob irgendwelche falschen Korrelationen auftreten könnten. Eine Korrelationsmet rik wurde über zwei Abwärtsrahmen mit Daten getestet. Der simu lierte verwendete Korrelator überwacht eigentlich die Korrela tion aller achtundvierzig 20-Bit-Worte und ihrer Alias-Effekte (in Fig. 3). Die Bitsummenmetrik berechnet sich aus:

wobei b_n das n-te Bit in der binären Datenfolge ist und w_i das i-te Bit in dem eindeutigen Wort ist.

Das Ergebnis dieser Korrelation ist in Fig. 4 dargestellt. Wie ersichtlich erfasst ein Schwellenwertdetektor 220 zwei auf einanderfolgende sukzessive Korrelationsspitzen C(n) = 1 bei n = 58 und n = 198, die den zwei Zeitpunkten entsprechen, zu de nen der Anteil der Bitfolge b_n durch den Korrelator läuft, der das spezielle eindeutige Wort in der Superrahmenstruktur des Kommunikationssystems enthält. Die Indexabzählung 198 - 58 zeigt, dass 140 Symbole (280 Bits) an Zeiteinheiten zwischen den Korrelationsspitzen abgelaufen sind. Die Spitzen C(n) = -1 bei n = 58 und n = 198 stammen von dem Korrelator, der die Syn chronisationsworte mit Alias-Effekt bei ±π Radian/Symbol Abwei chung findet. Wie ersichtlich reicht es aus, einen vorgegebenen Schwellenwertpegel von 0,8 in dem Schwellenwertdetektor zu wäh len, damit genaue Anzeigen der Korrelationen sichergestellt sind, die beispielsweise den Schwellenwertpegel in dem PDC/TDMA-System überschreiten.

Wenn die Korrelationsmetrik zu einer Gleichung verändert wird, die ähnlich der ist, die in TIA TR45.3 Technical Subcom mittee of Digital Cellular Standards (Implementierung von Zwi schenstandards IS54 oder IS136) verwendet wird, so kann zusätz liche Information abgeleitet werden und die Komplexität des vorgeschlagenen Korrelators weiter reduziert werden. Die kom plexe Korrelationsmetrik in TR45.3.3 P9.12.20 stellt simultane Information über alle Alias-Effekte gegenüber den zwei der vier möglichen Wortdarstellungen in dem obigen Bitsummenverfahren bereit. Die verwendete Korrelationsmetrik ist:

und ()* eine Konjugation anzeigt.

Die Ergebnisse dieser bitweisen komplexen Korrelation sind in Fig. 5 gezeigt und stellen das Durchlaufen zweier Datenrah men von Gl. (2) dar. Die fünf Spitzen entsprechen fünf Wort- Alias-Effekten. Wie ersichtlich reicht es aus, einen Schwellen wert von 0,8 bei dieser Art von Korrelationsmetrik zu wählen, um eine genaue Korrelationsanzeige in beispielsweise dem PDC/TDMA-System sicherzustellen.

Wenn in Gleichung 1 oder Gleichung 2 anstatt der bitweisen die symbolweise Korrelierung verwendet wird, dann können weite re Verbesserungen vorgenommen werden. Die Ergebnisse einer sym bolweisen komplexen Korrelation sind in Fig. 6 dargestellt. Wie ersichtlich reicht ein Schwellenwert von 0,7 bei dieser Art der Korrelationsmetrik aus, um genaue Korrelationsanzeigen in bei spielsweise dem PDC/TDMA-System sicherzustellen. Daher wird bei der vorliegenden Erfindung eine symbolweise komplexe Korrelati on bevorzugt.

Bei der Datenneuabbildungsvorrichtung 218 in Fig. 2 wird der Ausgang der Alias-Effekt-Wählvorrichtung für das Neuabbil den der Eingangdatenfolge verwendet, so dass sich wie in Fig. 7 gezeigt eine korrigierte Datenfolge in Übereinstimmung mit der von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung angezeigten Alias-Abwei chung ergibt. Die Neuabbildung korrigiert die Datenfolge in dem Sinne, dass Symbol-Aliasing beseitigt wird. Beispielsweise ent halten die erste und zweite Spalte in Fig. 7 binäre bzw. hexa dezimale Rohdarstellungen der Information in der Datenfolge. Wenn eine Phasenverschiebung Null durch die Alias-Effekt- Wählvorrichtung angezeigt wird, dann werden die Daten unverän dert von der Datenneuabbildungsvorrichtung 218 ausgegeben. Wenn jedoch eine Phasenverschiebung von -π/2 angezeigt wird, dann bildet die Datenneuabbildungsvorrichtung 218 alle Symbole (ohne Alias-Effekt) neu ab, so dass eine korrigierte Datenfolge 224 ausgegeben wird, die von der Kommunikationsvorrichtung richtig erkannt und dekodiert werden kann.

Fig. 7 zeigt experimentelle Ergebnisse der vorliegenden Er findung. Wie ersichtlich stimmen +π/2-Daten und -π/2-Daten mit den eigentlichen Daten ohne überschüssige Phasenverschiebung sehr gut überein (mit einer akzeptablen Bitfehlerrate BER). Die Daten mit π Radian überschüssiger Phasenverschiebung pro Symbol weisen eine größere Anzahl von Bitfehlern auf. Dies beruht auf einem signifikanten Anteil des um π verschobenen Signalspekt rums, das durch Testbedingungen gestört ist.

In Fig. 2 wird die durch den Demodulator 204 erfasste Fre quenzabweichung 208 mit der Alias-Abweichung von der Alias- Effekt-Wählvorrichtung 214 in der Abweichungszusammensetzungs abschätzungsvorrichtung 216 verknüpft. Die Abweichungszusammen setzungsabschätzungsvorrichtung 216 verknüpft die Frequenzab weichung und die Alias-Abweichung zum Weiterleiten an die AFC zur gleichen Zeit, wie die korrigierte Datenfolge von der Da tenneuabbildungsvorrichtung an die Kommunikationsvorrichtung ausgegeben wird, so dass Rahmensynchronisation zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgen kann. Der Ausgang von der Abschätzungsvorrichtung 216 kann in die AFC 222 eingespeist werden und kann entweder mit Software oder Hardware implementiert werden. Beim Stand der Technik wird die Frequenz abweichung von dem Demodulator in der AFC verwendet, um funkti onell die Oszillatorfrequenz der Referenzquelle 206 zu verän dern. Eine solche Änderung wird manchmal als Verstimmen des Os zillators bezeichnet, und das durch die AFC erzeugte Signal wird als ein Oszillatorverstimmungssignal bezeichnet.

Zu diesem Zeitpunkt erzeugt die AFC ein Ausgangssignal, um die Frequenz der Referenzquelle 206 zu verstimmen, damit sie der des ankommenden Signals entspricht, das von dem Empfänger empfangen wurde. Beispielsweise kann ein Ziehbereich der AFC von ≦ 15 ppm notwendig sein, um Systemschwankungen Rechnung zu tragen. Dies entspricht einer Frequenzkorrektur von ±12,2 kHz oder ±1,16π Radian/Symbol Abweichung bei einem typischen Zellu larsystem mit beispielsweise 800 MHz. Dieses ist mehr als die Korrekturmöglichkeit von ±4π beim Stand der Technik. Dagegen wird bei der Erfindung ein Alias-Abweichungsausgang vorgesehen, der in Verbindung mit der Frequenzabweichung 208 in der Abwei chungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 die Ziehmög lichkeit auf mehr als ±3π/4 erweitert. Mit der vorliegenden Er findung können die Hochgeschwindigkeitseigenschaften des ent scheidungsorientierten Detektors in einem größeren Bereich ge nutzt werden und somit die AFC-Konvergenz auf eine korrekte Frequenz beschleunigt werden.

Ein Beispiel für den Frequenzabweichungsauflösungspfad der vorgeschlagenen Routine der AFC ist in Fig. 8 dargestellt, in der gezeigt ist, wie die zusätzliche Alias-Abweichungsinforma tion von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 genutzt wird. Beim Stand der Technik steuert der Steuerungsmechanismus der AFC die Frequenz mit bekannten Techniken zu dem nächsten Mini mum der Phasenabweichungsgröße (z. B. der nächsten gestrichelten Linie in der Figur). Daher wird beim Stand der Technik nur eine Korrektur auf den nächsten Bereich π/2 in der Phase gewährleis tet. Wenn eine Frequenzabweichung größer als π/4 in der Phase ist, steuert die AFC zu einem falschen Phasenabweichungsmini mum.

Dagegen wird bei der vorliegenden Erfindung die Abwei chungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung dazu verwendet, die AFC zu einer von mehreren Lösungen zu steuern, d. h. bei der vorliegenden Erfindung steuert die AFC zum korrekten Minimum der Phasenabweichungsgröße. Das Beispiel in Fig. 8 zeigt die Lösung der Routine, die temporär zu einer falschen Lösung bei +π/2 konvergiert. Der Ausgang der Alias-Effekt-Wählvorrichtung gibt jedoch zusätzliche Alias-Abweichungsinformation aus, die angibt, welcher Alias-Effekt ausgewählt wurde. Zu dem Zeit punkt, an dem die Alias-Effekt-Auswahl bestimmt wurde, veran lasst die Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung die AFC-Routine, einen großen negativen Frequenzsprung um π/2 Radian/Symbol auszugeben, so dass die AFC zum korrekten Mini mum der Phasenabweichungsgröße steuert.

Insbesondere kann die von dem digitalen Demodulator ausge gebene Frequenzabweichung für die Verwendung bei der Abwei chungsfeinkorrektur von einer Phasenabweichung von weniger als etwa ±π/2^m Radian pro Symbol eingesetzt werden und die Alias- Abweichung bei der Abweichungsgrobkorrektur von einer Phasenab weichung von einem ganzzahligen Vielfachen von ±π/2^m Radian pro Symbol eingesetzt werden, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem verwendeten Modulationsformat ist. Bei einem QPSK-Format gibt die Frequenzzusammensetzungsabschätzungsvorrichtung die Alias-Abweichung an die AFC aus, so dass eine zusammengesetzte Abweichung kleiner als etwa π/4 Radian pro Symbol gegenüber ei ner Nullphase ist, und gibt die Frequenzabweichung an die AFC aus, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbolkorrela tion eingestellt wird. Auf diese Art bietet die vorliegende Er findung fünfmal oder mehr Abweichungskorrektur als der Stand der Technik. Darüber hinaus wird dies mit einer gleichen oder größeren Geschwindigkeit erreicht. Da die Kommunikationsvor richtung außerdem bereits über korrelierte Daten verfügt, mit denen sie arbeiten kann, kann die Synchronisierung zeitgleich mit der Abstimmung der AFC stattfinden, wodurch die Signaler fassung weiter verbessert wird.

Es wird erwartet, dass AFC-Routinen in anderen Produkten modifiziert werden können, so dass systemspezifische oder auf bauspezifische Eigenschaften bei Phasenabweichungen, die groß genug für wiederholte Alias-Effekte werden, berücksichtigt wer den können. Unter den meisten Bedingungen ist jedoch das Korre lationsergebnis allein ausreichend, dass der AFC-Algorithmus das empfangene Signal so steuert, dass Daten ohne Alias-Effekt empfangen werden. Daher können einige intelligente Lösungen in einen AFC-Algorithmus eingebaut werden, damit wiederholte Ali as-Effekte bei eindeutigen Worten aufgelöst werden.

In Fig. 10 ist eine bevorzugte Ausführungsform der vorlie genden Erfindung dargestellt, die auch verwendet werden kann, um den Konvergenzbereich (region of convergence, ROC) einer AFC zu erweitern. Diese Ausführungsform hat viele Merkmale mit der bevorzugten Ausführungsform in Fig. 2 gemeinsam, die auch in Fig. 10 dargestellt sind und auf deren Merkmale und Betrieb hiermit verwiesen wird. Bei dieser Ausführungsform werden die IQ-Basisbandabtastwerte von Block 204 an die AFC 222 gesendet. Bei einem π/4-DQPSK-System treibt der Steuerungsmechanismus der AFC 222 die Frequenzabweichung mit bekannten Techniken zu dem nächsten Minimum der π/2-Phasenabweichungsgröße (z. B. zu der nächsten gestrichelten Linie in Fig. 8). Bei einem kombinierten π/4-DPQSK- und 8-PSK-System treibt die AFC 222 die Frequenzab weichung zu dem nächsten Minimum der π/4-Phasenabweichungsgrö ße. Da jedoch Phasenabweichungen auftreten können, die größer als diese sind, wird bei dieser Ausführungsform eine Bank an Frequenzversatzblöcken 1000, 1002 verwendet. Jeder Versatzblock 1000, 1002 außerhalb des Hauptzweiges 1004 (kein Versatz) fügt einen anderen Frequenzversatz zu dem Basisbandsignal von der AFC hinzu. Jeder der Zweige der Versatzblöcke 100, 1002, 1004 wird nacheinander durch entsprechende sync-Detektorkorrelatoren 1006, 1008, 1010 verarbeitet. Der Frequenzversatz jedes Blockes 1000, 1002 wird mit verschiedenen Nullen in der Frequenzabwei chungsabschätzungsvorrichtung gleichgesetzt (z. B. auf die ge strichelten Linien in Fig. 8), was einem Minimum der π/4-Pha senabweichung entspricht. Diese Versatzwerte tragen dem Fall Rechnung, dass der AFC-Algorithmus zu einer anderen Null als der korrekten Null konvergiert.

Jeder der Zweige 1000, 1002, 1004 wird nacheinander mit drei sync-Detektorkorrelatoren 1006, 1008,1010 verarbeitet, die jeweils ähnlich wie der Korrelator 211 in Fig. 2 arbeiten, zu sammen mit einem Speicher 212. Auf diese Art wird auch, wenn eine Frequenzabweichung in dem Funktelefon eine Phasenabwei chung von mehr als π/8 Radian pro Symbol erzeugt, einer der Korrelatoren 1006, 1010 noch das richtige sync-Wort erfassen. Wenn das sync-Wort einmal durch einen entsprechenden (nicht dargestellten) Schwellenwertdetektor erfasst wurde, wird durch den momentanen Zweig 1000, 1002, 1004 der Frequenzbank, der das erfasste sync-Wort anzeigt, die korrekte Datenfolge und die An zeige einer aufgefundenen Korrelation an einen AFC-Logik schaltkreis 1012 weitergeleitet. Der AFC-Logikschaltkreis 1012 ist, wenn einmal eine Verriegelung angezeigt ist, in der Lage, die Referenzquelle 206 auf die korrekte Frequenz zu verstimmen. Zwischen Signalempfang oder -übertragung kann die Referenzquel le 206 auf die korrekte Frequenz verstimmt werden, um die Fre quenzabweichung bei der Quelle zu eliminieren, und jede weitere Signalverarbeitung kann durch den Hauptzweig 1004 der AFC er folgen. Es ist erstrebenswert, nur die Frequenz der Referenz quelle 206 zwischen Sendeoperationen (d. h. nicht während Date nübertragungs- oder -empfangsperioden) zu verstimmen, um die Kommunikation nicht zu stören.

Wie erläutert, wird bei dieser Ausführungsform der ROC auf das Dreifache dessen beim Stand der Technik gesteigert. Man sollte jedoch beachten, dass weitere Frequenzversatzstufen/- korrelatoren hinzugefügt werden können, um den ROC auf das Fünffache oder mehr gegenüber dem Stand der Technik anzuheben, aber dass Probleme mit IF-Bandbreitenbegrenzung die Vorteile irgendwelcher weiteren Versatzstufen zunichte machen würden. Wenn einmal die Abweichung für mehr als 2π Radian an Phase kor rigiert werden kann, so kann die Abweichung aufgrund der Perio dizität der Lösung in allen Fällen korrigiert werden. Bei die ser Ausführungsform werden sync-Wort-Alias-Effekte nicht ver wendet, wodurch sich die Anforderungen an den Speicher 212 re duzieren.

Fig. 12 zeigt die AFC 222 aus Fig. 10 mit weiteren Einzel heiten. Das Signal für die IQ-Basisbanddatenfolge 210 wird an einen ersten Frequenzversatzblock 1206 ausgegeben, was im fol genden beschrieben wird. Das Signal V₁(t) wird an einen ersten Frequenzabweichungsdetektor 1200 ausgegeben, wobei V₁ gegeben ist durch:

V₁(t) = A . exp(j[θ(t2) + Δωt2]),

wobei Δω = ω_err - ω_det

und Θ(t2) die absolute Phase des momentanen Symbols in Ra dian ist, Δω die restliche Frequenzabweichung in Radian pro Sekunde ist, ω_err die Frequenzabweichung des Basisbandsignal eingangs des AFC-Kreises ist, ω_det die erfasste Frequenzabwei chung ist, t2 die momentane Zeit ist und A die Amplitude des Eingangssignals ist. Vorzugsweise wird die demodulierte Daten folge 210 normalisiert, um die Frequenzabweichungsberechnung unabhängig von der Eingangssignalamplitude zu machen (d. h. A = 1).

Der Zweck der Frequenzabweichungsdetektoren 1200, 1202 be steht darin, die Größe der restlichen Frequenzabweichung des Signals V₁ zu berechnen. Ein Blockdiagramm der Frequenzabwei chungsdetektoren 1200, 1202 ist in Fig. 13 dargestellt. Die Frequenzdetektoren umfassen einen Verzögerungsdetektor 1300, eine Quadrupelvorrichtung 1302 und einen Absolutwertblock 1304, die in Reihe geschaltet sind. Der Verzögerungsdetektor 1300 wird verwendet, um die Phasenänderung zwischen momentanen und vorangehenden Symbolen zu bestimmen. Am Ausgang des Verzöge rungsdetektors 1300 liegt an:

V₂(t) = exp(j[θ(t2) - θ(t1) + Δω(t2 - t1)]),

wobei t1 der Zeitpunkt des vorangehenden Symbols ist (t1 = t2 - Symbolintervall). Speziell beträgt bei IS-136 das Symbol intervall 41,15 µs (24,3 kHz Symbolrate).

Die Quadrupelvorrichtung 1302 wird verwendet, um die Modu lation in dem Verzögerungsdetektorausgang zu beseitigen. Das Beseitigen der Modulation beruht auf der Tatsache, dass die Phasenänderung bei π/4-DQPSK und 8-PSK ein Vielfaches von π/4 ist. Am Ausgang der Quadrupelvorrichtung liegt an:

V₃(t) = exp(j[4(θ(t2) - θ(t1)) + 4Δω(t2 - t1)]) = ±exp(j[4Δω(t2 - t1)])

oder

V₃(t) = ±[cos(4Δω(t2 - t1)) + jsin(4Δω(t2 - t1))],

da

Wie ersichtlich, ist das Vorzeichen am Ausgang der Quadru pelvorrichtung unbekannt. Aus diesem Grund wird der Absolutwert des Quadrupelvorrichtungssignals als Frequenzabweichungsab schätzung verwendet. Die Frequenzabweichungsabschätzung ist

V₄(t) = -(|cos(4Δω(t2 - t1))| - 1) ≈ |Frequenzabweichung|.

Man beachte, dass nur der Realteil des Quadrupelvorrich tungsausgangs für die Abweichungsabschätzung herangezogen wird. Der Realteil wird verwendet, um den Rechenaufwand zu reduzieren und Phasenminima-Nullen mit graduellerem Anstieg (siehe Fig. 8) gegenüber dem Imaginärteil zu erzeugen.

In Fig. 12 wiederum wird von dem zweiten Frequenzversatz block 1208 ein Rasterungsparameter verwendet, um eine Abwei chung in V₁, die ein Artefakt ist, einzuführen, um das tatsäch liche Vorzeichen der Abweichungsabschätzung zum Eliminieren von Mehrdeutigkeiten zu bestimmen. Wenn die tatsächliche restliche Frequenzabweichung Δω₁ ist, dann erzeugt der Frequenzversatz ω_d eine Abweichungsabschätzung des zweiten Frquenzdetektors 1202, die sich errechnet aus

V₅(t) = -(|cos(4(Δω - ω_d)(t2 - t1))| - 1).

Die Differenz zwischen V₄ und V₅ wird in dem Block 1204 be stimmt. Der Ausgang des Integrators (Blöcke 1204, 1210, 1212) wird zurückgeschleift zu dem ersten Frequenzversatzblock 1206, um die restliche Frequenzabweichung von V₁ zu einer Null zu treiben. Die erfasste Frequenzabweichung wird in Block 1212 ak kumuliert zu

ω_det = ω_det + Gain(V₄(t) - V₅(t)),

wobei Gain bei einem Gain-Block 1210 ausgegeben wird. Nach dem ω_det berechnet worden ist und der neue Frequenzversatz auf V_in angewendet wurde, ist die neue restliche Frequenzabweichung von V₁ gegeben durch

Δω = ω_err - ω_det = ω_err - (ω_{det alt} + Gain(V₄(t) - V₅(t))).

Wenn die ursprüngliche Abweichung Δω eine Phasenabweichung von weniger als π/8 Radian pro Symbol erzeugt (weniger als ±1518,75 Hz bei IS-136), wird Δω zu Null konvergieren. Wenn je doch der ursprüngliche Wert Δω eine Phasenabweichung von mehr als π/8 Radian pro Symbol erzeugt, wird Δω zu einer anderen Null konvergieren. Es gilt die Beziehung:

(k - 1)(π/8) < Δω_init < (k + 1)(π/8),

wobei Δω gegen (π/4) k/2 für k = 0, ±2, ±4, . . . geht.

Aus dieser Beziehung wird der AFC-Kreis die restliche Ba sisbandabweichung Δω nur gegen Null treiben, wenn die Basis bandempfangssignalabweichung ω_err zwischen ±π/8 liegt, was einem eingeschränkten Konvergenzbereich (ROC) entspricht. Um den ROC zu vergrößern, werden mehrere Frequenzversatzblockzweige 1000, 1002, 1004 wie in Zusammenhang mit Fig. 10 oben beschrieben verwendet, um die korrekte Nullphase einzustellen.

Wie in Fig. 10 gezeigt, ist der AFC-Kreis zusammen mit Syn chronisationserfassungsdetektorkorrelatoren integriert. Der Synchronisationsdetektor korreliert das bezüglich der Frequenz abweichung korrigierte Basisbandsignal mit eindeutigen Synchro nisationsworten. Als Alternative können zum Reduzieren des Re chenaufwandes die Frequenzversatzblockzweige 1000, 1002 elimi niert werden und Versatzwerte zu den eindeutigen Synchronisati onsworten in dem Speicher 212 hinzugefügt werden. Dies ist ä quivalent zum Aliasing der Synchronisationsworte in der Fre quenz bei einer Frequenzverschiebung, die gleich den Nullfre quenzen bei Phasenminima ist. Die Basisbanddaten werden dann in dem Korrelator 1008 mit den Synchronisationsworten mit Alias- Effekt für eine Synchronisation korreliert.

Vorzugsweise kann das Auffinden der Synchronisation als Verriegelungsdetektor für den AFC-Kreis verwendet werden. Wenn es beispielsweise gewünscht wird, dass eine AFC-Verriegelung vorgegeben wird, wenn der AFC-Kreis auf bis ±200 Hz der tatsäch lichen Frequenzabweichung konvergiert ist, kann der Synchroni sationsschwellenwert für den Detektorkorrelator so gesetzt wer den, dass die Korrelationsspitze den Schwellenwert nicht über schreitet, wenn die Frequenzabweichung über ±200 Hz liegt. Damit wird das sync-Wort nicht erfasst, bis die Frequenzabweichung auf unter ±200 Hz reduziert ist. Wenn der AFC-Kreis auf bis ±200 Hz der tatsächliche Frequenzabweichung konvergiert, wird auf diese Art das sync-Wort erfasst und eine AFC-Kreis- Verriegelung erreicht.

Es wurden Experimente mit der obigen Konfiguration der be vorzugten Ausführungsform unter Verwendung von IS-136 durchge führt. Die Ergebnisse zeigen, dass Frequenzverriegelung und sync-Verriegelung bei Eingangssignalen mit einer Signalstärke von hinunter bis zu -105 dB in weniger als 25 Millisekunden er reichbar ist. Diese Leistung ist so gut wie beim Stand der Technik, während die Konvergenz über einen signifikant größeren Frequenzabweichungsbereich erreicht wird.

In Fig. 11 ist eine alternative Ausführungsform der vorlie genden Erfindung gezeigt, die auch dafür verwendet werden kann, den Konvergenzbereich (region of convergence, ROC) einer AFC zu erweitern. Diese Ausführungsform hat viele Merkmale gemeinsam mit der bevorzugten Ausführungsform nach Fig. 2, die auch in Fig. 11 enthalten sind und auf deren Merkmale und Betrieb hier mit verwiesen wird. Bei dieser Ausführungsform wurden der Kor relator 211, die Alias-Effekt-Wählvorrichtung 214 und die Da tenneuabbildungsvorrichtung 218 durch eine Bank von Neuabbil dungsblöcken und entsprechenden Korrelatoren ersetzt. Jeder Zweig der Bank 1100, 1102 außer dem Hauptzweig 1104 (keine Neu abbildung) bildet die Symbole in der demodulierten Datenfolge 210 neu ab. Die Zweige 1100, 1102, 1104 werden nacheinander mit sync-Detektorkorrelatoren 1106, 1108, 1110 verarbeitet. Die Neuabbildungsblöcke 1100, 1102 werden auf null (±π/4) Radian pro Symbol gesetzt, was in Fig. 8 durch gestrichelte Linien dargestellt ist. Diese Neuabbildungen berücksichtigen den Fall, dass die Abweichung so groß ist, dass der AFC-Algorithmus gegen eine andere Null als die korrekte konvergiert.

Alle Zweige 1100, 1102, 1104 werden nacheinander mit drei sync-Detektorkorrelatoren 1106, 1108, 1110 verarbeitet, die je weils ähnlich wie der Korrelator 211 (in Fig. 2) zusammen mit einem Speicher 212 arbeiten. Wenn eine Frequenzabweichung grö ßer als π/8 Radian pro Symbol (bis zu den nächsten π/8 Radian) ist, wird auf diese Art einer der Korrelatoren 1106, 1110 immer noch das richtige sync-Wort erfassen. Wenn einmal das sync-Wort durch einen (nicht dargestellten) Schwellenwertdetektor erfasst worden ist, wird der momentane Zweig 1100, 1102, 1104 der Fre quenzbank, der das erfasste sync-Wort anzeigt, in dem Korrela tionspuffer 1112 ausgewählt und normal in dem Funktelefon wei terverarbeitet. Zwischen Signalempfang oder -übermittlung kann die Referenzquelle 206 auf die korrekte Frequenz verstimmt wer den, damit die Frequenzabweichung bei der Quelle eliminiert wird, und eine beliebige weitere Signalverarbeitung kann durch den Hauptzweig 1104 durchgeführt werden. Die Abweichungszusam mensetzungsabschätzungsvorrichtung 216 und die AFC 222 arbeiten wie oben für die bevorzugte Ausführungsform nach Fig. 2 erläu tert.

Diese alternative Ausführungsform arbeitet so ähnlich wie die bevorzugte Ausführungsform in Fig. 10, auf deren Beschrei bung hiermit Bezug genommen wird. Im Betrieb steigert diese Ausführungsform den ROC auf das Dreifache dessen, was beim Stand der Technik verfügbar ist, wobei gleichzeitig sync- Erfassung und AFC wie oben beschrieben beibehalten werden. Au ßerdem sollte beachtet werden, dass mehrere Versatzverzöge rungsstufen/-Korrelatoren hinzugefügt werden können, um den ROC noch mehr zu erweitern.

Die vorliegende Erfindung deckt auch ein erstes Verfahren 900 zum Ermöglichen einer automatische Frequenznachführung (AFC) zeitgleich mit zeitlicher Anpassung oder Rahmensynchroni sation digitaler Information in einer Kommunikationsvorrichtung ab. Das Verfahren 900 beinhaltet als einen ersten Schritt 902 das Vergleichen der digitalen Information mit einer bekannten Referenzquelle, um eine Frequenzabweichung zu bestimmen. Ein zweiter Schritt 904 ist das Korrelieren der digitalen Informa tion mit einer Liste von eindeutigen Worten vorgegebener Sym bolsequenzen und entsprechender Alias-Effekte bis zum Auffinden einer Korrelation. Ein dritter Schritt 906 ist das Auswählen der Alias-Abweichung, in Abhängigkeit davon, welches der ein deutigen Worte und entsprechenden Alias-Effekte in dem Korrela tionsschritt gefunden wurde. Ein vierter Schritt 908 ist das Neuabbilden der digitalen Daten in Abhängigkeit von der Alias- Abweichung, um eine korrigierte Datenfolge zu erzeugen. Ein fünfter Schritt 910 ist das Berechnen einer Abweichungszusam mensetzung einschließlich der Frequenzabweichung und der Alias- Abweichung. Ein sechster Schritt 912 ist das gleichzeitige Aus geben der korrigierten Datenfolge an die Kommunikationsvorrich tung und der Abweichungszusammensetzung an eine automatische Frequenznachführung, so dass Rahmensynchronisation zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgen kann.

Der zweite Schritt 904 ist das Korrelieren der digitalen Information unter Verwendung wenigstens einer von einer bitwei sen Korrelation, symbolweisen Korrelation und komplexen metri schen Korrelation. Vorzugsweise wird die symbolweise komplexe metrische Korrelation wegen ihrer höheren Arbeitsgeschwindig keit verwendet. Die Korrelation wird durchgeführt unter Verwen dung vordefinierter eindeutiger Worte und entsprechender Alias- Effekte der eindeutigen Worte. In einem QPSK-Format beinhalten die Alias-Effekte drei Mengen von orthogonalen Wort-Alias- Effekten, die empfangen werden, wenn die Menge von eindeutigen Worten mit +π/2, -π/2 und +π Radian pro Symbol übertragen wer den. In einem QPSK-Format beinhaltet die ankommende Datenfolge Worte mit Symbolen mit zwei Bits, und der dritte Schritt 906 erzeugt einen von vier möglichen Zuständen in Abhängigkeit von der Aliasing-Abweichung der Symbole der digitalen Information der Datenfolge.

Im Betrieb ergibt das Verfahren 900 gemäß der vorliegenden Erfindung als Ergebnis von dem sechsten Schritt 912, dass die Frequenzabweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung von weniger als ±π/2^m Radian pro Symbol zu ermöglichen, und dass die Frequenz abweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abwei chungsgrobkorrektur der Phasenabweichung von weniger als ±nπ/2^m Radian pro Symbol zu ermöglichen, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem verwendeten Modulationsformat ist und n eine ge rade ganze Zahl ist. Der zweite Schritt 904 wird nach korrekter Korrelation durch Korrelieren der Datenfolge der digitalen In formation bis zum Überschreiten eines vorgegebenen Schwellen wertes durch eine Korrelation überprüft. Speziell kann der Schwellenwert in Abhängigkeit von dem gewählten Korrelations verfahren 0,7 bis 0,8 sein. Bei einer symbolweisen komplexen Korrelation kann der Schwellenwert auf die untere Grenze ge setzt werden, falls etwa 0,7.

Vorzugsweise beinhaltet das erste Verfahren 900 der vorlie genden Erfindung einen Schritt, in dem die Alias-Abweichung an die AFC ausgegeben wird, so dass eine zusammengesetzte Abwei chung kleiner als etwa ±π/2^m Radian pro Symbol gegenüber einer Nullphase ist, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol ist, und einen Schritt, bei dem die Frequenzabweichung an die AFC ausge geben wird, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbol korrelation eingenommen wird.

Die vorliegende Erfindung deckt außerdem ein bevorzugtes Verfahren 1400 ab, das eine automatische Frequenznachführung (AFC) zeitgleich mit zeitlicher Anpassung oder Rahmensynchroni sation digitaler Information in einer Kommunikationsvorrichtung ermöglicht. Das Verfahren 1400 beinhaltet als einen ersten Schritt 1402 das Bereitstellen einer demodulierten Datenfolge von Symbolen an einen AFC-Schaltkreis. Ein zweiter Schritt 1404 beinhaltet das Bereitstellen mehrerer Frequenzversatzwerte an einen Ausgang des AFC-Schaltkreises, wobei die Frequenzversatz werte einen Frequenzabstand voneinander haben, der einer Pha senabweichung von etwa 2π/2^m Radian pro Symbol entspricht, wo bei m die Zahl der Bits pro Symbol ist. Zum Beispiel entspricht die Frequenzverschiebung beim zweiten Schritt 1404 einer äqui valenten Phase von etwa π/2 Radian pro Symbol in einem π/4- DPSK-System und π/4 Radian in einem 8-PSK-System. Ein dritter Schritt 1406 beinhaltet das Korrelieren jedes der Frequenz versatzsignale mit einer Liste von eindeutigen Worten einer vorgegebenen Symbolsequenz, bis eine Korrelation gefunden wor den ist. Die Frequenzverschiebungszweigerfassungskorrelation zeigt den Signalpfad mit korrekt ausgerichteten Daten an, da die eindeutigen Worte orthogonal zueinander sind, wodurch fal sche Korrelationen verhindert werden. Ein vierter Schritt 1408 beinhaltet das Verbinden der korrekten Datenfolge des Frequenz versatzsignals mit der gefundenen Korrelation mit einem AFC- Logikschaltkreis, um eine AFC-Verriegelungsbedingung anzuzei gen. Ein fünfter Schritt 1410 beinhaltet die gleichzeitige Aus gabe der korrekten Datenfolge an die Kommunikationsvorrichtung und das Erreichen einer AFC-Verriegelung, so dass Rahmensyn chronisation zeitgleich mit AFC in der Kommunikationsvorrich tung erfolgen kann.

In der Praxis beinhaltet der Korrelationsschritt das Korre lieren der Frequenzversatzsignale mit wenigstens einer von ei ner bitweisen Korrelation, symbolweisen Korrelation und komple xen metrischen Korrelation. Auch bei dem Ausgabeschritt, eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung um ein Intervall von weniger als ±π/2^m Radian pro Symbol, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem verwendeten Modulationsformat ist, und die gefundene Korrelation, die eine Abweichungsgrobkorrektur der Phasenabweichung um Intervalle von etwa ±nπ/2^m Radian pro Symbol anzeigen, wobei n eine gerade ganze Zahl ist. Außerdem beinhaltet der Korrelationsschritt das Korrelieren der digita len Information, bis eine Korrelation einen vorgegebenen Schwellenwert überschreitet.

Obgleich die Erfindung in der obigen Beschreibung und den Zeichnungen beschrieben und erläutert wurde, versteht es sich von selbst, dass diese Beschreibung nur als Beispiel dient und viele Änderungen und Modifikationen von Fachleuten durchgeführt werden können, ohne dass der breite Umfang der Erfindung ver lassen wird. Obgleich die vorliegende Erfindung speziell Anwen dung in tragbaren zellulären Funktelefonen findet, kann die Er findung auch bei irgendwelchen anderen Kommunikationsvorrich tungen eingesetzt werden, beispielsweise Pager, elektronische Kalender oder Computer.

Claims

1. Verfahren (900) zum Verbessern der automatischen Fre quenznachführung (AFC) in einer Kommunikationsvorrichtung, ge kennzeichnet durch die Schritte:
Bereitstellen einer demodulierten Datenfolge von digitalen Informationssymbolen für einen AFC-Schaltkreis,
Vergleichen (902) der digitalen Information mit einer be kannten Referenzquelle, um eine Frequenzabweichung zu bestim men,
Korrelieren (904) der digitalen Information mit einer Liste von vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias-Ef fekten bis zum Auffinden einer Korrelation,
Auswählen (906) der Alias-Abweichung in Abhängigkeit davon, welche der vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Ali as-Effekten in dem Korrelationsschritt aufgefunden wurde,
Neuabbildung (908) der digitalen Daten in Abhängigkeit von der Alias-Abweichung, um eine korrigierte Datenfolge zu erzeu gen,
Berechnen (910) einer zusammengesetzten Abweichung ein schließlich der Frequenzabweichung und der Alias-Abweichung und
Ausgeben (912) der zusammengesetzten Abweichung an eine au tomatische Frequenznachführung, so dass ein Konvergenzbereich der AFC auf mehr als ±π/2^m Radian pro Symbol erweitert wird, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in der Kommunikationsvor richtung ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Ausgabeschritt (912) ein gleichzeitiges Ausgeben der korrigierten Datenfolge an die Kommunikationsvorrichtung und das Ausgeben der zusammen gesetzten Abweichung an die automatische Frequenznachführung umfasst, so dass die zeitlichen Angleichung der digitalen In formation an die vorgegebene Symbolsequenz zeitgleich mit der AFC in der Kommunikationsvorrichtung erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Korrelations schritt (904) das Korrelieren der digitalen Information unter Verwendung von wenigstens einer von einer bitweisen Korrelati on, symbolweisen Korrelation und komplexen metrischen Korrela tion umfasst, wobei die vorgegebene Symbolsequenzen des Korre lationsschrittes (904) eine Menge von eindeutigen Worten umfas sen.

4. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem beim Korrelations schritt (904) die entsprechenden Alias-Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen Mengen von im wesentlichen orthogonalen Wort- Alias-Effekten beinhalten, die empfangen werden, wenn die Menge der vorgegebenen Symbolsequenzen mit Phasenverschiebungen über tragen werden, die größer oder gleich etwa ±2π/2^m Radian pro Symbol sind, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem spe ziellen verwendeten Modulationsformat ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem in dem Ausgabeschritt (912) die Frequenzabweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung von weni ger als ±π/2^m Radian pro Symbol durchzuführen, und die Alias- Abweichung herangezogen werden kann, um eine Abweichungsgrob korrektur der Phasenabweichung von ±nπ/2^m Radian pro Symbol durchzuführen, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem spe ziellen verwendeten Modulationsformat ist und n eine gerade ganze Zahl ist.

6. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Schritte:
Anwenden der Alias-Abweichung durch die AFC, so dass eine zusammengesetzte Abweichung kleiner als ±π/2^m Radian pro Symbol von einer Nullphase ist, wobei m der Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist, und
Anwenden der Frequenzabweichung durch die AFC, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbolkorrelation eingenommen wird.

7. Digitale Kommunikationsvorrichtung für eine verbesserte automatische Frequenznachführung (AFC), gekennzeichnet durch:
einen Demodulator (204) zum Bereitstellen einer demodulier ten Datenfolge (210) und zum Vergleichen ankommender Signale mit einer bekannten Referenzquelle (206), um eine Frequenzab weichung zu bestimmen,
einen Speicher (212) mit einer Liste von vorgegebenen Sym bolsequenzen und realisierbaren Alias-Effekten der vorgegebe nen Symbolsequenzen,
einen Korrelator (211), der mit dem Demodulator (204) und dem Speicher (212) verbunden ist, wobei der Korrelator (211) die Liste der vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias-Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen mit der demodu lierten Datenfolge (210) bis zum Auffinden einer Korrelation korreliert,
eine Alias-Effekt-Wählvorrichtung (214), die mit dem Korre lator (211) verbunden ist, wobei die Alias-Effekt-Wählvorrich tung (214) eine Alias-Abweichung ausgibt, die anzeigt, welche der vorgegebenen Symbolsequenzen und entsprechenden Alias- Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen die gefunden Korrela tion bereitstellt,
eine Datenneuabbildungsvorrichtung (218), die mit der Ali as-Effekt-Wählvorrichtung (214) und der demodulierten Datenfol ge (210) verbunden ist, wobei die Datenneuabbildungsvorrichtung (218) die Datenfolge in Übereinstimmung mit der angezeigten A lias-Abweichung von der Alias-Effekt-Wählvorrichtung (214) kor rigiert, und
eine Abweichungszusammensetzungsabschätzungsvorrichtung (216), der das Frequenzabweichungssignal von dem digitalen De modulator (204) und die Alias-Abweichung von der Alias-Effekt- Wählvorrichtung (214) eingespeist wird, wobei die Abschätzungs vorrichtung (216) die Frequenzabweichung und die Alias- Abweichung für die Anwendung durch die AFC überlagert, so dass ein Konvergenzbereich der AFC auf mehr als ±π/2^m Radian pro Symbol erweitert wird, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in der Kommunikationsvorrichtung ist.

8. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die korrigierte Datenfolge (224) von der Datenneuabbildungsvorrich tung (218) an die Kommunikationsvorrichtung gleichzeitig mit dem Ausgeben der zusammengesetzten Abweichung an die automati sche Frequenznachführung (222) ausgegeben wird, so dass die zeitliche Angleichung der digitalen Information an die vorgege ben Symbolsequenz zeitgleich mit der AFC in der Kommunikations vorrichtung erfolgt.

9. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der der Korrelator (211) die demodulierte Datenfolge (210) mit der Lis te in dem abgelegten Speicher unter Verwendung von wenigstens einer von einer bitweisen Korrelation, symbolweisen Korrelation und komplexen metrischen Korrelation korreliert, wobei die vor gegebenen Symbolsequenzen des Korrelationsschrittes eine Menge von eindeutigen Worten umfassen.

10. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die entsprechenden Alias-Effekte der vorgegebenen Symbolsequenzen Mengen von um wesentlichen orthogonalen Wort-Alias-Effekte be inhalten, die empfangen werden, wenn die Menge der vorgegebenen Symbolsequenzen mit Phasenverschiebungen übertragen werden, die größer oder gleich etwa ±π/2^m Radian pro Symbol sind, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwendeten Modulationsformat ist.

11. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Frequenzabweichung in der AFC verwendet werden kann, um eine Abweichungsfeinkorrektur der Phasenabweichung von weniger als ±π/2^m Radian pro Symbol durchzuführen und die Alias-Abweichung verwendet werden kann, um eine Abweichungsgrobkorrektur der Phasenabweichung von ±π/2^m Radian pro Symbol durchzuführen, wobei m die Zahl der Bits pro Symbol in dem speziellen verwen deten Modulationsformat ist und n eine gerade ganze Zahl ist.

12. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Frequenzabweichungszusammensetzungsvorrichtung (216) die Alias- Abweichung an die AFC (222) ausgibt, so dass eine zusammenge setzte Abweichung kleiner als ±π/2^m Radian pro Symbol von einer Nullphase ist, wobei m der Zahl der Bits pro Symbol in dem spe ziellen verwendeten Modulationsformat ist, und die Frequenzab weichung an die AFC (222) ausgibt, so dass eine Nullphase bei einer korrekten Symbolkorrelation eingenommen wird.