DE69736866T2 - Detektion eines Trägerversatzes und Synchronisierung eines Rahmentaktes in einem Mehrträgerempfänger - Google Patents

Detektion eines Trägerversatzes und Synchronisierung eines Rahmentaktes in einem Mehrträgerempfänger Download PDF

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Description

  • Diese Erfindung betrifft allgemein ein Synchronisationsverfahren und -system für Digitalempfänger und insbesondere ein Verfahren und System zum Gewinnen von Rahmen-, Träger- und Taktsynchronisation für digitale Audio-Rundfunk- und digitale Video-Rundfunksysteme.
  • Digitaler Audio-Rundfunk und digitaler Video-Rundfunk liefern hochwertige Signale mit minimaler Mehrwege-Verzerrung, Rauschen oder Signalabfällen, wie sie gewöhnlich im Analog-Rundfunk zu sehen sind. Es hat verschiedene Versuche gegeben, ein digitales Audio-Rundfunk- ("DAB") System für mobile, tragbare und stationäre Empfänger zu standardisieren. Ein solcher Standard in das Eureka 147 System. Eureka ist ein Forschungs- und Entwicklungskonsortium von europäischen Regierungen, Körperschaften und Universitäten, um neue Technologien zu entwickeln. Projektnummer 147, begonnen in 1986, konzentriert sich auf die DAB-Technologie und sucht, die Technologie unter einem standardisierten System sowohl für terrestrischen als auch Satelliten-Rundfunk zu implementieren. Das Eureka 147 System ist in Europa angenommen worden und wird in den USA in Verbindung mit dem "In band, On channel" ("IBOC") System in Betracht gezogen.
  • Ein Audio-Eingangssignal des Eureka 147 DAB Systems wird im Allgemeinen mit einem Maskierungsmuster-Universal-Unterband-integrierten-Codierung-und-Multiplexen- ("MUSI-CAM") Code codiert, um ein Signal in Unterbänder zu teilen und die Hörschwelle zu minimieren, und maskiert, um eine Datenreduktion zu erreichen. Dann wird eine Faltungscodierung durchgeführt, gefolgt von Neuverteilung von Datenbits in Zeit und Frequenz, d.h. Verschachteln, sodass der größte Fehler, der in einem Signalblock vorkommen kann, begrenzt wird und das Vermögen erhöht wird, Burst-Fehler zu korrigieren. Außerdem verwendet das Eureka 147 System orthogonales Frequenzmultiplexen ("OFDM") mit Quadratur-Phasenumtast- ("QPSK") Modulation auf jedem Träger, um mehrere Audio-Datenkanäle unter sich überschneidenden Trägern zu verteilen. Ein Schutzintervall wird außerdem zwischen Datenblöcken eingefügt, um Zwischensymbol- und Mehrwege-Störung zu reduzieren. Die modulierten DAB-Signale werden dann über Mehrwegekanäle gesendet.
  • Wie bei vielen Kommunikationssystemen ist Synchronisation für ein DAB-System auf verschiedenen Kommunikationsschichten wichtig, insbesondere Rahmen-, Träger- und Taktsynchronisation auf der physikalischen Schicht. Aufgrund verschiedener Änderungen in Ausbreitungskanälen für ein DAB-System ist die Synchronisation schwierig, besonders für Träger- und Taktsynchronisation. Außerdem sind viele Algorithmen und Systeme für konventionelle OFDM-Systeme unverträglich mit dem Eureka 147 System, was größtenteils auf den Unterschied in der Senderahmenstruktur des Eureka-Systems zurückzuführen ist.
  • Als ein Beispiel beschreiben Fouche et al. ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Nachtrimmen von Lokaloszillatoren, um die Komplexität des Taktrückgewinnungssystems auf der Empfängerstufe zu senken, in US-Patent Nr. 5,313,169, betitelt "Method of Realigning the Local Oscillators of a Receiver and Device For Implementing the Method", erteilt am 17. Mai 1994. Das Verfahren und die Vorrichtung basieren auf zwei Hauptlinien des OFDM-Signalspektrums mit einer festen Frequenzdifferenz zwischen ihnen. Diese Differenz dient dazu, die Abweichung der Phasen der Linien zu berechnen. Das Frequenzspektrum des Eureka 147 Systems besitzt jedoch nicht die in Fouche et al. beschriebenen Hauptlinien.
  • Leuing et al. beschreiben ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Rahmensynchronisation in einem reinen ALOHA-System in US-Patent Nr. 5,444,697 betitelt "Method and Apparatus for Frame Synchronization in Mobile OFDM Data Communication", erteilt am 22. August 1995. Das Verfahren und die Vorrichtung benötigen einen dreistufigen Synchronisationsprozess. Zuerst wird ein ankommendes OFDM-Signal detektiert. Der zweite Schritt in dem Prozess dient dazu, das empfangene Signal abzutasten und Signalkorrelation zwischen dem Signal und einem Bezugssignal zu messen, was vorzugsweise im Frequenzbereich erfolgt, um eine grobe Synchronisation zu erreichen. Schließlich wird der Synchronisationsprozess vollendet, indem die Zeitverschiebung zwischen groben und tatsächlichen Synchronisationspunkten berechnet wird, um die auf jeden Unterträger anzuwendende Phasenkorrektur zu bestimmen. Das beschriebene Verfahren und die Vorrichtung unterscheiden sich jedoch von dem Eureka 147 System dadurch, dass in dem ALOHA-System eine Synchronisation jedes OFDM-Rahmens erforderlich ist, und daher jeder Rahmen seine eigenen Synchronisationsdaten befördern muss. Außerdem sorgen das beschriebene Verfahren und die Vorrichtung nicht für Träger- oder Taktsynchronisation.
  • Philips beschreibt ein "System for Broadcasting and Receiving Digital Data, Receiver and Transmitter for Use in Such System" in US-Patent Nr. 5.550,812, erteilt am 27. August 1996. Jeder Rahmen der Digitaldaten in dem von Philips beschriebenen System enthält Mehrträgerdaten und Systemsymbole, und jedes Symbol enthält einen Satz von OFDM-Trägern an Trägerpositionen in einem Frequenzraster mit regelmäßigem Trägerabstand. Die Rahmen enthalten des Weiteren AFC-Symbole, oder Frequenzreferenzsymbole, die jeweils an jeder Referenzspitzenposition einen unmodulierten Träger mit einem Spitzensignal-Leistungspegel haben. Die beschriebene Datenrahmenstruktur unterscheidet sich ebenfalls von der des Eureka 147 Systems.
  • Des Weiteren schätzen herkömmliche Verfahren und Systeme zum Erreichen der Trägerfrequenz-Synchronisation zuerst den ganzzahligen Frequenzoffset der Trägerfrequenz und kompensieren dann den gebrochenen Frequenzoffset. Ein Verfahren zum Erreichen der Synchronisation eines OFDM wird von Keller et al. in "Orthogonal Frequency Division Multiplex Synchronization Techniques for Wireless Local Area Networks", PIMRC '96, Oktober 1996 beschrieben. Keller et al. offenbaren jedoch kein Verfahren und System zum Synchronisieren des Eureka 147 Systems, weil Keller et al. ein dem Eureka 147 System fehlendes spezielles Signalformat verwenden.
  • Das Dokument EP 0 729 250 betrifft ein Sende-/Empfangssystem für digitale Signale unter Verwendung der OFDM-Technik (OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Auf der Empfängerseite ist die automatische Frequenzregelung (AFC, automatic frequency control) in zwei Teile aufgeteilt. Der erste Teil erfasst Frequenzen bis zu ±½fs (wobei fs der Abstand zur benachbarten Trägerfrequenz ist). Der zweite AFC-Teil erfasst einen Versatz der digitalen fs Werte durch ein Korrelationsverfahren.
  • Die vorliegende Erfindung ist folglich auf ein Synchronisationsverfahren und -system gerichtet, die ein oder mehrere auf Beschränkungen und Nachteile des Standes der Technik zurückzuführende Probleme im Wesentlichen beseitigen.
  • Dies wird erreicht durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche.
  • Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung dargelegt und werden zum Teil aus der Beschreibung ersichtlich oder können durch Praktizieren der Erfindung erfahren werden. Die Aufgaben und andere Vorteile der Erfindung werden durch die Verfahren und Systeme verwirklicht und erreicht, die besonders in der schriftlichen Beschreibung und Ansprüchen derselben sowie den anliegenden Zeichnungen zu Ausdruck gebracht werden.
  • Es sollte verstanden werden, dass sowohl die vorangehende allgemeine Beschreibung als auch die folgende ausführliche Beschreibung exemplarisch und veranschaulichend und gedacht sind, eine weitere Erklärung der beanspruchten Erfidung zu liefern.
  • Die begleitenden Zeichnungen sind enthalten, um ein weiteres Verständnis der Erfindung zu liefern, und sind in diese Beschreibung einbezogen und bilden einen Teil derselben, veranschaulichen mehrere Ausführungen der Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung zur Erklärung der Prinzipien der Erfindung.
  • Die begleitenden Zeichnungen, die in diese Beschreibung einbezogen sind und einen Teil davon bilden, veranschaulichen Ausführungen der Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung dazu, die Aufgaben, Vorteile und Prinzipien der Erfindung zu erklären. Inhalt der Zeichnungen:
  • 1 zeigt die Senderahmenstruktur des Signals des Eureka 147 Systems.
  • 2 zeigt die Pseudoperiodizität eines Phasenreferenzsymbols des Signals des Eureka 147 Systems.
  • 3 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß konstruierten Synchronisationssystems.
  • 4 zeigt eine bevorzugte Ausführung der Filter- und Differenziererschaltung der vorliegenden Erfindung.
  • 5 zeigt ein Eingangs-OFDM-Signal mit einem eingefügten Schutzintervall.
  • 6 zeigt ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung zum Erlangen der Trägerfrequenzsynchronisation.
  • 7 zeigt eine Vorrichtung zur parallelen Iteration in einem angepassten Filterungsprozess der vorliegenden Erfindung zum Erlangen des ganzzahligen Trägerfrequenzoffsets.
  • Der Senderahmen des Eureka 147 Systems ist, wie in 1 gezeigt, in einen Synchronisationskanal, einen schnellen Informationskanal und einen Hauptservicekanal geteilt. Die Kanäle, die den Senderahmen bilden, bestehen aus einer Folge aufeinanderfolgender OFDM-Symbole, und jedes Symbol besteht aus einem Satz von Trägern mit gleichmäßigen Abständen. Außerdem geht jedem der Kanäle eine periodische Erweiterung des Symbols selbst voraus.
  • Wie unter dem Eureka 147 System definiert, belegt der Synchronisationskanal immer die ersten zwei Symbole des Senderahmens. Das erste Symbol des Synchronisationskanals ist ein Null-Symbol, das auch das erste Symbol des Senderahmens ist. Das Null-Symbol befördert keine Information, und das DAB-Signal ist für die Dauer des Null-Symbols vorwiegend Rauschen. Das zweite Symbol des Synchronisationskanals, das auch das zweite Symbol des Senderahmens ist, ist ein Phasenreferenz- ("PR") Symbol, das als ein Pilotton für das nächste Symbol wirkt. Der Synchronisationkanal dient daher als die Referenz für die in dem schnellen Informationskanal beförderte Zeitinformation und wird mit der Senderahmenrate wiederholt.
  • Das PR-Symbol hat eine pseudoperiodische Charakteristik, wie in 2 gezeigt, und unterscheidet sich in jedem von drei Sendemodi des Eureka 147 Systems entsprechend der Netzwerkkonfiguration und den Betriebsfrequenzen. Im Modus 1 besteht diese Periodizität aus 128 Proben oder Bits, wegen des sich wiederholenden Musters der Zeit-Frequenz- Phasen-Parameter h0j, h1j, h2j und h3j, die sequentiell in dem PR-Symbol erscheinen. Dies wird in des folgenden Tabelle gezeigt:
    Figure 00060001
  • Erfindungsgemäß wird die Pseudoperiodizität benutzt, um Rahmen- oder Grob-Synchronisation zu erreichen. Wie beschrieben, folgt das PR-Symbol dem Null-Symbol. Während des Null-Symbols ist die Haupt-OFDM-Signalstärke etwa gleich null oder die von Rauschen. Diese Charakteristik wird in 2 gezeigt, worin Tnull die Dauer des Null-Symbols darstellt und keine OFDM-Symbole während dieser Periode vorhanden sind. Unterdessen stellt Tu die Dauer der OFDM-Symbole dar, und Tg stellt die Dauer eines Schutzintervalls dar. Das PR-Symbol fungiert daher nicht nur als eine Referenz für die Differenzial-Quadratur-Phasenumtast- ("QPSK") Modulation und -Demodulation, sondern auch als Pilotton zur Synchronisation.
  • Da der Signalpegel des Eureka 147 Systems während des Null-Symbols unter dem des Rauschens liegt, kann das Null-Symbol durch einen Hüllkurven-Detektor erfasst werden.
  • 3 veranschaulicht ein erfindungsgemäß konstruiertes Synchronisationssystem. Auf 3 verweisend empfängt ein Hüllkurven-Detektor 10 ein Eingangssignal und beginnt das erste Symbol des OFDM-Eingangssignals, das das Null-Symbol ist, zu detektieren. Der Hüllkurven-Detektor 10 liefert die Amplitude des Eingangssignals an einen Filter/Differenzierer 20. Sobald das Null-Symbol erfasst ist, stößt der Hüllkurven-Detektor 10 den Filter/Differen zierer 20 zum Erfassen des zweiten Symbols an, das das PR-Symbol ist, basierend auf der Pseudoperiodizität. Wie jedoch aus 2 zu sehen ist, machen Schwankungen zwischen Proben die Differenzierung von Symbolen schwierig. Der Filter/Differenzierer 20 errichtet daher einen klaren Übergang von dem ersten Symbol, Null, zu dem zweiten Symbol, PR, und dann erfasst eine Übergangs-Detektionsschaltung 30 den Null-auf-PR-Übergang.
  • 4 zeigt eine bevorzugte Ausführung der Filter- und Differenziererschaltung 20, die eine glatte Wellenform und eine pseudoperiodische Wellenform aus dem Eingangssignal erzeugt. Weil ein gewöhnlicher Hüllkurven-Detektor nicht imstande sein mag, eine genaue Detektion des Null-Symbols in Anbetracht der Zufallsschwankungen zwischen Proben zu liefern, wird die glatte Wellenform benutzt, um die richtige Erfassung des Null-Symbols sicherzustellen. Andererseits wird die pseudoperiodische Wellenform benutzt, um das PR-Symbol durch Vergleichen eines PR-zu-Null-Leistungsverhältnisses mit einem vorbestimmten Schwellenwert zu erfassen. Der Schwellenwert kann zwischen Signal- und Rauschpegeln genommen werden, um einen Null-auf-PR-Übergang am Anfang von Datenrahmen anzuzeigen. Der Signalwert ändert sich in einem digitalen Audio-Rundfunksystem mit der Entfernung und der Schwundumgebung. Der Rauschpegel ist jedoch relativ konstant, z.B. thermisches Rauschen von etwa –112 dBm. Der Schwellenwert kann daher auf der Basis des Rauschpegels festgelegt werden. Nachdem der Schwellenwert festgelegt ist, werden die OFDM-Symbole des Eingangssignals mit dem Schwellenwert verglichen, und die Zahlen von Proben, die größer und kleiner als der Schwellenwert sind, werden getrennt aufgezeichnet. Der Null-auf-PR-Übergang wird ausfindig gemacht, wenn die Zahl von Proben mit Werten größer als der Schwellenwert größer ist als die Zahl von Proben mit Werten kleiner als der Schwellenwert. Sobald die Null- und PR-Symbole erfasst sind, ist Rahmensynchronisation erreicht.
  • Der Null-auf-PR-Übergang erzeugt auch einen Rahmentakt niedriger Rate, der benutz wird, um einen Abtasttakt zur schnellen Fourier-Transformations- ("FFT, Fast Fourier Transformation") Verarbeitung der Symbole zur Synchronisation und DPQSK-Demodulation anzustoßen. Ein Rahmentaktgenerator 60 wird von der Übergangs-Detektionsschaltung 30 angestoßen, die den Null-auf-PR-Übergang angesichts der durch den Filter/Differenzierer 20 gelieferten glatten und pseudoperiodische Wellenformen erfasst. Die Übergangs-Detektionsschaltung 30 erfasst auch die Übergangszeit zwischen Null- und PR-Symbolen.
  • Der Taktgenerator 60 liefert, nachdem er durch die Übergangs-Detektionsschaltung 30 angestoßen wurde, einen Rahmentakt an einen Zeitgeber 62, der von einem Benutzer manuell gewählt werden kann. Der Zeitgeber 62 liefert dann das Taktsignal an eine schnelle Fourier-Transformationsschaltung 82. Der Taktgenerator 60 empfängt auch eine Korrektur für den Rahmentakt von einer Synchronisations-Entscheidungsschaltung 92. Eine weitere Erörterung bezüglich der Erzeugung und Korrektur von Rahmentaktsignalen erfolgt unten.
  • Wieder auf 4 verweisend enthält die Filter- und Differenziererschaltung 20 einen Filterabschnitt und einen Differenziererabschnitt. Der Filterabschnitt ist ein 2-Abgriff-Filter, um Probenschwankungen zu glätten, und enthält ein Einproben-Verzögerungsfilter 21, an das ein Eingangssignal angelegt wird. Ein Addierer 22 kombiniert ein verzögertes Eingangssignal mit dem Eingangssignal. Der Differenziererabschnitt ist mit dem Addierer 22 verbunden und erhöht die Pseudoperiodizitäts-Charakteristik des zweiten Symbols durch Erzeugen einer pseudoperiodischen Wellenform. Die Steigerung der Pseudoperiodizitäts-Charakteristik des zweiten Symbols kann durch drei Verzögerungsfilter 23, 24 und 25 n/2-ter Ordnung, wo n die Zahl von Proben in dem Eingangssignal ist, und eine 4-Abgriff-Summierung erreicht werden. Dieser Abschnitt des Filters/Differenzierers 20 erlangt die Differenz zwischen zwei Abgriffen und addiert zwei aufeinanderfolgende Differenzen, um die Zufälligkeit des Eingangssignals zu glätten.
  • In einer bevorzugten Ausführung wird das Eingangssignal an ein erstes Filter angelegt, das das Einproben-Verzögerungsfilter 21 und den Addierer 22 enthält. Dieses erste Filter hat eine Übertragungsfunktion H(z) = (1 + z–1). Die pseudoperiodische Wellenform wird erzeugt, indem der Ausgang des ersten Filters an ein zweites Filter mit einer Übertragungsfunktion Hp(z) = (1 – z– n/2 + z–n – z–3n/2) angelegt wird, wo n gleich der Zahl von Proben in dem Eingangssignal ist. Die Übertragungsfunktion Hp(z) wird, wie in 4 gezeigt, durch die Filter 23, 24 und 25 und Summiererschaltungen 27, 28 und 29 implementiert. Die glatte Wellenform kann gleichermaßen mit einem Filter mit einer Übertragungsfunktion Hs(z) = (1 + z–n/2 + z–n + z – 3n/2) erhalten werden. Die Schaltung, die NS(z) implementiert, wird durch die z-Transformationsfilter 23, 24 und 25 und eine Summiererschaltung 28 dargestellt.
  • Zur Veranschaulichung, im Modus 1 des Eureka 147 Systems gibt es 128 Proben oder Bits. Mit anderen Worten, es gibt 128 Proben in einer Periode des PR-Symbols. Der Differenzie rer enthält ein Filter mit einer Übertragungsfunktion HP(z) = (1 – z–64 + z–128 – z– 192), um eine pseudoperiodische Wellenform zu erzeugen, und ein Filter mit einer Übertragungsfunktion HS(z) = (1 + z–64 + z– 128 + z– 192), um eine glatte Wellenform zu erzeugen. Jedes der z-Transformationsfilter 23, 24 und 25 wendet eine 64-Proben-Verzögerung auf das daran angelegte Signal an. Eine Summiererschaltung 26, die mit den Filtern 23, 24 bzw. 25 verbunden ist, addiert die jeweiligen Ausgänge der Filter 23, 24 und 25, um die glatte Wellenform zu erzeugen. Um die pseudoperiodische Wellenform zu erzeugen, subtrahiert die Summiererschaltung 27 den Ausgang von Filter 23 von dem Ausgang des Addierers 22. Die Summiererschaltung 28 subtrahiert den Ausgang des Filters 25 von dem Ausgang des Filters 24. Schließlich addiert eine mit den Summiererschaltungen 27 und 28 verbundene Summiererschaltung 29 die Ausgänge der Summiererschaltungen 27 bzw. 28, um die pseudoperiodische Wellenform zu erzeugen.
  • Die Rahmensynchronisation eines modulierten OFDM-Digitalsignals, wie z.B. das des Eureka 147 Systems, wird daher erlangt, indem zuerst ein Hüllkurven-Detektor angewandt wird, um das erste Symbol des Eingangssignals zu erfassen. Nach Erfassen des ersten Symbols stößt der Hüllkurven-Detektor einen Filter/Differenzierer an, um die Erfassung des zweiten Symbols des Eingangssignals zu beginnen. Ein Einproben-Verzögerungsfilter wird dann auf das Eingangssignal angewandt. Dem folgt die Bereitstellung eines Filters mit einer Übertragungsfunktion Hp(z) = (1 – z–n/2 + z–n – z–3n/2), um eine pseudoperiodische Wellenform zu erzeugen, um das zweite Symbol des Eingangssignals zu erfassen. Die mehrfachen Stellen von Spitzen der pseudoperiodischen Wellenform sind genauere Indikatoren eines Referenzsignalrahmens. Wenn der Mittelwert der Spitzen größer als ein vorbestimmter Schwellenwert ist, kann die Wahrscheinlichkeit einer Fehlerfassung des PR-Symbols, oder eines Fehlalarms erhöht werden, was unter Bedingungen mit tiefem Schwund oft vorkommt. In einer bevorzugten Ausführung werden daher der Mittelwert und die mittlere Stelle aus einer vorbestimmten Zahl von Spitzen der pseudoperiodischen Wellenform gewonnen, um den Anfang oder das Ende des PR-Symbols genauer zu bestimmen.
  • Außerdem kann ein zweites Filter mit einer Übertragungsfunktion NS(z) = (1 + z–n/2 + z–n + z–3 n/2) bereitgestellt werden, um eine glatte Wellenform zu erzeugen. Die glatte und die pseudoperiodische Wellenform werden an die Übergangs-Detektionsschaltung 30 angelegt, um sicherzustellen, dass das erste und zweite Symbol richtig auf gefunden werden, weil Schwankungen zwischen Proben die Fähigkeit des Hüllkurven-Detektors, das erste und zweite Symbol richtig zu erfassen und zu unterscheiden, stören können. Nach dem Erfassen des ersten und zweiten Symbols des Eingangssignals wird die Rahmensynchronisation oder Grob-Synchronisation erreicht worden sein.
  • Grob synchronisierte OFDM-Symbole könnten jedoch noch um einen festen Zeitoffset versetzt sein, um Fehlalarme zu reduzieren. Dieser Vorwärts-Zeitoffset kann durch die Einführung eines Schutzintervalls, wie in 2 und 5 gezeigt, zu Anfang hingenommen werden. Grundsätzlich muss die Dauer des Schutzintervalls lang genug sein, um Mehrwege-Verzerrung zu mindern. Die Dauer des Schutzintervalls Tg des Eureka 147 Signals ist etwa ¼ der Dauer der Symbole Tu, und die Symbole in dem Schutzintervall werden aus dem letzten ¼ der Symbole reproduziert.
  • Erfindungsgemäß werden die in die Signale des Eureka 147 Systems eingeführten Schutzintervalle weiter verwendet, um einen gebrochenen Frequenzoffset des Trägerfrequenzoffsets zu schätzen. Trägerphasensynchronisation, oder Feinabstimmung, ist nach der Rahmensynchronisation erforderlich, um vollständige Signalsynchronisation zu erlangen. Herkömmliche Verfahren und Systeme erreichen Trägerfrequenzsynchronisation, indem zuerst der ganzzahlige Frequenzoffset der Trägerfrequenz geschätzt und dann der gebrochene Frequenzoffset kompensiert wird. Im Gegensatz dazu schätzen erfindungsgemäße Ausführungen zuerst den gebrochenen Frequenzoffset und erlangen dann den ganzzahligen Frequenzoffset unter Verwendung des geschätzten gebrochenen Frequenzoffsets als eine Referenz, um Mehrdeutigkeit in der Schätzung des ganzzahligen Frequenzoffsets zu vermeiden, wie sie bei herkömmlichen Verfahren und System angetroffen werden kann. Die Beziehung zwischen Schutzintervallen und der Schätzung des gebrochenen Frequenzoffsets wird unten beschrieben.
  • Auf 5 verweisend kann, kein Rauschen oder Schwund vorausgesetzt, die Beziehung zwischen einem komplexen Signal Z, in dem Schutzintervall Tg und einem komplexen Signal Z2 im letzten Viertel der Datensymbole, das gleich dem Signal T1, verzögert um ein Zeitintervall Tu ist, wie folgt dargestellt werden: Z2 = Z1 exp [j(2πΔf)Tu] wo Δf der Trägerfrequenzoffset ist. Außerdem, Δf = j + δ, wo j eine Ganzzahl und δ eine gebrochene Zahl sind. Daher Z2 = Z1 exp [j2πTu]und δ = 1/(2πTu) Arg [(Z2 Z1*)/(|Z1|2]
  • Der gebrochene Frequenzoffset wird geschätzt. Diese Schätzung ist auch auf jedes OFDM-Symbol, einschließlich des PR-Symbols und denen in dem schnellen Informationskanal und dem Hauptservicekanal der Eureka 147 Signale, anwendbar. Der gebrochene Frequenzoffset kann daher bei Bedarf an vielen Stellen in einem DAB-Rahmen geschätzt werden.
  • Der mittlere Teil des Blockschaltbildes in 3 enthält eine Schaltung zum Schätzen des gebrochenen Frequenzoffsets basierend auf der Einführung des Schutzintervalls. Ein in das Synchronisationssystem eingegebenes OFDM-Digitalsignal r(t) wird an eine Schaltung 40 zum Schätzen des gebrochenen Frequenzoffsets angelegt. Ein ausführlicheres Blockschaltbild der Schaltung 40 wird in 6 gezeigt, die eine Verzögerungsschaltung 72, eine erste Arithmetikschaltung 74, eine Multiplizierschaltung 76 und eine zweite Arithmetikschaltung 77 enthält. Das Eingangssignal r(t) wird an die Verzögerungsschaltung 72 angelegt, die das Signal um eine Verzögerungsperiode, die gleich der Signaldauer Tu ist, verzögert. Verbunden mit der Verzögerungsschaltung 72 ist die erste Arithmetikschaltung 74, um ein konjugiert komplexes Signal r*(t – Tu) eines Ausgangs der Verzögerungsschaltung 72 zu liefern. Verbunden mit der Arithmetikschaltung 74 ist die Multiplizierschaltung 76, die auch das Eingangssignal r(t) empfängt, um das Eingangssignal mit einem Ausgang der Arithmetikschaltung 74 zu multiplizieren. Ein Signalausgang z(t) der Schaltung 76 hat die folgende Charakteristik:
    Figure 00110001
    wo a(t) und a*(t) die Amplituden der Signale r(t) bzw. r*(t – Tu) sind und c gleich |a(t)|2 ist. Außerdem ist ΔfR der gebrochene Trägerfrequenzoffset, und Δfi ist der ganzzahlige Trägerfrequenzoffset. Da ΔfiTu eine Ganzzahl ist: z(t) = ce jzπΔfRTu ΔfR = (arg[z])/(2πTu)
  • Mit anderen Worten, die während der Periode erlangte Phase von z(t) ist eine Konstante und steht im Verhältnis zu dem Wert von ΔfR. Der gebrochene Frequenzoffset wird dann durch eine analoge automatische Frequenzregel- ("AFC") Schaltung kompensiert, wann immer OFDM-Symbole vorkommen.
  • 3 und 6 zeigen den restlichen Prozess zum Schätzen des gebrochenen Frequenzoffsets. Der Ausgang der Schaltung 40 von 3 wird am Ausgang der zweiten Arithmetikschaltung 77 von 6 erzeugt. Die mit der Multiplizierschaltung 76 verbundene Arithmetikschaltung 77 erlangt einen Argumentwert des Ausgangs der Multiplizierschaltung 76 und teilt den Argumentwert durch ein Produkt aus 2 multipliziert mit π multipliziert mit dem vorbestimmten Verzögerungsintervall Tu. Das Ergebnis wird dann an eine Mittelwert-Filterschaltung 50 angelegt, um den geschätzten gebrochenen Frequenzoffset ΔfR des Eingangssignals zu bestimmen. Der geschätzte gebrochene Frequenzoffset wird dann einer Digital/Analog-Umsetzung durch einen DAC 52 unterzogen und durch die AFC-Schaltung kompensiert.
  • Nach dem Schätzen des gebrochenen Frequenzoffsets der Trägerphase kann der ganzzahlige Frequenzoffset durch angepasstes Filtern gegen PR-Symbole von restlichen ganzzahligen Frequenzoffsets erhalten werden, da die anzupassenden möglichen, restlichen, ganzzahligen Frequenzoffsets begrenzt sind. Wieder auf 6 verweisend wird eine Exponentialschaltung 78 auf den geschätzten gebrochenen Frequenzoffset angewandt. Eine Multiplikationsschaltung 75 multipliziert den Exponentialwert mit dem Eingangssignal im Frequenzbereich. Der Ausgang der Multiplikationsschaltung 75 ist gedacht, gegen mehrere lokale PR-Symbole, die durch die entsprechenden ganzzahligen Frequenzoffsets versetzt sind, verglichen zu werden. Da aber Berechnungen im Zeitbereich komplex sind, wird eine FFT auf den Ausgang der Schaltung 75 angewandt, deren Ausgang mit einem frequenzverschobenen PR-Symbol multipliziert und dann einer inversen FFT-Operation unterzogen wird. Dann wird die Spitze des mittels inverser FFT transformierten Signals erfasst. Das heißt, gemäß 6 transformiert eine FFT-Schaltung 82 einen Ausgang des Multiplizierers 75. Ein Ausgang der Schaltung 82 wird an eine zweite Multiplizierschaltung 84 angelegt, die mit der Schaltung 82 und einer frequenzverschobenen Phasenreferenzschaltung 86 verbunden ist, um die jeweiligen Ausgänge der Schaltung 82 und der frequenzverschobenen Phasenreferenzschaltung 86 zu multiplizieren. Die Schaltung 86 empfängt eine Phasenreferenz im Fre quenzbereich von einer Synchronisations-Nachführschaltung 92, die durch einen von der Schaltung 92 bestimmten ganzzahligen Offset verschoben wird. Das Produkt der Multiplizierschaltung 84 wird an eine inverse FFT-Schaltung 88 angelegt. Eine mit dem Ausgang der inversen FFT-Schaltung 88 verbundene Spitzendetektionsschaltung 90 erfasst das Auftreten einer Spitze, um den Trägerfrequenzoffset anzuzeigen. Die Multiplizierschaltung 84, die frequenzverschobene Phasenreferenzschaltung 86, die inverse FFT-Schaltung 88 und die Spitzendetektionsschaltung 90 von 6 entsprechen den mit den gleichen Bezugszeichen in 3 bezeichneten Schaltungen.
  • Die Synchronisations-Nachführschaltung 92 stellt auch eine Rahmentaktkorrektur für den Rahmentaktgenerator 60 bereit, wie oben beschrieben. Durch den angepassten Filterungsprozess erfasst die Synchronisations-Nachführschaltung die maximale Spitzenamplitude eines ganzzahligen Frequenzoffsets durch einen Satz von möglichen ganzzahligen Frequenzoffsets. Die Koordinate des ganzzahligen Frequenzoffsets mit dem Maximalwert wird dem Rahmentaktgenerator 60 zur Verfügung gestellt. Eine Korrektur für den Rahmentakt wird auch bereitgestellt, wenn die Koordinate des ganzzahligen Frequenzoffsets nicht auf null ist. Auf 3 verweisend liefert zusätzlich zum Bereitstellen eines Eingangs für den Rahmentaktgenerator 60 die Synchronisations-Nachführschaltung 92 einen Eingang an ein Mittelwertfilter 61 und andere Komponenten, die einen Pfad bilden, um die Abtasttaktrate im Zeitgeber 62 bei Bedarf zu justieren. Die Abtasttakt-Justierungsschleife enthält das Mittelwertfilter 61, eine DAC-Schaltung 63, eine VCXO-Schaltung 65, einen Taktteiler 67 und den Zeitgeber 62. Gemeinsam mit der Synchronisations-Nachführschaltung 92 und dem Rahmentaktgenerator 60 bildet die Abtasttakt-Justierungsschleife einen Pfad zum Justieren der Abtasttaktphase, um Rahmen-, Symbol- oder Zeitoffset zu kompensieren.
  • Wie beschrieben, wird der Trägerfrequenzoffset durch angepasstes Filtern unter Verwendung des PR-Symbols als eine Referenz bestimmt. Während des angepassten Filterungsprozesses wird ein PR-Symbol mit dem empfangen Eingangssignal sehr nahe übereinstimmen und wird einen Spitzenausgang haben, während die anderen PR-Symbole nach der inversen FFT Ausgaben wie ein Rauschen erzeugen werden. Dieses Ergebnis kann durch Iteration erhalten werden, wobei der Ausgang der inversen FFT-Schaltung 88 gegen ein PR-Symbol, das einem ersten ganzzahligen Frequenzoffset entspricht, abgeglichen wird, um eine erste Spitzenamplitude ("PA") und erste Spitzenposition ("PP") zu gewinnen. Ein weiteres PR-Symbol, das einem zweiten ganzzahligen Frequenzoffset entspricht, wird mit der Ausgabe der Multiplizierschaltung 75 verglichen, um eine zweite PA und zweite PP zu erlangen. Diese zwei Sätze von PA und PP werden verglichen, und nur die Information bezüglich des Satzes mit der größeren Spitzenamplitude wird gespeichert. Der Prozess wird für alle möglichen ganzzahligen Frequenzoffsets wiederholt, um die gesuchte Ganzzahl-Frequenz zu erfassen. Weil ein praktischer Oszillator eine Frequenzstabilität in der Größe von mehreren ppm hat, werden nur ein paar frequenzversetzte Phasenreferenzsymbole für den angepassten Filterungsprozess benötigt.
  • Der vorerwähnte, iterative, angepasste Filterungsprozess kann auch, wie in 7 gezeigt, parallel durchgeführt werden. In dieser Ausführung wird eine Vielzahl von Multiplikationsschaltungen 84-1, 84-2, 84-3 ... 84-N bereitgestellt, wo N die Zahl von Multiplikationsschaltungen ist. Jeder der N Multiplikationsschaltungen empfängt ein Eingangssignal von der FFT-Schaltung 82, wie in 6 gezeigt, und jede ist mit einer Vielzahl von inversen FFT-Schaltungen 88-1, 882-2, 88-3 ... 88-N verbunden. Jede der Vielzahl von inversen FFT-Schaltungen ist mit einer Vielzahl von Spitzendetektionsschaltungen 90-1, 90-2, 90-3 ... 90-N verbunden. Die Vielzahl von Multiplikationsschaltungen, die Vielzahl von inversen FFT-Schaltungen und die Vielzahl von Spitzendetektionsschaltungen entsprechen der Multiplikationsschaltung 84, der inversen FFT-Schaltung 88 bzw. der Spitzendetektionsschaltung 90 von 3 und 6. Jede der Vielzahl von Spitzendetektionsschaltungen erfasst Spitzenamplituden und Spitzenpositionen, die jedem möglichen ganzzahligen Frequenzoffset entsprechen. Wieder auf 7 verweisend werden diese Werte gleichzeitig an einen Selektor 94 angelegt, der die größte Spitzenamplitude bestimmt. Der ganzzahlige Frequenzoffset, der der größten Spitzenamplitude entspricht, ist der gesuchte ganzzahlige Frequenzoffset.
  • In einer bevorzugten Ausführung ist die Synchronisations-Nachführschaltung 92, wie in 3 gezeigt, in der Synchronisationsvorrichtung enthalten, um zu vergleichen und festzustellen, ob die vorher hergestellte Synchronisation verloren wurde. Wenn die Synchronisation nicht verloren wurde, ist das Synchronisationssystem der vorliegenden Erfindung in der Lage, die Synchronisation in einer beschleunigten Weise herzustellen. Die Nachführschaltung kann so konstruiert sein, dass sie nicht nur die Synchronisation des ganzen Trägerfrequenzoffsets, sondern auch gebrochene und ganzzahlige Frequenzoffsets einzeln verfolgt.
  • Außerdem ist das Nebenprodukt der Frequenzoffset-Kompensation die Symbol/Takt-Synchronisation. Wenn es eine Übereinstimmung zwischen dem PR-Symbol und dem Eingangssignal gibt, ist folglich die Position der Spitze, PP, die Zeitdifferenz (Offset) zwischen dem PR-Symbol und dem Eingangssignal. Daher wird auch eine Taktsynchronisation erlangt.
  • Für die Fachleute in der Technik wird ersichtlich sein, dass verschiedene Modifikationen und Veränderungen in dem offengelegten Prozess und Erzeugnis vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Andere Ausführungen der Erfindung werden für die Fachleute aus der Betrachtung der Beschreibung und Praxis der hierin offengelegten Erfindung ersichtlich werden. Es ist beabsichtigt, dass die Beschreibung und die Beispiele nur als exemplarisch betrachtet werden, wobei ein wahrer Umfang der Erfindung durch die folgenden Ansprüche angegeben wird.
    •

Claims (12)

  1. Vorrichtung für gemeinsame Träger-Offset-Erfassung und Rahmentakt-Synchronisation in einem modulierten OFDM-Eingangssignal, wobei das Eingangssignal in Rahmen strukturiert ist und jeder Rahmen ein erstes Symbol aufweist, das wesentlich geringere Signalleistung hat als ein zweites Symbol, das zweite Symbol ein Phasenbezugs-Signal mit Pseudoperiodizität ist, jedes Symbol ein Schutzintervall aufweist, auf das ein Datenabschnitt folgt, und das Schutzintervall den letzten Teil des Datenabschnitts reproduziert, wobei sie umfasst: eine Einrichtung (10, 20, 30) zum Empfangen des modulierten OFDM-Eingangssignals und zum Erzeugen eines Rahmentaktes auf Basis des Übergangs zwischen dem ersten und dem zweiten Symbol; eine Einrichtung (40, 50) zum Empfangen des modulierten OFDM-Eingangssignals und zum Gewinnen eines Teil-Trägerfrequenz-Offsets durch Erfassen der Frequenzverschiebung des letzten Teils eines Symbols relativ zu dem entsprechenden Schutzintervall; eine Einrichtung (75) zum Kompensieren eines empfangenen zweiten Symbols mit dem Teil-Trägerfrequenz-Offset; eine Einrichtung (82) für schnelle Fourier-Transformation des kompensierten zweiten Symbols und zum Erzeugen eines Ausgangssignals schneller Fourier-Transformation; eine Einrichtung (84, 86) zum Anpassen des Ausgangssignals schneller Fourier-Transformation an ein Phasenbezugssignal, das unter Verwendung eines Integral-Frequenz-Offsets verschoben worden ist, und zum Erzeugen eines frequenzangepassten Ausgangssignals; eine Einrichtung (88) für inverse schnelle Fourier-Transformation des frequenzangepassten Ausgangssignals und zum Erzeugen eines zeitangepassten Ausgangssignals; eine Einrichtung (90, 92) zum Empfangen des zeitangepassten Ausgangssignals, zum Bestimmen eines Integral-Frequenz-Offsets über einen Satz möglicher Integral-Frequenz-Offsets auf Basis des empfangenen zeitangepassten Ausgangssignals, zum Bereitstellen des bestimmten Integral-Frequenz-Offsets für die Einrichtung zum Anpassen (84, 86) und zum Erzeugen eines Rahmentaktfrequenzkorrektur-Signals auf Basis des bestimmten Integral-Frequenz-Offsets; und eine Einrichtung (60) zum Empfangen des Rahmentaktes sowie des Rahmentakt-Frequenzkorrektur-Signals und zum Bereitstellen eines sychronisierten Rahmentaktes.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung zum Empfangen des modulierten OFDM-Eingangssignals und zum Erzeugen eines Rahmentaktes eine Schaltung für Hüllkurven-Erfassen (10) sowie eine Schaltung zum Verbessern von Pseudoperiodizität (20) umfasst.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Einrichtung zum Empfangen des zeitangepassten Ausgangssignals, zum Bestimmen und Bereitstellen eines Integral-Trägerfrequenz-Offsets umfasst: eine Spitzen-Erfassungseinrtchtung (90) zum Bereitstellen von Amplitude und Position eines Spitzen-Signals aus dem zeitangepassten Ausgangssignal, einen Speicher, der mit der Spitzen-Erfassungseinrichtung (90) gekoppelt ist, um eine Vielzahl von Amplituden und Positionen für eine Vielzahl von Integral-Trägerfrequenz-Offsets zu halten, und eine Einrichtung (94), die mit dem Speicher gekoppelt ist, um die Vielzahl in dem Speicher gespeicherter Amplituden zu vergleichen und eine mit der größten Amplitude zu bestimmen.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Einrichtung (94), die mit dem Speicher gekoppelt ist, des Weiteren so eingerichtet ist, dass sie den Integral-Trägerfrequenz-Offset auf Basis der größten Amplitude bestimmt und das Rahmentakt-Frequenzkorrektursignal auf Basis der entsprechenden Spitzenposition erzeugt.
  5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Einrichtung zum Empfangen des zeitangepassten Ausgangssignals, zum Bestimmen und Bereitstellen eines Integral-Frequenz-Offsets des Weiteren eine Nachlaufeinrichtung (92) zum Vergleichen des Integral-Trägerfrequenz-Offsets mit einem Bezugsfrequenz-Offset umfasst, um festzustellen, ob die Synchronisation verloren gegangen ist.
  6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Einrichtung zum Empfangen des modulierten OFDM-Eingangssignals und zum Erzeugen eines Rahmentaktes eine Filtereinrichtung (20) mit einer Übertragungsfunktion HP(z) = (1 – z n/2 + z–n – z– 3 n/2) umfasst, wobei n eine Anzahl von Abtastwerten in dem Eingangssignal ist, um eine pseudoperiodische Wellenform zu erzeugen.
  7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das modulierte OFDM-Eingangssignal dem Standard Eureka 147 entspricht.
  8. Verfahren für gemeinsame Träger-Offset-Erfassung und Rahmentakt-Synchronisation in einem modulierten OFDM-Eingangssignal, wobei das Eingangssignal in Rahmen strukturiert ist und jeder Rahmen ein erstes Symbol aufweist, das eine erheblich geringere Signalleistung hat als ein zweites Symbol, das zweite Symbol ein Phasenbezugs-Signal mit Pseudoperiodizität ist, jedes Symbol ein Schutzintervall aufweist, auf das ein Datenabschnitt folgt, und das Schutzintervall den letzten Teil des Datenabschnitts reproduziert, wobei es die folgenden Schritte umfasst: Empfangen des modulierten OFDM-Eingangssignals; Erzeugen eines Rahmentaktes auf Basis des Übergangs zwischen dem ersten und dem zweiten Symbol; Gewinnen eines Teil-Trägerfrequenz-Offsets durch Erfassen der Frequenzverschiebung des letzten Teils eines Symbols relativ zu dem entsprechenden Schutzintervall; Kompensieren eines empfangenen zweiten Symbols mit dem Teil-Trägerfrequenz-Offset; Erzeugen eines Ausgangssignals schneller Fourier-Transformation durch schnelle Fourier-Transformation des kompensierten zweiten Symbols; Erzeugen eines frequenzangepassten Ausgangssignals durch Anpassen des Ausgangssignals schneller Fourier-Transformation an ein Phasenbezugssignal, das unter Verwendung eines Integral-Frequenz-Offsets verschoben worden ist; Erzeugen eines zeitangepassten Ausgangssignals durch inverse schnelle Fourier-Transformation des frequenzangepassten Ausgangssignals; Bestimmen eines Integral-Frequenz-Offsets über einen Satz möglicher Integral-Frequenz-Offsets auf Basis des zeitangepassten Ausgangssignals; Erzeugen eines Rahmentakt-Frequenzkorrektur-Signals auf Basis des bestimmten Integral-Frequenz-Offsets; und Bereitstellen eines synchronisierten Rahmentaktes auf Basis des Rahmentaktes und des Rahmentakt-Frequenzkorrektur-Signals.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Schritt des Erzeugens eines Rahmentaktes die Schritte des Erfassens von Hüllkurven und der Verbesserung von Pseudoperiodizität umfasst.
  10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, wobei der Schritt des Bestimmens eines Integral-Trägerfrequenz-Offsets die folgenden Schritte umfasst: Spitzen-Erfassung zum Bereitstellen von Amplitude und Position eines Spitzen-Signals aus dem zeitangepassten Ausgangssignal; Halten einer Vielzahl von Amplituden und Positionen für die Vielzahl von Integral-Trägerfrequenz-Offsets, die durch den Schritt der Spitzen-Erfassung bereitgestellt werden, durch Speichern in einem Speicher; Vergleichen der Vielzahl von in dem Speicher gespeicherten Amplituden, und Bestimmen einer mit der größten Amplitude.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die größte Amplitude den Integral-Trägerfrequenz-Offset bestimmt und die entsprechende Spitzen-Position das Rahmentakt-Frequenzkorrektur-Signal ergibt.
  12. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, das des Weiteren nach dem Schritt des Bestimmens eines Integral-Trägerfrequenz-Offsets den Schritt des Vergleichens des Integral-Trägerfrequenz-Offsets mit einem Bezugsfrequenz-Offset umfasst, um festzustellen, ob die Synchronisation verloren gegangen ist.
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